CN104135151A - 直流转直流转换控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种直流转直流转换控制器。本发明的直流转直流转换控制器将补偿的斜波电压的波峰值或波谷值在所控制的转换电路操作在稳态时设计成相等且与输入电压及输出电压无关。因此，本发明的直流转直流转换控制器在不同应用环境均可以精确地控制转换电路的输出电压。

Description

直流转直流转换控制器

技术领域

本发明是关于一种直流转直流转换控制器，尤指一种具有固定导通时间控制的直流转直流转换控制器。

背景技术

图1为美国专利证号6369555所提供低纹波、高频迟滞的直流转直流转换电路的电路示意图，请参见图1，直流转直流转换电路包含了一缓冲电路2、一迟滞比较器4、一反馈电路6及一驱动电路8。反馈电路6耦接迟滞比较器4的一输出端并提供一斜波电压VRAMP至缓冲电路2的一输入端。缓冲电路2在输入端接收斜波电压VRAMP及一参考电压VREF的一叠加信号VREF’（＝VREF+VRAMP）。迟滞比较器4的一非倒向输入端耦接缓冲电路2的一输出端及一倒向输入端耦接一输出电压VOUT，输出端耦接驱动电路8。驱动电路8可以是功率晶体管，耦接一输入电压VIN及一LC滤波电路12。LC滤波电路12提供输出电压VOUT。

斜波电压VRAMP的振幅与输入电压VIN及输出电压VOUT的大小有关。图2为图1所示叠加信号在不同的输入电压及输出电压的应用环境的波形示意图，请参见图2，信号CLK_ON代表驱动电路8的工作周期。叠加信号VREF’1及VREF’2的直流成分均为参考电压VREF，而波峰值及波谷值则由输入电压VIN及输出电压VOUT所决定。因此，不同的应用环境造成叠加信号VREF’1及VREF’2的波峰值及波谷值不同。迟滞比较器4是根据叠加信号VREF’的波峰值及波谷值来进行判断，这样的电路特性会导致迟滞比较器4在不同的应用环境有不同的电压偏移量如图2所示，叠加信号VREF’1及VREF’2的电压偏移量Voffset1及Voffset2大小不同，造成代表输出电压VOUT的反馈信号FB1及FB2也不同。因此，这样的电路架构使得输出电压VOUT在不同应用环境其大小也不相同。

发明内容

本发明提供一种直流转直流转换控制器。先前技术中的电路架构，在不同应用环境会有不同的输出电压的问题。本发明将用以补偿的斜波电压的波峰值或波谷值在稳态时设计成一致，且与输入电压及输出电压无关。因此避免了上述先前技术的输出电压不一致的问题。

为达上述目的，本发明提供一种直流转直流转换控制器，用以控制一转换电路，转换电路耦接一输入电压，并在一输出端提供一输出电压。直流转直流转换控制器包含一斜波参考电压产生器、一比较器、一固定时间导通控制器以及一驱动电路。斜波参考电压产生器根据一控制信号、输入电压及输出电压产生一斜波电压，并将斜波电压载入一参考电压以产生一斜波参考电压。比较器比较斜波参考电压及代表输出电压的一反馈信号，输出一比较结果信号以决定一周期的一起始点。固定时间导通控制器根据比较结果信号在每一周期产生具有固定脉宽的一脉冲信号以决定一导通期间。驱动电路根据脉冲信号产生控制信号以控制转换电路，使输入电压传送一电力至转换电路。其中，斜波参考电压产生器包含一斜波及预定关断时间产生电路、一电流产生电路、一缓冲电路以及一参考电压电阻。斜波及预定关断时间产生电路根据控制信号、输入电压以及输出电压，以决定每一周期经过导通期间后的一预定关断期间。电流产生电路在导通期间及预定关断期间时输出一基本斜波电流，且基本斜波电流在导通期间的一起始时点及预定关断期间的一结束时点的大小相同。缓冲电路输出参考电压。参考电压电阻的一端耦接缓冲电路，另一端耦接电流产生电路，以根据基本斜波电流决定斜波电压。

本发明的一实施例以比较器取代先前技术的误差放大器，而具有较好的瞬态响应（Transient Response）以及低纹波的特性。

以上的概述与接下来的详细说明皆为示范性质，是为了进一步说明本发明的申请专利范围。而有关本发明的其他目的与优点，将在后续的说明与图示加以阐述。

附图说明

图1为美国专利证号6369555所提供低纹波、高频迟滞的直流转直流转换电路的电路示意图；

图2为图1所示叠加信号在不同的输入电压及输出电压的应用环境的波形示意图；

图3为根据本发明的一较佳实施例的直流转直流转换控制器示意图；

图4为根据图3所示实施例的斜波参考电压的波形图；

图5为根据本发明的一较佳实施例的斜波参考电压产生器的电路示意图；

图6为根据本发明的另一较佳实施例的斜波参考电压产生器的电路示意图；

图7为根据本发明的一较佳实施例的斜波及预定关断时间产生电路的电路示意图；

图8为根据本发明的一较佳实施例的电流产生电路的电路示意图；

图9为根据本发明的一较佳实施例的电流调节电路的电路示意图；

图10为本发明的直流转直流转换控制器在稳态时斜波参考电压的波形图；

图11为本发明的直流转直流转换控制器在非稳态时斜波电压的波形图。

附图标记说明：

缓冲电路2；

迟滞比较器4；

反馈电路6；

驱动电路8；

LC滤波电路12；

信号CLK_ON；

反馈信号FB1、FB2；

输入电压VIN；

输出电压VOUT；

斜波电压VRAMP；

参考电压VREF；

叠加信号VREF’、VREF’1、VREF’2；

电压偏移量Voffset1、Voffset2；

信号叠加电路102、202；

斜波及预定关断时间产生电路104、204；

电流产生电路106、206；

斜波参考电压产生器110；

比较器120；

固定时间导通控制器130；

驱动电路140；

缓冲电路203；

电流调节电路208；

镜射电路304、306、308；

第一双载子晶体管BJT1；

第二双载子晶体管BJT2；

第三双载子晶体管BJT3；

第四双载子晶体管BJT4；

第五双载子晶体管BJT5；

第六双载子晶体管BJT6；

第七双载子晶体管BJT7；

连接点电位v1、v2、v4、v5、v7；

电容C1；

比较器COM；

输出电容COUT；

反馈信号FB；

第一时区I；

第二时区II；

第三时区III；

第四时区IV；

放电电流源I1；

偏置电流源Ib；

电流Iin-out；

镜射电流Imir；

基本斜波电流Ineg；

额外电流Ipos；

斜波电流IRAMP；

电流Ivf；

电压变化率K1、K2、K3；

电感L1；

晶体管M1、M2、M3、M4、M5、M6；

参考电压电阻R0；

第一电阻R1；

第二电阻R2；

第三电阻R3；

第四电阻R4；

第五电阻R5；

驱动电压VDD；

输入电压VIN；

输出电压VOUT；

斜波电压VRAMP；

参考电压VREF；

斜波参考电压VREFX、VREFX1、VREFX2；

比较结果信号Scom；

脉冲信号Son；

控制信号SW1；

同步控制信号SW2；

时间点t1、t2、t3。

具体实施方式

图3为根据本发明的一较佳实施例的直流转直流转换控制器示意图，请参见图3，直流转直流转换控制器包含一斜波参考电压产生器110、一比较器120、一固定时间导通控制器130以及一驱动电路140，用以控制一转换电路。在本实施例，转换电路为一直流转直流降压转换电路，包含晶体管M1及M2、一电感L1以及一输出电容COUT。直流转直流降压转换电路耦接一输入电压VIN，并根据直流转直流转换控制器的控制在一输出端提供一输出电压VOUT。斜波参考电压产生器110，根据一控制信号SW1、输入电压VIN及输出电压VOUT产生一斜波电压VRAMP，并将斜波电压VRAMP载入一参考电压VREF以产生一斜波参考电压VREFX。比较器120比较斜波参考电压VREFX及代表输出电压VOUT的一反馈信号FB，输出一比较结果信号Scom以决定一周期的一起始点。固定时间导通控制器130根据比较结果信号Scom在每一周期产生具有固定脉宽的一脉冲信号Son以决定此次周期的一导通期间。驱动电路140根据脉冲信号Son产生一控制信号SW1以控制转换电路，使输入电压VIN传送一电力至转换电路。在本实施例，转换电路为同步整流架构。因此，驱动电路140可额外产生一同步控制信号SW2也控制作为同步整流开关的晶体管M2。实际应用时，晶体管M2可以取代为一整流二极管，此时驱动电路140仅需产生控制信号SW1即可。

斜波参考电压产生器110包含一信号叠加电路102以及一斜波及预定关断时间产生电路104。斜波及预定关断时间产生电路104接收控制信号SW1、输入电压VIN以及输出电压VOUT。根据控制信号SW1的一产生始点代表了一个周期的开始以及导通期间的开始，而控制信号SW1的脉宽代表此周期的导通期间的时间长度。斜波参考电压产生器110更根据输入电压VIN及输出电压VOUT来计算转换电路操作在一稳态时，也就是耦接转换电路的输出端的负载所消耗的功率稳定时，预定关断期间的时间长度为多少。此时，导通期间与预定关断期间的关系可表示如下：

导通期间：预定关断期间＝VOUT：(VIN-VOUT)

根据上述的电路设计，斜波参考电压产生器110所产生的斜波电压VRAMP在每一周期的一起始时点（导通期间开始）时，由一初始电压（即斜波电压VRAMP的波峰值或波谷值）往一第一方向变化，而在导通期间结束后进入的预定关断期间时，往一第二方向变化而至预定关断期间的一结束时点时，恰巧回到初始电压。其中，第一方向与第二方向为反向。如此，使得斜波电压VRAMP在稳态时，斜波电压VRAMP的波峰值与波谷值其中之一为定值而且与输入电压VIN及输出电压VOUT的大小无关。信号叠加电路102接收参考电压VREF以及斜波电压VRAMP，将两信号叠加后形成斜波参考电压VREFX，而斜波参考电压VREFX的波峰值与波谷值其中之一为定值而且与输入电压VIN及输出电压VOUT的大小无关。

斜波参考电压VREFX的波峰值或波谷值为定值需视实际应用来决定。在图3所示的实施例，斜波参考电压VREFX输入比较器120的一非倒向输入端，斜波参考电压VREFX的波峰值为一定值。若斜波参考电压VREFX输入比较器120的一倒向输入端，斜波参考电压VREFX的波谷值则为一定值

图4为根据图3所示实施例的斜波参考电压的波形图。请参见图4，斜波参考电压VREFX1及VREFX2为不同应用环境时具有不同的振幅。然而，斜波参考电压VREFX1及VREFX2的波峰值均等于参考电压VREF。在不同应用环境，则斜波参考电压VREFX1及VREFX2的波谷值可设计为等于参考电压VREF。详细来看图4，每一个周期可细分为一第一时区I、一第二时区II以及一第三时区III。第一时区I及第三时区III位于导通期间，控制信号SW1代表导通的一高电平；第二时区II位于预定关断期间，在稳态时，对应控制信号SW1为一低电平的期间。在第一时区I，斜波参考电压VREFX1及VREFX2由参考电压VREF开始往递减的第一方向变化直至一预定电压值为止，不同的应用环境，预定电压值可以不同。在第二时区II，斜波参考电压VREFX1及VREFX2由各自的预定电压值往递增的第二方向变化，至预定关断期间结束时，恰巧回到参考电压VREF。在第三时区III，斜波参考电压VREFX1及VREFX2则维持在各自的预定电压值。第一时区I的时间长度视电路设计而定，可以极短暂（此时，第三时区III的时间长度几乎等于导通期间）或者等于导通期间（此时，第三时区III不存在）。

图5为根据本发明的一较佳实施例的斜波参考电压产生器的电路示意图。请参见图5，斜波参考电压产生器包含一信号叠加电路202、斜波及预定关断时间产生电路104以及一电流产生电路106。斜波及预定关断时间产生电路104接收控制信号SW1、输入电压VIN以及输出电压VOUT，据此决定每一周期经过导通期间后的一预定关断期间以及产生斜波电压VRAMP，其中当转换电路操作在一稳态时，斜波电压VRAMP在导通期间的一起始时点及预定关断期间的一结束时间的大小相同。电流产生电路106根据斜波电压VRAMP产生一斜波电流IRAMP，较佳的设计为斜波电流IRAMP与斜波电压VRAMP成一比例。信号叠加电路202包含一缓冲电路203以及一参考电压电阻R0。缓冲电路203的一非倒向输入端接收参考电压VREF，一倒向输入端则耦接至一输出端，使输出端的一电位与参考电压VREF相同。参考电压电阻R0耦接缓冲电路203的输出端及电流产生电路106，使斜波电流IRAMP流经参考电压电阻R0时产生一跨压。因此，斜波参考电压VREFX为参考电压VREF及参考电压电阻R0的跨压之和：VREFX＝VREF+IRAMP*R0。

图6为根据本发明的另一较佳实施例的斜波参考电压产生器的电路示意图。请参见图6，斜波参考电压产生器包含信号叠加电路202、一斜波及预定关断时间产生电路204、一电流产生电路206以及一电流调节电路208。图5所示的斜波及预定关断时间产生电路104与本实施例的斜波及预定关断时间产生电路204的主要差异在于对于预定关断期间结束到下一个周期开始这段期间的操作。图5所示的斜波及预定关断时间产生电路104在这段期间会维持斜波电压VRAMP等于预定电压值，即此时斜波参考电压VREFX等于参考电压VREF。斜波及预定关断时间产生电路204的斜波电压VRAMP在这段期间则仍往第二方向变化，以期直流转直流转换控制器有较佳的瞬态响应。

斜波及预定关断时间产生电路204接收控制信号SW1、输入电压VIN以及输出电压VOUT，据此决定每一周期经过导通期间后的一预定关断期间以及产生一斜波电压VRAMP。当转换电路操作在一稳态时，如同图5所示的斜波及预定关断时间产生电路104，斜波及预定关断时间产生电路204所产生的斜波电压VRAMP在导通期间的一起始时点及预定关断期间的一结束时间的大小相同。而当负载变为较轻载时，而使反馈信号FB在预定关断期间结束时还未回到与参考电压VREF相等，斜波及预定关断时间产生电路204会持续往第二方向继续变化至少一预定额外时间长度。这样的电路设计，相较于先前技术所示的电路，会提早进入下一个周期而有较佳的瞬态响应。电流产生电路206与电流调节电路208根据斜波电压VRAMP共同产生斜波电流IRAMP，较佳的设计为斜波电流IRAMP与斜波电压VRAMP成一比例。相较于图5所示的电流产生电路106，电流产生电路206在预定关断期间结束后到下一个周期开始前的这段期间会停止提供斜波电流IRAMP。这段期间由电流调节电路208来提供斜波电流IRAMP。信号叠加电路202包含缓冲电路203以及参考电压电阻R0。缓冲电路203的非倒向输入端接收参考电压VREF，倒向输入端则耦接至输出端，使输出端的电位与参考电压VREF相同。参考电压电阻R0耦接缓冲电路203的输出端、电流产生电路206及电流调节电路208，使斜波电流IRAMP流经参考电压电阻R0时产生一跨压。因此，斜波参考电压VREFX为参考电压VREF及参考电压电阻R0的跨压之和：VREFX＝VREF+IRAMP*R0。

图7为根据本发明的一较佳实施例的斜波及预定关断时间产生电路的电路示意图，适合应用至图6所示的斜波参考电压产生器。请参见图7，一第一双载子晶体管BJT1具有一第一集极、一第一基极以及一第一发射极。第一集极耦接一驱动电压VDD，第一基极耦接输出电压VOUT，而第一发射极通过一第一电阻R1耦接至一共同电位（即地）。因此，第一双载子晶体管BJT1的发射极与第一电阻R1的一连接点的一电位v1=VOUT-Vbe1，其中Vbe1为第一双载子晶体管BJT1的一正向直流偏压。一第二双载子晶体管BJT2具有一第二集极、一第二基极以及一第二发射极。第二发射极通过一第二电阻R2耦接至输入电压VIN，第二基极耦接第一双载子晶体管BJT1的第一发射极与第一电阻R1的连接点。第二双载子晶体管BJT2的第二发射极与第二电阻R2的一连接点的一电位v2=v1+Vbe2=VOUT-Vbe1+Vbe2。在Vbe1=Vbe2时，v2=VOUT。其中Vbe2为第二双载子晶体管BJT2的一正向直流偏压。因此，第二双载子晶体管BJT2在第二集极输出的一电流Iin-out与第二电阻R2流经的电流相同，为(VIN-VOUT)/R2，即正比于输入电压VIN减去输出电压VOUT的一电压差的电流大小。

一镜射电路304将第二双载子晶体管BJT2在第二集极输出的电流Iin-out镜射，使比例于输入电压VIN减去输出电压VOUT的电压差的一镜射电流Imir流经一晶体管M3。晶体管M3受控制信号SW1控制。在控制信号SW1为高电平的导通期间，晶体管M3导通。一第三电阻R3以及一第三双载子晶体管BJT3串联后与一电容C1并联。第三双载子晶体管BJT3的一第三基极与一第三集极耦接。在导通期间，镜射电流Imir对电容C1充电，直至第三电阻R3与电容C1的一连接点电位，即斜波电压VRAMP=R3*Imir+Vbe3为止，其中Vbe3为第三双载子晶体管BJT3的一正向直流偏压。一放电电流源I1同时耦接电容C1，用以对电容C1放电。由于镜射电流Imir远大于放电电流源I1的电流，因此在导通期间可忽略放电电流源I1对斜波电压VRAMP的影响。当导通期间结束，晶体管M3关断使得放电电流源I1开始对电容C1放电，斜波电压VRAMP开始下降。连斜波电压VRAMP下降至Vbe3所需的一预定关断时间Toff_c为：

Toff_c=(R3*Imir+Vbe3-Vbe3)/I1=(R3*K*Iin-out)/I1=R3*K*(VIN-VOUT)/(R2*I1)，其中K为常数。

因此，当I1=(R3*K*VOUT)/(R2*Ton)时，Toff_c=Ton*(VIN-VOUT)/VOUT，其中Ton为导通期间的时间长度，也就是当转换电路操作在稳态时，晶体管M1的导通时间。

若转换电路操作在一非稳态，造成预定关断时间经过，但控制信号SW1仍在低电平。此时，放电电流源I1会持续对电容C1放电至0V为止。电容C1由正向直流偏压Vbe3降至0V的所需时间为一预定额外时间长度，因此可使本发明的直流转直流转换电路有较佳的瞬态响应。

本实施例中的第三双载子晶体管BJT3可以改以其他的电压源元件取代，例如齐纳二极管。而第三双载子晶体管BJT3的正向直流偏压Vbe3高低会影响非稳态时，输出电压VOUT的波谷值与稳态时的波谷值的偏移量。通过此偏移量的调整，可以使本发明改善瞬态响应的速度，并在后面进入稳态时，偏移量将可消除。通过调整正向直流偏压Vbe3的大小，可调整上述的偏移量大小，以期在瞬态响应与偏移量之间取得适当的平衡点。

本实施例的第三双载子晶体管BJT3也可以省略，而适合作为图3及图5所示的斜波及预定关断时间产生电路104。此时，可确保在非稳态时，输出电压的波谷值无偏移量的产生；相对地，瞬态响应会比图6所示的电路差。

图8为根据本发明的一较佳实施例的电流产生电路的电路示意图，请参见图8，适合应用至图6所示的斜波参考电压产生器。一比较器COM与一晶体管M4构成一电压随耦器。一第四双载子晶体管BJT4与一第四电阻R4串联，一端耦接晶体管M4而另一端接地。第四双载子晶体管BJT4的一第四基极与一第四集极耦接。电压随耦器接收斜波及预定关断时间产生电路所产生的斜波电压VRAMP，使第四电阻R4与晶体管M4的一连接点电位v4等于斜波电压VRAMP。因此，第四电阻R4的跨压为VRAMP-Vbe4=R3*Imir+Vbe3-Vbe4，其中Vbe4为第四双载子晶体管BJT4的一正向直流偏压。当Vbe3=Vbe4时，第四电阻R4所流经的一电流Ivf=R3*Imir/R4。一镜射电路306镜射电流Ivf成为一基本斜波电流Ineg输出。当非稳态而斜波电压VRAMP低于正向直流偏压Vbe3而控制信号SW1仍为低电平时（即预定关断期间结束后到下一个周期开始前的这段时间），镜射电路306会关断，而无法产生基本斜波电流Ineg。因此，本实施例的镜射电路306所产生的基本斜波电流Ineg为一负电流，即流入镜射电路306，且在预定关断期间结束后到下一个周期开始前的这段时间停止操作。

本实施例的第四双载子晶体管BJT4也可以省略，而适合作为图5所示的电流产生电路106。

图9为根据本发明的一较佳实施例的电流调节电路的电路示意图，适合应用至图6所示的斜波参考电压产生器。请参见图9，一第六双载子晶体管BJT6、一第七双载子晶体管BJT7及一晶体管M6串联，并受一偏置电流源Ib驱动。第六双载子晶体管BJT6的一第六基极与一第六集极耦接。第七双载子晶体管BJT7的一第七基极与一第七集极耦接。晶体管M6的一栅极与一汲极耦接。因此，偏置电流源Ib与第七双载子晶体管BJT7的第七集极的一连接点电位v7=Vbe7+Vbe6+Vgs6，其中Vbe6、Vbe7分别为第六双载子晶体管BJT6、第七双载子晶体管BJT7的正向直流偏压，而Vgs6为晶体管M6的一导通阈电压。一第五双载子晶体管BJT5的一第五基极耦接第七双载子晶体管BJT7的第七集极，而其一第五集极耦接一镜射电路308、其一第五发射极通过一第五电阻R5耦接一晶体管M5。晶体管M5的一栅极接收斜波电压VRAMP。镜射电路308镜射流经第五电阻R5的电流而输出一额外电流Ipos。

当各个双载子晶体管的正向直流偏压相同下，第五双载子晶体管BJT5与第五电阻R5的一连接点电位v5可表示如下：

v5=Vgs6+Vbe6+Vbe7-Vbe5=Vgs6+Vbe

因此，当斜波电压VRAMP高于双载子晶体管的正向直流偏压Vbe时，晶体管M5的一栅极与一源极间的电压差不足以导通阈电压而关断。也就是说，在导通期间及预定关断期间，电流调节电路停止产生额外电流Ipos。当斜波电压VRAMP等于或低于双载子晶体管的正向直流偏压Vbe时，晶体管M5的栅极与源极间的电压差等于或高于导通阈电压而导通。此时，电流调节电路开始产生额外电流Ipos，且额外电流Ipos的大小随着斜波电压VRAMP的降低而变大。也就是说，在斜波电压VRAMP由正向直流偏压Vbe降至0V的一预定额外时间长度内，额外电流Ipos随时间增大。预定额外时间长度根据双载子晶体管的正向直流偏压Vbe来决定。在经预定额外时间长度后，斜波电压VRAMP维持在0V，额外电流Ipos为一固定电流。

本实施例的镜射电路308所产生的额外电流Ipos为一正电流，即由镜射电路308流出且在预定关断期间结束后到下一个周期开始前的这段时间才操作。因此，镜射电路308的额外电流Ipos与镜射电路306的基本斜波电流Ineg为异号数，且镜射电路308与镜射电路306的操作时间彼此错开，也就是电流产生电路及电流调节电路原则上提供电流的时间上彼此错开。

图10为本发明的直流转直流转换控制器在稳态时斜波参考电压的波形图，请参见图10。如图7所示的斜波及预定关断时间产生电路，镜射电流Imir远大于放电电流源I1，所以第一时区I的时间长度极短暂。当转换电路操作在稳态时，斜波参考电压VREFX在周期的一开始时点（导通期间的起始时点）及一结束时点（预定关断期间的结束点）均等于参考电压VREF，此时反馈信号FB的电平也等于参考电压VREF。此时，图3所示的比较器120开始产生比较结果信号Scom开始新的周期。斜波参考电压VREFX的振幅虽然不同应用环境而有所不同，然而稳态时，新的周期的起始时点的反馈信号FB的电平均为参考电压VREF，而使输出电压VOUT的波谷值不受输入电压VIN及输出电压VOUT的影响。

图11为本发明的直流转直流转换控制器在非稳态时斜波电压的波形图。请参见图11，在一时间点t1，负载变轻，使得输出电压VOUT及反馈信号FB的电平上升。在一时间点t2，预定关断期间结束，斜波参考电压VREFX回到等于参考电压VREF，但仍低于反馈信号FB的电平。此时，进入一第四时区IV，也就是预定关断期间结束到下一个周期开始前的这段期间。在时间点t2到一时间点t3的一预定额外时间长度内，斜波参考电压VREFX仍继续上升，以期提前进入下一个周期。若超过预定额外时间长度仍无法进入下一个周期，斜波参考电压VREFX则维持电压值也避免进入下一周期时的对应的输出电压VOUT过高，影响直流转直流转换器控制输出电压VOUT的精确度。

另外，斜波参考电压VREFX在预定关断期间的一电压变化率K1与斜波参考电压VREFX在预定额外时间长度的一电压变化率K2由基本斜波电流Ineg与额外电流Ipos的电流变化率所决定。较佳的设计为电压变化率K2大于电压变化率K1，以获得较佳的瞬态响应。也就是说，额外电流Ipos在预定额外时间长度的一电流变化率大于基本斜波电流Ineg在预定关断期间的一电流变化率。而在超过预定额外时间到进入下一个周期前，斜波参考电压VREFX的一电压变化率K3可以为零。这样的设计，当负载变为极轻载而导致某一周期的时间长度过长时，当次输出电压VOUT的波谷值也不致随着时间而提高。因此，转换电路操作在轻负载和重负载时输出电压VOUT的波谷值差异可被控制在合理的范围。另外，转换电路工作在轻负载下时可以将额外电流Ipos的电流变化率K2变为零，即额外电流Ipos为零。这样转换电路操作在轻负载和重负载时输出电压VOUT的波谷值就会没有多大变化。

在下一个周期，负载变重，使反馈信号FB的电平下降，并在斜波参考电压VREFX尚未回到参考电压VREF时，控制信号SW1即再度产生而提前进入下一个周期。

因此，本发明的直流转直流转换控制器将补偿的斜波电压的波峰值或波谷值在所控制的转换电路操作在稳态时设计成相等且与输入电压及输出电压无关。因此，本发明的直流转直流转换控制器在不同应用环境均可以精确地控制转换电路的输出电压。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (10)

1.一种直流转直流转换控制器，其特征在于，用以控制一转换电路，该转换电路耦接一输入电压，并在一输出端提供一输出电压，该直流转直流转换控制器包含：

一斜波参考电压产生器，根据一控制信号、该输入电压及该输出电压产生一斜波电压，并将该斜波电压载入一参考电压以产生一斜波参考电压；

一比较器，比较该斜波参考电压及代表该输出电压的一反馈信号，输出一比较结果信号以决定一周期的一起始点；

一固定时间导通控制器，根据该比较结果信号在每一周期产生具有固定脉宽的一脉冲信号以决定一导通期间；以及

一驱动电路，根据该脉冲信号产生该控制信号以控制该转换电路，使该输入电压传送一电力至该转换电路；

其中，该斜波参考电压产生器包含：

一斜波及预定关断时间产生电路，根据该控制信号、该输入电压以及该输出电压，以决定每一周期经过该导通期间后的一预定关断期间；

一电流产生电路，在该导通期间及该预定关断期间时输出一基本斜波电流，且该基本斜波电流在该导通期间的一起始时点及该预定关断期间的一结束时点的大小相同；

一缓冲电路，输出该参考电压；以及

一参考电压电阻，一端耦接该缓冲电路，另一端耦接该电流产生电路，以根据该基本斜波电流决定该斜波电压。

2.根据权利要求1所述的直流转直流转换控制器，其特征在于，该斜波参考电压产生器还包括一电流调节电路，在经过每一周期的该预定关断期间后至下一周期的该导通期间开始的期间，输出一额外电流，该参考电压电阻还根据该额外电流决定该斜波电压。

3.根据权利要求1或2所述的直流转直流转换控制器，其特征在于，在该转换电路操作在一稳态时，该斜波参考电压的波峰值及波谷值其中之一等于该参考电压。

4.根据权利要求2所述的直流转直流转换控制器，其特征在于，该基本斜波电流与该额外电流为异号数。

5.根据权利要求2所述之直流转直流转换控制器，其特征在于，该转换电路操作于一轻载时，该额外电流之大小为零。

6.根据权利要求2所述的直流转直流转换控制器，其特征在于，该额外电流的大小在一预定额外时间长度内随时间变大，在经该预定额外时间长度后为一固定电流。

7.根据权利要求6所述的直流转直流转换控制器，其特征在于，该额外电流在该预定额外时间长度的一电流变化率大于该基本斜波电流在该预定关断期间的一电流变化率。

8.根据权利要求6所述的直流转直流转换控制器，其特征在于，该预定额外时间长度根据一双载子晶体管的一正向直流偏压所决定。

9.根据权利要求1所述的直流转直流转换控制器，其特征在于，该斜波及预定关断时间产生电路包含：

一第一双载子晶体管，具有一第一集极、一第一基极以及一第一发射极，该第一集极耦接一驱动电压，该第一基极耦接该输出电压，而该第一发射极通过一第一电阻耦接至一共同电位；以及

一第二双载子晶体管，具有一第二集极、一第二基极以及一第二发射极，该第二发射极通过一第二电阻耦接至该输入电压，该第二基极耦接该第一发射极与该第一电阻的一连接点，而该第二集极输出的一电流正比于该输入电压减去该输出电压的一电压差。

10.根据权利要求9所述的直流转直流转换控制器，其特征在于，该斜波及预定关断时间产生电路还包括一第三电阻及一第三双载子晶体管及一电容，串联的该第三电阻及该第三双载子晶体管与该电容并联，该第三双载子晶体管的一第三集极及一第三基极耦接，而该第三电阻耦接该第二双载子晶体管。