TWI491150B - 直流轉直流轉換控制器 - Google Patents

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TWI491150B
TWI491150B TW102122144A TW102122144A TWI491150B TW I491150 B TWI491150 B TW I491150B TW 102122144 A TW102122144 A TW 102122144A TW 102122144 A TW102122144 A TW 102122144A TW I491150 B TWI491150 B TW I491150B
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Chao Shao
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Description

直流轉直流轉換控制器
本發明係關於一種直流轉直流轉換控制器，尤指一種具固定導通時間控制之直流轉直流轉換控制器。
請參見第一圖，為美國專利證號第6369555號所提供低紋波、高頻遲滯的直流轉直流轉換電路之電路示意圖。直流轉直流轉換電路包含了一緩衝電路2、一遲滯比較器4、一回授電路6及一驅動電路8。回授電路6耦接遲滯比較器4的一輸出端並提供一斜波電壓VRAMP至緩衝電路2的一輸入端。緩衝電路2於輸入端接收斜波電壓VRAMP及一參考電壓VREF之一疊加訊號VREF’(=VREF+VRAMP)。遲滯比較器4的一非反相輸入端耦接緩衝電路2的一輸出端及一反相輸入端耦接一輸出電壓VOUT，輸出端耦接驅動電路8。驅動電路8可以是功率電晶體，耦接一輸入電壓VIN及一LC濾波電路12。LC濾波電路12提供輸出電壓VOUT。
斜波電壓VRAMP的震幅與輸入電壓VIN及輸出電壓VOUT之大小有關。請參見第二圖，為第一圖所示疊加訊號VREF’在不同的輸入電壓及輸出電壓的應用環境之波形示意圖。訊號CLK_ON代表驅動電路8的工作週期。疊加訊號VREF’1及VREF’2的直流成分均為參考電壓VREF，而波峰值及波谷值則由輸入電壓VIN及輸出電壓VOUT所決定。因此，不同的應用環境造成疊加訊號VREF’1及VREF’2的波峰值及波谷值不同。遲滯比較器4是根據疊加訊號 VREF’的波峰值及波谷值來進行判斷，這樣的電路特性會導致遲滯比較器4在不同的應用環境有不同的電壓偏移量如第二圖所示，疊加訊號VREF’1及VREF’2的電壓偏移量Voffset1及Voffset2大小不同，造成代表輸出電壓VOUT的迴授訊號FB1及FB2也不同。因此，這樣的電路架構使得輸出電壓VOUT在不同應用環境其大小也不相同。
先前技術中的電路架構，於不同應用環境會有不同的輸出電壓的問題。本發明將用以補償的斜波電壓的波峰值或波谷值於穩態時設計成一致，且與輸入電壓及輸出電壓無關。因此避免了上述先前技術的輸出電壓不一致之問題。
為達上述目的，本發明提供一種直流轉直流轉換控制器，用以控制一轉換電路，轉換電路耦接一輸入電壓，並於一輸出端提供一輸出電壓。直流轉直流轉換控制器包含一斜波參考電壓產生器、一比較器、一固定時間導通控制器以及一驅動電路。斜波參考電壓產生器根據一控制訊號、輸入電壓及輸出電壓產生一斜波電壓，並將斜波電壓載入一參考電壓以產生一斜波參考電壓。比較器比較斜波參考電壓及代表輸出電壓之一迴授訊號，輸出一比較結果訊號以決定一週期之一起始點。固定時間導通控制器根據比較結果訊號於每一週期產生具固定脈寬之一脈衝訊號以決定一導通期間。驅動電路根據脈衝訊號產生控制訊號以控制轉換電路，使輸入電壓傳送一電力至轉換電路。其中，斜波參考電壓產生器包含一斜波及預定截止時間產生電路、一電流產生電路、一緩衝電路以及一參考電壓電阻。斜波及預定截止時間產生電路根據控制訊號、輸入電壓以及輸出電壓，以決定每一週期經過導通期間後之一預定截止期間。電流產生電路於導通期間及預定截止期間時輸出一基本斜波電流，且基本斜波電流於導通期間之一起始時點及預定截止期間之一結束時點之大 小相同。緩衝電路輸出參考電壓。參考電壓電阻之一端耦接緩衝電路，另一端耦接電流產生電路，以根據基本斜波電流決定斜波電壓。
本發明之一實施例以比較器取代先前技術的誤差放大器，而具有較好的暫態反應(Transient Response)以及低紋波的特性。
以上的概述與接下來的詳細說明皆為示範性質，是為了進一步說明本發明的申請專利範圍。而有關本發明的其他目的與優點，將在後續的說明與圖示加以闡述。
 先前技術：
2‧‧‧緩衝電路
4‧‧‧遲滯比較器
6‧‧‧回授電路
8‧‧‧驅動電路
12‧‧‧LC濾波電路
CLK_ON‧‧‧訊號
FB1、FB2‧‧‧迴授訊號
VIN‧‧‧輸入電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
VRAMP‧‧‧斜波電壓
VREF‧‧‧參考電壓
VREF’、VREF’1、VREF’2‧‧‧疊加訊號
Voffset1、Voffset2‧‧‧電壓偏移量
本發明：
102、202‧‧‧訊號疊加電路
104、204‧‧‧斜波及預定截止時間產生電路
106、206‧‧‧電流產生電路
110‧‧‧斜波參考電壓產生器
120‧‧‧比較器
130‧‧‧固定時間導通控制器
140‧‧‧驅動電路
203‧‧‧緩衝電路
208‧‧‧電流調節電路
304、306、308‧‧‧鏡射電路
BJT1‧‧‧第一雙載子電晶體
BJT2‧‧‧第二雙載子電晶體
BJT3‧‧‧第三雙載子電晶體
BJT4‧‧‧第四雙載子電晶體
BJT5‧‧‧第五雙載子電晶體
BJT6‧‧‧第六雙載子電晶體
BJT7‧‧‧第七雙載子電晶體
v1、v2、v4、v5、v7‧‧‧連接點電位
C1‧‧‧電容
COM‧‧‧比較器
COUT‧‧‧輸出電容
FB‧‧‧迴授訊號
I‧‧‧第一時區
II‧‧‧第二時區
III‧‧‧第三時區
IV‧‧‧第四時區
I1‧‧‧放電電流源
Ib‧‧‧偏壓電流源
Iin-out‧‧‧電流
Imir‧‧‧鏡射電流
Ineg‧‧‧基本斜波電流
Ipos‧‧‧額外電流
IRAMP‧‧‧斜波電流
Ivf‧‧‧電流
K1、K2、K3‧‧‧電壓變化率
L1‧‧‧電感
M1、M2、M3、M4、M5、M6‧‧‧電晶體
R0‧‧‧參考電壓電阻
R1‧‧‧第一電阻
R2‧‧‧第二電阻
R3‧‧‧第三電阻
R4‧‧‧第四電阻
R5‧‧‧第五電阻
VDD‧‧‧驅動電壓
VIN‧‧‧輸入電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
VRAMP‧‧‧斜波電壓
VREF‧‧‧參考電壓
VREFX、VREFX1、VREFX2‧‧‧斜波參考電壓
Scom‧‧‧比較結果訊號
Son‧‧‧脈衝訊號
SW1‧‧‧控制訊號
SW2‧‧‧同步控制訊號
t1、t2、t3‧‧‧時間點
第一圖為美國專利證號6369555所提供低紋波、高頻遲滯的直流轉直流轉換電路之電路示意圖。
第二圖為第一圖所示疊加訊號在不同的輸入電壓及輸出電壓的應用環境之波形示意圖。
第三圖為根據本發明之一較佳實施例之直流轉直流轉換控制器。
第四圖為根據第三圖所示實施例的斜波參考電壓的波形圖。
第五圖為根據本發明之一較佳實施例之斜波參考電壓產生器之電路示意圖。
第六圖為根據本發明之另一較佳實施例之斜波參考電壓產生器之電路示意圖。
第七圖為根據本發明之一較佳實施例之斜波及預定截止時間產生電路之電路示意圖。
第八圖為根據本發明之一較佳實施例之電流產生電路之電路示意圖。
第九圖為根據本發明之一較佳實施例之電流調節電路之電路示意圖。
第十圖為本發明之直流轉直流轉換控制器於穩態時斜波參考電壓的波形圖。
第十一圖為本發明之直流轉直流轉換控制器於非穩態時斜波電壓的波形圖。
請參見第三圖，為根據本發明之一較佳實施例之直流轉直流轉換控制器。直流轉直流轉換控制器包含一斜波參考電壓產生器110、一比較器120、一固定時間導通控制器130以及一驅動電路140，用以控制一轉換電路。在本實施例，轉換電路為一直流轉直流降壓轉換電路，包含電晶體M1及M2、一電感L1以及一輸出電容COUT。直流轉直流降壓轉換電路耦接一輸入電壓VIN，並根據直流轉直流轉換控制器之控制於一輸出端提供一輸出電壓VOUT。斜波參考電壓產生器110，根據一控制訊號SW1、輸入電壓VIN及輸出電壓VOUT產生一斜波電壓VRAMP，並將斜波電壓VRAMP載入一參考電壓VREF以產生一斜波參考電壓VREFX。比較器120比較斜波參考電壓VREFX及代表輸出電壓VOUT之一迴授訊號FB，輸出一比較結果訊號Scom以決定一週期之一起始點。固定時間導通控制器130根據比較結果訊號Scom於每一週期產生具固定脈寬之一脈衝訊號Son以決定此次週期的一導通期間。驅動電路140根據脈衝訊號Son產生一控制訊號SW1以控制轉換電路，使輸入電壓VIN傳送一電力至轉換電路。在本實施例，轉換電路為同步整流架構。因此，驅動電路140可額外產生一同步控制訊號SW2也控制作為同步整流開關的電晶體M2。實際應用時，電晶體M2可以取代為一整流二極體，此時驅動電路140僅需產生控制訊號SW1即可。
斜波參考電壓產生器110包含一訊號疊加電路102以及一斜波及預定截止時間產生電路104。斜波及預定截 止時間產生電路104接收控制訊號SW1、輸入電壓VIN以及輸出電壓VOUT。控制訊號SW1的一產生始點代表了一個週期的開始以及導通期間的開始，而控制訊號SW1的脈寬代表此週期的導通期間的時間長度。斜波參考電壓產生器110更根據輸入電壓VIN及輸出電壓VOUT來計算轉換電路操作於一穩態時，也就是耦接轉換電路的輸出端的負載所消耗的功率穩定時，預定截止期間的時間長度為多少。此時，導通期間與預定截止期間的關係可表示如下：導通期間：預定截止期間=VOUT：(VIN-VOUT)
根據上述之電路設計，斜波參考電壓產生器110所產生的斜波電壓VRAMP於每一週期之一起始時點(導通期間開始)時，由一初始電壓(即斜波電壓VRAMP的波峰值或波谷值)往一第一方向變化，而於導通期間結束後進入之預定截止期間時，往一第二方向變化而至預定截止期間之一結束時點時，恰巧回到初始電壓。其中，第一方向與第二方向為反向。如此，使得斜波電壓VRAMP在穩態時，斜波電壓VRAMP的波峰值與波谷值其中之一為定值而且與輸入電壓VIN及輸出電壓VOUT之大小無關。訊號疊加電路102接收參考電壓VREF以及斜波電壓VRAMP，將兩訊號疊加後形成斜波參考電壓VREFX，而斜波參考電壓VREFX的波峰值與波谷值其中之一為定值而且與輸入電壓VIN及輸出電壓VOUT之大小無關。
斜波參考電壓VREFX的波峰值或波谷值為定值需視實際應用來決定。在第三圖所示之實施例，斜波參考電壓VREFX輸入比較器120的一非反相輸入端，斜波參考電壓VREFX的波峰值為一定值。若斜波參考電壓VREFX輸入比較器120的一反相輸入端，斜波參考電壓VREFX的波谷值則為一定值
請參見第四圖，為根據第三圖所示實施例的斜波 參考電壓的波形圖。斜波參考電壓VREFX1及VREFX2為不同應用環境時具有不同的震幅，例如：斜波參考電壓的震幅正比於於輸入電壓VIN減去輸出電壓VOUT之電壓差。然而，斜波參考電壓VREFX1及VREFX2的波峰值均等於參考電壓VREF。在不同應用環境，則斜波參考電壓VREFX1及VREFX2的波谷值可設計為等於參考電壓VREF。詳細來看第四圖，每一個週期可細分為一第一時區I、一第二時區II以及一第三時區III。第一時區I及第三時區III位於導通期間，控制訊號SW1代表導通之一高準位；第二時區II位於預定截止期間，在穩態時，對應控制訊號SW1為一低準位之期間。在第一時區I，斜波參考電壓VREFX1及VREFX2由參考電壓VREF開始往遞減之第一方向變化直至一預定電壓值為止，不同的應用環境，預定電壓值可以不同。在第二時區II，斜波參考電壓VREFX1及VREFX2由各自的預定電壓值往遞增之第二方向變化，至預定截止期間結束時，恰巧回到參考電壓VREF。在第三時區III，斜波參考電壓VREFX1及VREFX2則維持在各自的預定電壓值。第一時區I的時間長度視電路設計而定，可以極短暫(此時，第三時區III的時間長度幾乎等於導通期間)或者等於導通期間(此時，第三時區III不存在)。
請參見第五圖，為根據本發明之一較佳實施例之斜波參考電壓產生器之電路示意圖。斜波參考電壓產生器包含一訊號疊加電路202、斜波及預定截止時間產生電路104以及一電流產生電路106。斜波及預定截止時間產生電路104接收控制訊號SW1、輸入電壓VIN以及輸出電壓VOUT，據此決定每一週期經過導通期間後之一預定截止期間以及產生斜波電壓VRAMP，其中當轉換電路操作於一穩態時，斜波電壓VRAMP於導通期間之一起始時點及預定截止期間的一結束時間的大小相同。電流產生電路106根據斜波電壓VRAMP產生一斜波電流IRAMP，較佳的設計為斜波電流IRAMP與斜波電 壓VRAMP成一比例。訊號疊加電路202包含一緩衝電路203以及一參考電壓電阻R0。緩衝電路203的一非反相輸入端接收參考電壓VREF，一反相輸入端則耦接至一輸出端，使輸出端的一電位與參考電壓VREF相同。參考電壓電阻R0耦接緩衝電路203的輸出端及電流產生電路106，使斜波電流IRAMP流經參考電壓電阻R0時產生一跨壓。因此，斜波參考電壓VREFX為參考電壓VREF及參考電壓電阻R0的跨壓之和：VREFX=VREF+IRAMP*R0。
請參見第六圖，為根據本發明之另一較佳實施例之斜波參考電壓產生器之電路示意圖。斜波參考電壓產生器包含訊號疊加電路202、一斜波及預定截止時間產生電路204、一電流產生電路206以及一電流調節電路208。第五圖所示的斜波及預定截止時間產生電路104與本實施例的斜波及預定截止時間產生電路204的主要差異在於對於預定截止期間結束到下一個週期開始這段期間的操作。第五圖所示的斜波及預定截止時間產生電路104在這段期間會維持斜波電壓VRAMP等於預定電壓值，即此時斜波參考電壓VREFX等於參考電壓VREF。斜波及預定截止時間產生電路204的斜波電壓VRAMP在這段期間則仍往第二方向變化，以期直流轉直流轉換控制器有較佳的暫態反應。
斜波及預定截止時間產生電路204接收控制訊號SW1、輸入電壓VIN以及輸出電壓VOUT，據此決定每一週期經過導通期間後之一預定截止期間以及產生一斜波電壓VRAMP。當轉換電路操作於一穩態時，如同第五圖所示的斜波及預定截止時間產生電路104，斜波及預定截止時間產生電路204所產生的斜波電壓VRAMP於導通期間之一起始時點及預定截止期間的一結束時間的大小相同。而當負載變為較輕載時，而使迴授訊號FB在預定截止期間結束時還未回到與參考電壓VREF相等，斜波及預定截止時間產生電路204會持續 使斜波電壓VRAMP往第二方向繼續變化至少一預定額外時間長度。這樣的電路設計，相較於先前技術所示的電路，會提早進入下一個週期而有較佳的暫態反應。電流產生電路206與電流調節電路208根據斜波電壓VRAMP共同產生斜波電流IRAMP，較佳的設計為斜波電流IRAMP與斜波電壓VRAMP成一比例。相較於第五圖所示的電流產生電路106，電流產生電路206在預定截止期間結束後到下一個週期開始前的這段期間會停止提供電流。這段期間由電流調節電路208來提供斜波電流IRAMP。訊號疊加電路202包含緩衝電路203以及參考電壓電阻R0。緩衝電路203的非反相輸入端接收參考電壓VREF，反相輸入端則耦接至輸出端，使輸出端的電位與參考電壓VREF相同。參考電壓電阻R0耦接緩衝電路203的輸出端、電流產生電路206及電流調節電路208，使斜波電流IRAMP流經參考電壓電阻R0時產生一跨壓。因此，斜波參考電壓VREFX為參考電壓VREF及參考電壓電阻R0的跨壓之和：VREFX=VREF+IRAMP*R0。
請參見第七圖，為根據本發明之一較佳實施例之斜波及預定截止時間產生電路之電路示意圖，適合應用至第六圖所示的斜波參考電壓產生器。一第一雙載子電晶體BJT1具有一第一集極、一第一基極以及一第一射極。第一集極耦接一驅動電壓VDD，第一基極耦接輸出電壓VOUT，而第一射極透過一第一電阻R1耦接至一共同電位(即地)。因此，第一雙載子電晶體BJT1的射極與第一電阻R1的一連接點的一電位v1=VOUT-Vbe1，其中Vbe1為第一雙載子電晶體BJT1的一順向偏壓。一第二雙載子電晶體BJT2具有一第二集極、一第二基極以及一第二射極。第二射極透過一第二電阻R2耦接至輸入電壓VIN，第二基極耦接第一雙載子電晶體BJT1的第一射極與第一電阻R1之連接點。第二雙載子電晶體BJT2的第二射極與第二電阻R2的一連接點的一電位 v2=v1+Vbe2=VOUT-Vbe1+Vbe2。在Vbe1=Vbe2時，v2=VOUT。其中Vbe2為第二雙載子電晶體BJT2的一順向偏壓。因此，第二雙載子電晶體BJT2於第二集極輸出的一電流Iin-out與第二電阻R2流經的電流相同，為(VIN-VOUT)/R2，即正比於輸入電壓VIN減去輸出電壓VOUT之一電壓差之電流大小。
一鏡射電路304將第二雙載子電晶體BJT2於第二集極輸出的電流Iin-out鏡射，使比例於輸入電壓VIN減去輸出電壓VOUT之電壓差的一鏡射電流Imir流經一電晶體M3。電晶體M3受控制訊號SW1控制。於控制訊號SW1為高準位的導通期間，電晶體M3導通。一第三電阻R3以及一第三雙載子電晶體BJT3串聯後與一電容C1並聯。第三雙載子電晶體BJT3的一第三基極與一第三集極耦接。在導通期間，鏡射電流Imir對電容C1充電，直至第三電阻R3與電容C1的一連接點電位，即斜波電壓VRAMP=R3*Imir+Vbe3為止，其中Vbe3為第三雙載子電晶體BJT3的一順向偏壓。一放電電流源I1同時耦接電容C1，用以對電容C1放電。由於鏡射電流Imir遠大於放電電流源I1的電流，因此在導通期間可忽略放電電流源I1對斜波電壓VRAMP的影響。由於電流Iin-out正比於於輸入電壓VIN減去輸出電壓VOUT之電壓差，所以電容C1的之變化幅度(震幅)也正比於於輸入電壓VIN減去輸出電壓VOUT之電壓差。當導通期間結束，電晶體M3截止使得放電電流源I1開始對電容C1放電，斜波電壓VRAMP開始下降。連斜波電壓VRAMP下降至Vbe3所需的一預定截止時間Toff_c為：Toff_c=(R3*Imir+Vbe3-Vbe3)/I1=(R3*K*Iin-out)/I1=R3*K*(VIN-VOUT)/(R2*I1)，其中K為常數。
因此，當I1=(R3*K*VOUT)/(R2*Ton)時，Toff_c=Ton*(VIN-VOUT)/VOUT，其中Ton為導通期間的時間長度，也就是當轉換電路操作於穩態時，電晶體M1的導通時 間。而且，本發明的斜波參考電壓產生器於轉換電路操作於穩態時所產生的斜波參考電壓VREFX的震幅正比於於輸入電壓VIN減去輸出電壓VOUT之電壓差。
若轉換電路操作於一非穩態，造成預定截止時間經過，但控制訊號SW1仍於低準位。此時，放電電流源I1會持續對電容C1放電至0V為止。電容C1由順向偏壓Vbe3降至0V的所需時間為一預定額外時間長度，藉此可使本發明之直流轉直流轉換電路有較佳的暫態反應。
本實施例中的第三雙載子電晶體BJT3可以改以其他的電壓源元件取代，例如齊納二極體。而第三雙載子電晶體BJT3的順向偏壓Vbe3高低會影響非穩態時，輸出電壓VOUT的波谷值與穩態時的波谷值之偏移量。透過此偏移量的調整，可以使本發明改善暫態反應的速度，並於後進入穩態時，偏移量將可消除。透過調整順向偏壓Vbe3的大小，可調整上述的偏移量大小，以期在暫態反應與偏移量之間取得適當的平衡點。
本實施例的第三雙載子電晶體BJT3也可以省略，而適合作為第三圖及第五圖所示的斜波及預定截止時間產生電路104。此時，可確保在非穩態時，輸出電壓的波谷值無偏移量的產生；相對地，暫態反應會較第六圖所示的電路的為差。
請參見第八圖，為根據本發明之一較佳實施例之電流產生電路之電路示意圖，適合應用至第六圖所示的斜波參考電壓產生器。一比較器COM與一電晶體M4構成一電壓隨耦器。一第四雙載子電晶體BJT4與一第四電阻R4串聯，一端耦接電晶體M4而另一端接地。第四雙載子電晶體BJT4的一第四基極與一第四集極耦接。電壓隨耦器接收斜波及預定截止時間產生電路所產生的斜波電壓VRAMP，使第四電阻R4與電晶體M4的一連接點電位v4等於斜波電壓VRAMP。 因此，第四電阻R4的跨壓為VRAMP-Vbe4=R3*Imir+Vbe3-Vbe4，其中Vbe4為第四雙載子電晶體BJT4的一順向偏壓。當Vbe3=Vbe4時，第四電阻R4所流經的一電流Ivf=R3*Imir/R4。一鏡射電路306鏡射電流Ivf成為一基本斜波電流Ineg輸出。當非穩態而斜波電壓VRAMP低於順向偏壓Vbe3而控制訊號SW1仍為低準位時(即預定截止期間結束後到下一個週期開始前的這段時間)，鏡射電路306會截止，而無法產生基本斜波電流Ineg。因此，本實施例的鏡射電路306所產生的基本斜波電流Ineg為一負電流，即流入鏡射電路306，且在預定截止期間結束後到下一個週期開始前的這段時間停止操作。
本實施例的第四雙載子電晶體BJT4也可以省略，而適合作為第五圖所示的電流產生電路106。
請參見第九圖，為根據本發明之一較佳實施例之電流調節電路之電路示意圖，適合應用至第六圖所示的斜波參考電壓產生器。一第六雙載子電晶體BJT6、一第七雙載子電晶體BJT7及一電晶體M6串聯，並受一偏壓電流源Ib驅動。第六雙載子電晶體BJT6的一第六基極與一第六集極耦接。第七雙載子電晶體BJT7的一第七基極與一第七集極耦接。電晶體M6的一閘極與一汲極耦接。因此，偏壓電流源Ib與第七雙載子電晶體BJT7的第七集極的一連接點電位v7=Vbe7+Vbe6+Vgs6，其中Vbe6、Vbe7分別為第六雙載子電晶體BJT6、第七雙載子電晶體BJT7的順向偏壓，而Vgs6為電晶體M6的一導通臨界電壓。一第五雙載子電晶體BJT5的一第五基極耦接第七雙載子電晶體BJT7的第七集極，而其一第五集極耦接一鏡射電路308、其一第五射極透過一第五電阻R5耦接一電晶體M5。電晶體M5的一閘極接收斜波電壓VRAMP。鏡射電路308鏡射流經第五電阻R5的電流而輸出一額外電流Ipos。
當各個雙載子電晶體的順向偏壓相同下，第五雙載子電晶體BJT5與第五電阻R5的一連接點電位v5可表示如下：v5=Vgs6+Vbe6+Vbe7-Vbe5=Vgs6+Vbe
因此，當斜波電壓VRAMP高於雙載子電晶體的順向偏壓Vbe時，電晶體M5的一閘極與一源極間的電壓差不足以導通電晶體M5而使電晶體M5截止。也就是說，在導通期間及預定截止期間，電流調節電路停止產生額外電流Ipos。當斜波電壓VRAMP等於及低於雙載子電晶體的順向偏壓Vbe時，電晶體M5的閘極與源極間的電壓差等於或高於導通臨界電壓而導通。此時，電流調節電路開始產生額外電流Ipos，且額外電流Ipos的大小隨著斜波電壓VRAMP的降低而變大。也就是說，在斜波電壓VRAMP由順向偏壓Vbe降至0V的一預定額外時間長度內，額外電流Ipos隨時間增大。預定額外時間長度係根據雙載子電晶體之順向偏壓Vbe來決定。於經預定額外時間長度後，斜波電壓VRAMP維持在0V，額外電流Ipos為一固定電流。
本實施例的鏡射電路308所產生的額外電流Ipos為一正電流，即由鏡射電路308流出且在預定截止期間結束後到下一個週期開始前的這段時間才操作。因此，鏡射電路308的額外電流Ipos與鏡射電路306的基本斜波電流Ineg為異號數，且鏡射電路308與鏡射電路306的操作時間彼此錯開，也就是電流產生電路及電流調節電路原則上提供電流的時間上彼此錯開。
請參見第十圖，為本發明之直流轉直流轉換控制器於穩態時斜波參考電壓的波形圖。如第七圖所示的斜波及預定截止時間產生電路，鏡射電流Imir遠大於放電電流源I1，所以第一時區I的時間長度極短暫。當轉換電路操作在穩態時，斜波參考電壓VREFX在週期的一開始時點(導通期間 的起始時點)及一結束時點(預定截止期間的結束點)均等於參考電壓VREF，此時迴授訊號FB的準位也等於參考電壓VREF。此時，第三圖所示的比較器120開始產生比較結果訊號Scom開始新的週期。斜波參考電壓VREFX的震幅雖然不同應用環境而有所不同，然而穩態時，新的週期的起始時點的迴授訊號FB的準位均為參考電壓VREF，而使輸出電壓VOUT的波谷值不受輸入電壓VIN及輸出電壓VOUT之影響。
請參見第十一圖，為本發明之直流轉直流轉換控制器於非穩態時斜波電壓的波形圖。於一時間點t1，負載變輕，使得輸出電壓VOUT及迴授訊號FB的準位上升。在一時間點t2，預定截止期間結束，斜波參考電壓VREFX回到等於參考電壓VREF，但仍低於迴授訊號FB的準位。此時，進入一第四時區IV，也就是預定截止期間結束到下一個週期開始前的這段期間。在時間點t2到一時間點t3的一預定額外時間長度內，斜波參考電壓VREFX仍繼續上升，以期提前進入下一個週期。若超過預定額外時間長度仍無法進入下一個週期，斜波參考電壓VREFX則維持電壓值也避免進入下一週期時的對應的輸出電壓VOUT過高，影響直流轉直流轉換器控制輸出電壓VOUT的精確度。
另外，斜波參考電壓VREFX在預定截止期間的一電壓變化率K1與斜波參考電壓VREFX在預定額外時間長度的一電壓變化率K2由基本斜波電流Ineg與額外電流Ipos的電流變化率所決定。較佳的設計為電壓變化率K2大於電壓變化率K1，以獲得較佳的暫態反應。也就是說，額外電流Ipos於預定額外時間長度之一電流變化率大於基本斜波電流Ineg於預定截止期間之一電流變化率。而在超過預定額外時間到進入下一個週期前，斜波參考電壓VREFX的一電壓變化率K3可以為零。這樣的設計，當負載變為極輕載而導致某一週期的時間長度過長時，當次輸出電壓VOUT的波谷值也不致 隨著時間而提高。因此，轉換電路操作在輕負載和重負載時輸出電壓VOUT的波谷值差異可被控制在合理的範圍。另外，可以將額外電流Ipos的電流變化率K2變為零，即額外電流Ipos為零。這樣轉換電路操作在輕負載和重負載時輸出電壓VOUT的波谷值就會沒有多大變化。
於下一個週期，負載變重，使迴授訊號FB的準位下降，並於斜波參考電壓VREFX尚未回到參考電壓VREF時，控制訊號SW1即再度產生而提前進入下一個週期。
因此，本發明的直流轉直流轉換控制器將補償的斜波電壓的波峰值或波谷值於所控制的轉換電路操作於穩態時設計成相等且與輸入電壓及輸出電壓無關。因此，本發明的直流轉直流轉換控制器在不同應用環境均可以精確地控制轉換電路的輸出電壓。
如上所述，本發明完全符合專利三要件：新穎性、進步性和產業上的利用性。本發明在上文中已以較佳實施例揭露，然熟習本項技術者應理解的是，該實施例僅用於描繪本發明，而不應解讀為限制本發明之範圍。應注意的是，舉凡與該實施例等效之變化與置換，均應設為涵蓋於本發明之範疇內。因此，本發明之保護範圍當以下文之申請專利範圍所界定者為準。
102‧‧‧訊號疊加電路
104‧‧‧斜波及預定截止時間產生電路
110‧‧‧斜波參考電壓產生器
120‧‧‧比較器
130‧‧‧固定時間導通控制器
140‧‧‧驅動電路
COUT‧‧‧輸出電容
FB‧‧‧迴授訊號
L1‧‧‧電感
M1、M2‧‧‧電晶體
VIN‧‧‧輸入電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
VRAMP‧‧‧斜波電壓
VREF‧‧‧參考電壓
VREFX‧‧‧斜波參考電壓
Scom‧‧‧比較結果訊號
Son‧‧‧脈衝訊號
SW1‧‧‧控制訊號
SW2‧‧‧同步控制訊號

Claims (11)

  1. 一種直流轉直流轉換控制器，用以控制一轉換電路，該轉換電路耦接一輸入電壓，並於一輸出端提供一輸出電壓，該直流轉直流轉換控制器包含：一斜波參考電壓產生器，根據一控制訊號、該輸入電壓及該輸出電壓產生一斜波電壓，並將該斜波電壓載入一參考電壓以產生一斜波參考電壓；一比較器，比較該斜波參考電壓及代表該輸出電壓之一迴授訊號，輸出一比較結果訊號以決定一週期之一起始點；一固定時間導通控制器，根據該比較結果訊號於每一週期產生具固定脈寬之一脈衝訊號以決定一導通期間；以及一驅動電路，根據該脈衝訊號產生該控制訊號以控制該轉換電路，使該輸入電壓傳送一電力至該轉換電路；其中，該斜波參考電壓產生器包含：一斜波及預定截止時間產生電路，根據該控制訊號、該輸入電壓以及該輸出電壓，以決定每一週期經過該導通期間後之一預定截止期間；一電流產生電路，於該導通期間及該預定截止期間時輸出一基本斜波電流，且該基本斜波電流於該導通期間之一起始時點及該預定截止期間之一結束時點之大小相同；一緩衝電路，輸出該參考電壓；以及一參考電壓電阻，一端耦接該緩衝電路，另一端耦接該電流產生電路，以根據該基本斜波電流決定該斜波電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之直流轉直流轉換控制器，其中該斜波參考電壓產生器更包含一電流調節電路，於經過每一週期之該預定截止期間後至下一週期之該導通期間開始之期間，輸出一額外電流，該參考電壓電阻更根據該額外電流決定該斜波電壓。
  3. 如申請專利範圍第1項或第2項所述之直流轉直流轉換控制器，其中於該轉換電路操作於一穩態時，該斜波參考電壓的波峰值及波谷值其中之一等於該參考電壓。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之直流轉直流轉換控制器，其中該基本斜波電流與該額外電流為異號數。
  5. 如申請專利範圍第2項所述之直流轉直流轉換控制器，其中於該轉換電路操作於一輕載時，該額外電流之大小為零。
  6. 如申請專利範圍第2項所述之直流轉直流轉換控制器，其中該額外電流之大小於一預定額外時間長度內隨時間變大，於經該預定額外時間長度後為一固定電流。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之直流轉直流轉換控制器，其中該額外電流於該預定額外時間長度之一電流變化率大於該基本斜波電流於該預定截止期間之一電流變化率。
  8. 如申請專利範圍第6項所述之直流轉直流轉換控制器，其中該預定額外時間長度係根據一雙載子電晶體之一順向偏壓所決定。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之直流轉直流轉換控制器，其中該斜波及預定截止時間產生電路包含：一第一雙載子電晶體，具有一第一集極、一第一基極以及一第一射極，該第一集極耦接一驅動電壓，該第一基極耦接該輸出電壓，而該第一射極透過一第一電阻耦接至一共同電位；以及一第二雙載子電晶體，具有一第二集極、一第二基極以及一第二射極，該第二射極透過一第二電阻耦接至該輸入電 壓，該第二基極耦接該第一射極與該第一電阻之一連接點，而該第二集極輸出的一電流正比於該輸入電壓減去該輸出電壓之一電壓差。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之直流轉直流轉換控制器，其中該斜波及預定截止時間產生電路更包含一第三電阻及一第三雙載子電晶體及一電容，串聯之該第三電阻及該第三雙載子電晶體與該電容並聯，該第三雙載子電晶體之一第三集極及一第三基極耦接，而該第三電阻耦接該第二雙載子電晶體。
  11. 如申請專利範圍第1項或第2項所述之直流轉直流轉換控制器，其中於該轉換電路操作於一穩態時，該斜波參考電壓之一震幅正比於該輸入電壓減去該輸出電壓之一電壓差。
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