JP6654548B2

JP6654548B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP6654548B2
Application number: JP2016223783A
Authority: JP
Inventors: 一宏堀井
Original assignee: Cosel Co Ltd
Current assignee: Cosel Co Ltd
Priority date: 2016-11-17
Filing date: 2016-11-17
Publication date: 2020-02-26
Anticipated expiration: 2036-11-17
Also published as: JP2018082574A

Description

本発明は、入力電圧を所望の電圧に変換し電子機器に供給するためのスイッチング電源装置に関する。

従来、スイッチング電源装置の出力電圧をフィードバック制御することで、出力電圧を所定の値に制御する技術が知られている。このスイッチング電源装置において、出力電流を急峻に変化させた場合、フィードバック制御回路の応答遅れに起因する出力電圧の変動が発生する。

出力電圧変動を小さくする方法としては、フィードバック制御回路の高周波数帯域の応答特性を向上させる手段が考えられるが、高周波数帯域ではスイッチング電源の制御系の位相遅れが大きくなるため、出力電圧の発振現象等が発生してスイッチング電源装置の制御が不安定になる。

フィードバック制御回路を備えたスイッチング電源装置においては、出力電流を急峻に変化させた場合の応答特性と出力電圧制御の安定性が相反事項になるため、これらを両立させる設計は困難でたいへん工数が必要なものになり設計コストを増大させる。

スイッチング電源装置のフィードバック制御回路の応答性を向上させずに、スイッチング電源装置の出力電流の変化に対する応答性を高める方法としては、スイッチング電源装置の出力側に大型のコンデンサを付加する方法があるが、この方法では、スイッチング電源装置の大型化、高コスト化を招いてしまう。

（スイッチング電源装置の応答特性を改善する従来例）
フィードバック制御回路を備えたスイッチング電源装置において、出力電流を急峻に変化させた場合の出力電圧変動を小さくする方法として、特許文献１に開示されている方法がある。

図１０は特許文献１の図２に対応したスイッチング電源装置を示した回路ブロック図である。図１０に示すように、フィードバック制御回路である誤差増幅器１１２にスイッチング電源装置の出力電圧ＶＯＵＴが入力されると同時に、下側コンパレータ１３０および上側コンパレータ１３２にもスイッチング電源装置の出力電圧ＶＯＵＴが入力されている。

下側コンパレータ１３０は出力電圧ＶＯＵＴが下側しきい値電圧ＶＴＨ＿Ｌよりも低下したことを検出して第１比較信号ＣＭＰ１を出力する。上側コンパレータ１３２は出力電圧ＶＯＵＴが上側しきい値電圧ＶＴＨ＿Ｈよりも上昇したことを検出して第２比較信号ＣＭＰ２を出力する。

ここで、制御回路１０００にはパルス変調回路１００とドライバ１２０が設けられ、パルス変調回路１００は誤差増幅器１１２、位相補償器１１４、ＰＷＭコンパレータ１１６及びオシレータ１１８で構成され、ドライバ１２０は合成部１２２と駆動部１２４で構成される。また、出力回路１０２０は、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２、インダクタＬ１、キャパシタＣ１で構成される。

このスイッチング電源装置は、出力電流を急峻に変化させない場合は、第１比較信号ＣＭＰ１や第２比較信号ＣＭＰ２が出力されず、誤差増幅器１１２を含むパルス幅変調回路１００で決定されるデューティでスイッチングトランジスタＭ１が制御されることで、スイッチング電源装置の出力電圧ＶＯＵＴが所定の電圧になるように制御される。

出力電流が急峻に増加し、出力電圧ＶＯＵＴが下側しきい値電圧ＶＴＨ＿Ｌよりも低下すると第１比較信号ＣＭＰ１が出力されることで、同期整流トランジスタＭ２が第１固定パルス信号Ｓ１に基づいて駆動されることで、出力電圧ＶＯＵＴの低下を抑制する。

また、出力電流が急峻に低下し、出力電圧ＶＯＵＴが上側しきい値電圧ＶＴＨ＿Ｈよりも上昇すると第２比較信号ＣＭＰ２が出力されることで、スイッチングトランジスタＭ１が第２固定パルス信号Ｓ２に基づいて駆動されることで、出力電圧ＶＯＵＴの上昇を抑制する。

これらの動作により、スイッチング電源装置のフィードバック制御回路の応答性を向上させなくても、スイッチング電源装置のとしての出力電流の変化に対する応答性を高めることができる。

特開２０１３−０２１７９０号公報

このように特許文献１のスイッチング電源装置は、スイッチング電源装置の出力側に大型のコンデンサを付加する必要が無いため、スイッチング電源装置の小型化には寄与するが、下側コンパレータや上側コンパレータと言った高速で動作する高価なコンパレータを必要とするため、スイッチング電源装置の高コスト化を招いてしまう問題が有る。

本発明は、出力側に大型のコンデンサを付加したり、高価なコンパレータを必要とすることなく、出力電流を急峻に変化させた場合における出力電圧の変動幅を低減する小型で低コストなスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

（スイッチング電源装置）
本発明は、
電力変換部、フィードバック制御回路、三角波生成回路及びＰＷＭコンパレータを備えたＰＷＭ制御回路を備え、
電力変換部は、スイッチング素子と平滑回路を備え、スイッチング素子のオンオフによって入力電圧を断続電圧に変換し、当該断続電圧を平滑回路で直流電圧に変換して出力電圧を生成する回路であって、スイッチング素子のオンオフは、入力されたスイッチング制御信号によって制御され、出力電圧は、スイッチング素子のオンデューティによって制御されるものであり、
フィードバック制御回路は、出力電圧に比例した電圧である出力電圧検出信号と基準電圧源が出力する基準電圧が入力されており、フィードバック信号をＰＷＭコンパレータに出力するもので、出力電圧検出信号と基準電圧源が等しくなるようにフィードバック信号を制御する動作を行うものであり、
三角波生成回路は、三角波バイアス回路からバイアス電圧が入力されており、バイアス電圧を下限とした所定の周波数と振幅を持つ三角波信号をＰＷＭコンパレータに出力するものであり、
ＰＷＭコンパレータは、フィードバック信号と三角波信号の大小を比較してスイッチング制御信号を出力するものである、スイッチング電源装置に於いて、
バイアス変更信号生成回路と三角波バイアス回路が設けられ、
バイアス変更信号生成回路は、出力電検出信号として電位障壁回路を介した出力電圧が入力されており、出力電圧の変動に応じて変化するバイアス変更信号を三角波バイアス回路に出力するものであり、
三角波バイアス回路は、バイアス電圧を生成する可変電圧源回路であり、出力電圧の変動に応じて変化するバイアス変更信号によって三角波信号の下限電圧を変化させるバイアス電圧を出力するものである、
ことを特徴とする。

（バイアス変更信号生成回路）
バイアス変更信号生成回路は、電位障壁回路及び出力電圧の変化分を取り出す回路として抵抗とコンデンサの直列回路を備える。また、バイアス変更信号生成回路は、電位障壁回路に整流素子を備え、出力電圧の変動方向に対して、バイアス変更信号の大きさを変更可能とする。
（三角波生成回路）
三角波生成回路は、制御用電源により充電されるコンデンサをトランジスタにより所定の周波数で放電して三角波信号を生成する。
（三角波バイアス回路）
三角波バイアス回路は、制御用電源を分圧してバイアス電圧を生成する。

本発明は、電力変換部、フィードバック制御回路、三角波生成回路及びＰＷＭコンパレータを備えたＰＷＭ制御回路を備え、電力変換部は、スイッチング素子と平滑回路を備え、スイッチング素子のオンオフによって入力電圧を断続電圧に変換し、当該断続電圧を平滑回路で直流電圧に変換して出力電圧を生成する回路であって、スイッチング素子のオンオフは、入力されたスイッチング制御信号によって制御され、出力電圧は、スイッチング素子のオンデューティによって制御されるものであり、フィードバック制御回路は、出力電圧に比例した電圧である出力電圧検出信号と基準電圧源が出力する基準電圧が入力されており、フィードバック信号をＰＷＭコンパレータに出力するもので、出力電圧検出信号と基準電圧源が等しくなるようにフィードバック信号を制御する動作を行うものであり、三角波生成回路は、三角波バイアス回路からバイアス電圧が入力されており、バイアス電圧を下限とした所定の周波数と振幅を持つ三角波信号をＰＷＭコンパレータに出力するものであり、ＰＷＭコンパレータは、フィードバック信号と三角波信号の大小を比較してスイッチング制御信号を出力するものである、スイッチング電源装置に於いて、バイアス変更信号生成回路と三角波バイアス回路が設けられ、バイアス変更信号生成回路は、出力電圧検出信号が入力されており、出力電圧の変動に応じて変化するバイアス変更信号を三角波バイアス回路に出力するものであり、三角波バイアス回路は、バイアス電圧を生成する可変電圧源回路であり、出力電圧の変動に応じて変化するバイアス変更信号によって三角波信号の下限電圧を変化させるバイアス電圧を出力するものとしたため、ＰＷＭ制御回路の三角波信号の下限にバイアス電圧を与え、このバイアス電圧をスイッチング電源装置の出力電圧の変動に応じて変化させる制御を行うことで、スイッチング電源装置において出力電流を急峻に変化させた場合の出力電圧変動の値を小さくすることができ、これにより、スイッチング電源装置の出力側に大型のコンデンサを付加する必要が無くなり、また、特許文献１のような高価なコンパレータを必要とせず、スイッチング電源装置の小型化、低コスト化を実現することを可能とする。

本発明のスイッチング電源装置の基本構成を示した回路ブロック図図１のバイアス変更信号生成回路、三角波バイアス回路及び三角波生成回路の具体例を示した回路ブロック図バイアス変更信号発生回路の動作を停止させ、出力電流を急峻に増加させた場合の各部の動作波形を示したタイムチャートバイアス変更信号発生回路の動作を停止させ、出力電流を急峻に低下させた場合の各部の動作波形を示したタイムチャート本発明が適用されたスイッチング電源装置において出力電流を急峻に増加させた場合の各部の動作波形を示したタイムチャート本発明が適用されたスイッチング電源装置において出力電流を急峻に低下させた場合の各部の動作波形を示したタイムチャートバイアス変更信号生成回路に抵抗とコンデンサの直列回路を用いた本発明のスイッチング電源装置の他の実施形態を示した回路ブロック図図７のスイッチング電源装置において出力電流を急峻に増加させた場合の各部の動作波形を示したタイムチャートバイアス変更信号生成回路の他の実施形態を示した回路図特許文献１の図２に対応したスイッチング電源装置を示した回路ブロック図

［スイッチング電源装置の第１実施形態］
図１は本発明のスイッチング電源装置の基本構成を示した回路ブロック図である。本実施形態のスイッチング電源装置は、スイッチング素子１２を備えた電力変換部１０、フィードバック制御回路２０、三角波生成回路３８とＰＷＭコンパレータ３６を備えたＰＷＭ制御回路２２、バイアス変更信号生成回路２４、三角波バイアス回路２６を備えている。

図２は、図１のバイアス変更信号生成回路、三角波バイアス回路及び三角波生成回路の具体例を示した回路ブロック図である。以下、図１、図２を基に本発明の回路構成の詳細を示す。

［回路構成・動作］
（電力変換部１０）
図１及び図２に示すように、電力変換部１０は、入力電圧ＶｉｎをＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチング素子１２のオンオフ動作によって断続電圧に変換し、断続電圧を整流平滑することで出力電圧Ｖｏを得るものである。電力変換部１０は、出力電圧Ｖｏをスイッチング素子１２のデューティで制御できるものを用いる。

本実施形態の電力変換部１０は、非絶縁の降圧チョッパー回路であり、入力端子からの入力電圧Ｖｉｎを、スイッチング素子１２のオン、オフ動作によって断続電圧に変換し、断続電圧をダイオード１６により整流して出力インダクタ１４と出力コンデンサ１８で構成される平滑回路で平滑することで直流電圧に変換し、出力電圧Ｖｏを生成して出力端子から負荷に供給している。

なお、本実施形態では、電力変換部１０に非絶縁型の降圧チョッパーを用いているが、スイッチング素子のオン、オフで電力変換できる回路であれば良く、例えば、昇圧チョッパー回路でも良いし、絶縁型のフォワードコンバータ、フライバックコンバータ、ブリッジコンバータ等を用いても良い。

降圧チョッパー回路のスイッチング素子１２のオンオフは、ＰＷＭ制御回路２２から入力されるスイッチング制御信号ＶＧＳで制御される。スイッチング制御信号ＶＧＳは、所定の周波数とデューティを持つ信号である。

降圧チョッパー回路は、スイッチング素子１２のオンデューティによって出力電圧Ｖｏが制御される。具体的には、スイッチング素子１２のオンデューティが広くなると出力電圧Ｖｏが上昇し、オンデューティが狭くなると出力電圧Ｖｏが低下するように制御が行われる。

以下、スイッチング素子１２を１個備えた電力変換部１０である降圧チョッパー回路を例に動作説明を行うが、出力電圧をスイッチング素子のデューティで制御できるものであれば、複数個のスイッチング素子を備えたコンバータ回路でも以下の動作は同じとなる。

（ＰＷＭ制御回路）
ＰＷＭ制御回路２２は、電力変換部１０のスイッチング素子１２にスイッチング制御信号ＶＧＳを出力することでスイッチング素子１２のオンオフを制御する。ＰＷＭ制御回路２２は、ＰＷＭコンパレータ３６と三角波生成回路３８で構成される。三角波生成回路３８は、所定の周波数と所定の振幅を持つ三角波信号Ｖｔｒｉを生成する回路である。

図２では、制御回路用電源Ｖｃｃ、抵抗５０、コンデンサ５２、トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）４８、および、基準発振器４０で構成した三角波生成回路３８を例に示している。コンデンサ５２は、制御回路用電源Ｖｃｃから抵抗５０を介して充電されることで電圧が上昇する。

基準発振器４０は所定の周波数でトランジスタ４８をオンする信号を出力する。トランジスタ４８は基準発振器４０からの信号を受けて所定の周波数でコンデンサ５２を放電する。コンデンサ５２の両端の電圧は、所定の周波数で充電と放電が繰り返されることで三角波状の電圧となる。コンデンサ５２の電圧を三角波信号ＶｔｒｉとしてＰＷＭコンパレータ３６へ出力する。

ＰＷＭコンパレータ３６は、三角波信号Ｖｔｒｉおよびフィードバック制御回路２０からのフィードバック信号ＶＦＢが入力され、三角波信号Ｖｔｒｉとフィードバック信号ＶＦＢを比較した結果に基づいてスイッチング制御信号ＶＧＳを制御する。

本実施例では、三角波信号Ｖｔｒｉ＜ＶＦＢのとき、スイッチング素子１２がオンし、Ｖｔｒｉ＞ＶＦＢのときスイッチング素子１２がオフするようにスイッチング制御信号ＶＧＳを生成する。この動作により、三角波信号生成回路３８で決定される所定の周波数によってスイッチング素子１２のスイッチング周波数が決定され、フィードバック信号ＶＦＢの大小でスイッチング素子１２のオンデューティが制御される。

（フィードバック制御回路）
フィードバック制御回路２０は、ＰＷＭ制御回路２２内のＰＷＭコンパレータ３６へフィードバック信号ＶＦＢを出力することで、スイッチング素子１２のオンデューティを制御し、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを所定の値に制御する。

フィードバック制御回路２０は、基準電圧源３４と誤差アンプ３２で構成される。基準電圧源３４は、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの目標電圧を決定するための電圧である基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。誤差アンプ３２は、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏに比例した出力電圧検出信号Ｖｓｅｎｓと基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、出力電圧検出信号Ｖｓｅｎｓと基準電圧Ｖｒｅｆを比較した結果に基づいてフィードバック信号ＶＦＢを制御する。本実施例では、Ｖｓｅｎｓ＞Ｖｒｅｆのときフィードバック信号ＶＦＢが低下し、Ｖｓｅｎｓ＜Ｖｒｅｆのときフィードバック信号ＶＦＢが上昇するように制御される。

この動作により、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆで規定される所定の電圧よりも上昇しようとした場合、出力電圧Ｖｏが低下するようにフィードバック信号ＶＦＢが低下しスイッチング素子１２のオンデューティが狭くなるように制御され、また、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆで規定される所定の電圧よりも低下しようとした場合、出力電圧Ｖｏが上昇するようにフィードバック信号ＶＦＢが上昇しスイッチング素子１２のオンデューティが広くなるように制御される。

（三角波バイアス回路）
三角波バイアス回路２６は、三角波信号Ｖｔｒｉの下限電圧にバイアス電圧Ｖｂｉａｓを与える回路であり、バイアス変更信号Ｖｂｃｔｌによって電圧を可変できる可変電圧源である。図２では、制御回路用電源Ｖｃｃ、抵抗４４および抵抗４６により構成した三角波バイアス回路２６を例に示している。制御回路用電源Ｖｃｃを抵抗４４と抵抗４６で分圧した電圧を三角波生成回路３８のコンデンサ５２に接続することでコンデンサ５２の下限電圧がバイアス電圧Ｖｂｉａｓとなり、三角波信号Ｖｔｒｉはバイアス電圧Ｖｂｉａｓを下限とする電圧振幅の信号となる。

（バイアス変更信号生成回路）
バイアス変更信号生成回路２４は、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏに比例した電圧が入力されており、出力電圧Ｖｏの状態に応じてバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌを三角波バイアス回路２６に出力する。出力電圧Ｖｏに比例した電圧は、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏから生成しても良いし、例えば、電力変換部１０の出力インダクタ１４に設けた補助巻線から生成しても良いし、トランスを備えた電力変換部１０を使用している場合には、トランスの補助巻線から生成しても良い。図２では、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏをバイアス変更信号生成回路２４に入力し、バイアス変更信号生成回路２４を抵抗４２により構成した例を示している。

図２のバイアス変更信号生成回路２４では、出力電圧Ｖｏを抵抗４２を介して出力される信号をバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌとしている。バイアス変更信号Ｖｂｃｔｌは、三角波バイアス回路２６の抵抗４４と抵抗４６の接続点に入力されている。これにより、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが上昇するとバイアス電圧Ｖｂｉａｓが上昇し、出力電圧Ｖｏが低下するとバイアス電圧Ｖｂｉａｓが低下する動作となる。

［スイッチング電源装置の動作］
比較のために、まず、本発明が適用されていないスイッチング電源装置の出力電流を急峻に変化させた場合の動作を説明する。次に、本発明が適用されているスイッチング電源装置の出力電流を急峻に変化させた場合の動作を説明することで本発明の有効性を示す。

［本発明が適用されていないスイッチング電源装置の動作］
本発明が適用されていないスイッチング電源装置の動作は、本実施形態のスイッチング電源装置のバイアス変更信号生成回路２４の動作を停止させたものと同様の動作となる。まずは、図２のスイッチング電源装置のバイアス変更信号生成回路２４の動作を停止させた場合の動作を説明する。出力電流を急峻に増加させた場合の各部の動作波形を図３に示す。

ここで、図３（Ａ）は出力電流Ｉｏを示し、図３（Ｂ）は出力電圧Ｖｏを示し、図３（Ｃ）は基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧検出信号Ｖｓｅｎｓを示し、図３（Ｄ）はフィードバック制御回路２０の入力を示し、図３（Ｅ）はスイッチング制御信号ＶＧＳを示す。

図３の期間Ａはスイッチング電源装置が無負荷で動作している状態の各部の波形である。スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏに比例した電圧である出力電圧検出信号Ｖｓｅｎｓが基準電圧Ｖｒｅｆと同じになるようにフィードバック信号ＶＦＢが制御される。

期間Ａでは、スイッチング電源装置は無負荷で動作しているため、スイッチング電源装置が出力する電力は、制御回路等が自己で消費する電力分だけであるので、スイッチング素子１２のオンデューティは狭い状態で動作している。従って、フィードバック信号ＶＦＢは三角波信号Ｖｔｒｉの下限近くになるように制御されている。

期間Ａの最後の時刻ｔ１でスイッチング電源装置の出力電流Ｉｏが急峻に増加する。

期間Ｂでは、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏが大きな状態となる。期間Ｂではスイッチング電源装置の出力側に接続された負荷（負荷は図示していない）が大きな電力を要求するため出力電流Ｉｏが大きな状態となる。この時、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが低下する動作が発生する。これは、期間Ａのスイッチング素子１２のオンデューティが狭い状態の動作が期間Ｂに引き継がれたことによる。

スイッチング素子１２のオンデューティが狭い状態で動作していると、電力変換部１０は負荷が要求する電力を十分に伝送することができないため出力コンデンサ１８から出力電流を供給する動作となる。出力コンデンサ１８から電流を出力させると出力コンデンサ１８の電圧が低下する。出力コンデンサ１８の電圧はスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏであることから、出力電圧Ｖｏが時間と共に低下する動作が発生する。

スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが低下すると、出力電圧検出信号Ｖｓｅｎｓも低下する。この時、Ｖｓｅｎｓ＜Ｖｒｅｆとなるので、フィードバック制御回路２０はフィードバック信号ＶＦＢを上昇させるように制御を行う。

ここで、一般的なスイッチング電源装置では、スイッチング電源装置を安定に動作させる目的でフィードバック制御回路２０の過渡的な応答性が悪くなるような調整が施されている。この調整は、先の説明のように、フィードバック制御回路２０の過渡的な応答性を良くすると、出力発振等の不具合が発生することを防ぐためである。フィードバック制御回路２０の応答性が悪いことで、フィードバック信号ＶＦＢはゆっくりと上昇する動作となる。

フィードバック信号ＶＦＢがゆっくりと上昇するため、スイッチング素子１２のオンデューティがゆっくり広がる動作となる。

スイッチング素子１２のオンデューティがゆっくり広がる動作では、電力変換部１０が十分な電流を負荷に供給することができないため、出力コンデンサ１８から負荷に向かっての電流の出力が継続されることで出力電圧Ｖｏが低下する動作となる。

また、大きな電流を出力している従来のスイッチング電源装置の出力電流Ｉｏを急峻に低下させた場合は、図４のように出力電圧が所定の電圧よりも大きく上昇する動作となる。

ここで、図４（Ａ）は出力電流Ｉｏを示し、図４（Ｂ）は出力電圧Ｖｏを示し、図４（Ｃ）は基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧検出信号Ｖｓｅｎｓを示し、図４（Ｄ）はフィードバック制御回路２０の入力を示し、図４（Ｅ）はスイッチング制御信号ＶＧＳを示す。

図４は、図３と逆の動作であり、上記と同様にフィードバック制御回路２０の過渡的な応答特性が悪いことに起因して出力電圧Ｖｏが大きく上昇する。出力電流Ｉｏが大きなスイッチング電源装置は、スイッチング素子１２のオンデューティが広い状態（フィードバック信号ＶＦＢが高い状態）で動作している。

出力電流を急峻に低下させた場合は、スイッチング素子１２のオンデューティが狭い状態（フィードバック信号ＶＦＢが低い状態）に向かって制御が行われるが、フィードバック制御回路２０の過渡的な応答特性が悪いことで、フィードバック信号ＶＦＢがゆっくりと低下する動作となり、出力電圧Ｖｏが大きく上昇してしまう動作が発生する。

以上の動作のように、本発明が適用されていないスイッチング電源装置の出力電流を急峻に変化させた場合には、スイッチング電源装置が負荷の電流要求に対して即座に応答できないことになり、出力電圧が大きく変動する動作が発生してしまう。

［第１実施形態によるスイッチング電源装置の動作］
本実施形態のスイッチング電源装置において、出力電流を急峻に増加させた場合の各部の動作波形を図５に示す。

ここで、図５（Ａ）は出力電流Ｉｏを示し、図５（Ｂ）は出力電圧Ｖｏを示し、図５（Ｃ）は基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧検出信号Ｖｓｅｎｓを示し、図５（Ｄ）はフィードバック制御回路２０の入力を示し、図５（Ｅ）はスイッチング制御信号ＶＧＳを示す。

図５の期間Ａは、スイッチング電源装置が無負荷で動作している状態の各部の波形である。期間Ａは、図３のスイッチング電源装置と同様の動作となり、フィードバック信号ＶＦＢは三角波信号Ｖｔｒｉの下限近くになるように制御されている。

期間Ａの最後の時刻ｔ１でスイッチング電源装置の出力電流Ｉｏが急峻に増加する。期間Ｂでは、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏが大きな状態となる。この時、図３のスイッチング電源装置と同様に、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが低下する動作が発生する。

本実施形態のスイッチング電源装置では、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが低下すると、バイアス変更信号生成回路２４の出力であるバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが低下する。この時、図５の期間Ｂに示したように、バイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが低下することによってバイアス電圧Ｖｂｉａｓの低下が発生し、三角波信号Ｖｔｒｉの下限が低下する。

本実施形態のスイッチング電源装置においても、フィードバック制御回路２０は、過渡的な応答性が良くないように調整が施されているため、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが低下してもフィードバック信号ＶＦＢはゆっくり上昇する動作となるが、三角波信号Ｖｔｒｉの下限が低下することで、図３のスイッチング電源装置と比較して、ＶＦＢ＞Ｖｔｒｉとなっている時間が長くなり、スイッチング素子１２のオンデューティが広がる動作が作られる。

スイッチング素子１２のオンデューティが広がることで、電力変換部１０が十分な電流を負荷に供給することがでるようになり、出力電圧Ｖｏの低下が止まり、出力電圧Ｖｏが所定の電圧に向かって回復する動作となる。

また、本実施形態のスイッチング電源装置において、出力電流を急峻に低下させた場合の各部の動作波形を図６に示す。

ここで、図６（Ａ）は出力電流Ｉｏを示し、図６（Ｂ）は出力電圧Ｖｏを示し、図６（Ｃ）は基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧検出信号Ｖｓｅｎｓを示し、図６（Ｄ）はフィードバック制御回路２０の入力を示し、図６（Ｅ）はスイッチング制御信号ＶＧＳを示す。

大きな電流を出力している本実施形態のスイッチング電源装置の出力電流Ｉｏを時刻ｔ１で急峻に低下させた場合は、図６のように、バイアス変更信号生成回路２４の出力であるバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが上昇する。バイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが上昇することで、三角波信号Ｖｔｒｉの下限が上昇する。三角波信号Ｖｔｒｉの下限が上昇することで、従来のスイッチング電源装置と比較して、ＶＦＢ＜Ｖｔｒｉとなる時間が短くなり、出力電圧Ｖｏの上昇が止まり、出力電圧Ｖｏが所定の電圧に向かって回復する動作となる。

［第１実施形態の有効性］
本実施形態のスイッチング電源装置の出力電流を急峻に変化させた場合には、フィードバック制御回路２０の応答特性が悪くても、バイアス変更信号生成回路２４および三角波バイアス回路２６の作用により、スイッチング電源装置の出力電圧が大きく変動してしまう動作を防ぐことができる。

本実施形態を用いることで、フィードバック制御回路２０の応答性を向上させるための設計が不要となり、出力電圧制御の安定性の高いフィードバック制御回路２０を容易に設計することができるようになるため、設計コストを低減することができる。

また、スイッチング電源装置の出力側に大型のコンデンサを付加する必要がなくなるため、スイッチング電源装置の小型化、低コスト化を実現する。さらには、特許文献１に用いられているような高速で動作する高価なコンパレータをも不要となるため、スイッチング電源装置の低コスト化を図ることができる。

［スイッチング電源装置の第２実施形態］
本発明によるスイッチング電源装置の第２実施例にはバイアス変更信号生成回路２４に抵抗とコンデンサの直列回路を用いたことを特徴とする。バイアス変更信号生成回路２４に抵抗とコンデンサの直列回路を用いることで、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの変動分を取り出してバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌとして出力することができる。これにより、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏを急峻に変化させたときの出力電圧Ｖｏの変動に対して、バイアス電圧Ｖｂｉａｓを大きく変化させることができる。

［第２実施形態の構成および動作］
図７はバイアス変更信号生成回路に抵抗とコンデンサの直列回路を用いた本発明のスイッチング電源装置の他の実施形態を示した回路ブロック図である。

図７に示すように、第２実施形態は、バイアス変更信号生成回路２４を抵抗４２とコンデンサ５４で構成していることが図２の第１実施形態との差異になる。また、本実施形態のバイアス変更信号生成回路２４は、出力電圧Ｖｏの変動に対してバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが即座に応答することでバイアス電圧Ｖｂｉａｓを高速に変化させようとする動作となるため、バイアス電圧Ｖｂｉａｓの変化速度を調整するために三角波バイアス回路２６の抵抗４６にコンデンサ５５を並列に接続している。なお、変化速度の調整が不要の場合はコンデンサ５５が不要となる。それ以外の構成は図２の実施形態と同じになることから、同一符号を付して説明は省略する。

図８に図７のスイッチング電源装置において出力電流を急峻に増加させた場合の各部の波形を示す。ここで、図８（Ａ）は出力電流Ｉｏを示し、図８（Ｂ）は出力電圧Ｖｏを示し、図８（Ｃ）は基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧検出信号Ｖｓｅｎｓを示し、図８（Ｄ）はバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌ（抵抗４２の電流）を示し、図８（Ｅ）はフィードバック制御回路２０の入力を示し、図８（Ｆ）はスイッチング制御信号ＶＧＳを示す。

図８の期間Ａでは、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏが無負荷であり出力電圧Ｖｏが一定であるので、コンデンサ５４には、出力電圧Ｖｏとバイアス電圧Ｖｂｉａｓの差分の電圧が充電された状態となり、抵抗４２に電流が流れない。これにより、バイアス変更信号Ｖｂｃｔｌは出力されていない状態となる。

期間Ａの最後の時刻ｔ１でスイッチング電源装置の出力電流Ｉｏが急峻に増加する。期間Ｂでは、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏが大きな状態となり、出力電圧Ｖｏの低下が発生する。

図７の第２実施形態のスイッチング電源装置では、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが低下すると、出力電圧Ｖｏとバイアス電圧Ｖｂｉａｓの差分の電圧に対してコンデンサ５４に充電されていた電圧の方が高くなるため、コンデンサ５４から電力変換部１０に向かって電流が流れる動作となる。これにより、抵抗４２に電流が流れてバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが出力される。抵抗４２の電流は、三角波バイアス回路２６側から電力変換部１０側に向かって流れるためバイアス電圧Ｖｂｉａｓを低下させる。

図７の第２実施形態のスイッチング電源装置では、コンデンサ５４の効果によって出力電圧Ｖｏに変動が生じた場合にのみ抵抗４２に電流が流れるため、先の第１実施形態よりも抵抗４２を小さく設定することが可能となり、出力電圧Ｖｏの変動に対してバイアス電圧Ｖｂｉａｓを大きく変化させることが可能となる。これにより、出力電圧Ｖｏの変動に対して、図２の第１実施形態のスイッチング電源装置よりもスイッチング素子１２のオンデューティをすばやく広げる動作が実現できようになり、出力電流Ｉｏを急峻に増加させた場合の出力電圧Ｖｏの低下を小さくすることができる。

また、大きな電流を出力している図７の第２実施形態のスイッチング電源装置の出力電流を急峻に低下させた場合でも、図２の第１実施形態のスイッチング電源装置よりもスイッチング素子１２のオンデューティをすばやく狭くする動作が実現できようになり、出力電流Ｉｏを急峻に低下させた場合の出力電圧Ｖｏの上昇を小さくすることができる。

（第２実施形態の有効性）
図７の第２実施形態のスイッチング電源装置の出力電流を急峻に変化させた場合においても、図２の第１実施形態のスイッチング電源装置と同様に、バイアス変更信号生成回路２４および三角波バイアス回路２６の効果により、スイッチング電源装置の出力電圧が大きく変動してしまう動作を防ぐことができる。

また、図７の第２実施形態のスイッチング電源装置は、図２の第１実施形態のスイッチング電源装置よりもスイッチング素子１２のデューティをすばやく制御することができるため、出力電流Ｉｏを急峻に変化させた場合の出力電圧Ｖｏの変動幅を小さくすることができる。

以上より、第２実施形態のスイッチング電源装置においても、フィードバック制御回路２０の応答性を向上させるための設計が不要となり、出力電圧制御の安定性の高いフィードバック制御回路２０を容易に設計することができるようになるため、設計工数の短縮が可能となり、設計コストを低減することができる。

また、スイッチング電源装置の出力側に大型のコンデンサを付加する必要がなくなるため、スイッチング電源装置の小型化、低コスト化を実現する。さらには、特許文献１に用いられているような高速で動作する高価なコンパレータも不要となるため、スイッチング電源装置の低コスト化を図ることができる。

［バイアス変更信号生成回路の他の実施形態］
図９はバイアス変更信号生成回路の他の実施形態を示した回路図であり、バイアス変更信号生成回路２４に電位障壁素子を設けることで、バイアス電圧Ｖｂｉａｓを高度に制御することができる回路の例を示している。

図９（Ａ）〜（Ｄ）に示すバイアス変更信号生成回路２４は、バイアス変更信号生成回路２４がスイッチング電源装置の出力電圧の微少な変動に対してバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌを出力してしまうのを防ぐ効果がある。

図７に示した第２実施形態のスイッチング電源装置では、バイアス変更信号生成回路２４として抵抗とコンデンサの直列回路を用いることでバイアス電圧Ｖｂｉａｓをすばやく変更できる動作を実現したが、例えば、出力電圧リップルが大きなスイッチング電源装置では出力電圧の振動に合わせてバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが出力され、バイアス電圧Ｖｂｉａｓが変動する現象が発生する。

そこで、図９（Ａ）のバイアス変更信号生成回路２４のように、抵抗４２とコンデンサ５４の直列回路と直列に、電位障壁素子として整流素子（ダイオード）５６，５８を逆極性にした並列回路を接続する。例えば、シリコンのＰ型とＮ型を接合した整流素子５６，５８は、順方向に約０．６ボルトの電位障壁を持つ。これにより、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの変動が０．６ボルト以下の場合は、コンデンサ５４の充放電が行われることが無くなるため、抵抗４２に電流が流れなくなり、バイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが出力されなくなる。

図９（Ｂ）のバイアス変更信号生成回路２４は、抵抗４２とコンデンサ５４の直列回路と直列に、電位障壁素子としてツェナーダイオード６０，６２を逆極性に直列接続した回路としている。ツェナーダイオード６０，６２は逆方向の電位障壁を自由に設計することができるため、図９（Ｂ）の回路を用いることで、バイアス変更信号生成回路２４がバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌを出力する際のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの変動値を自由に設計することができる。

図９（Ｃ）は、抵抗４２とコンデンサ５４の直列回路と直列に、電位障壁素子としてツェナーダイオード６４のみを接続した回路とすることで、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの低下に対しては低下幅が大きくないとバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが出力されず、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの上昇に対しては上昇幅が小さくてもバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが出力される構成とすることができる。

例えば、ツェナーダイオード６４にツェナー電圧として５ボルトの素子を用いる場合を考える。このツェナー電圧５ボルトのツェナーダイオード６４は、逆方向に対して５ボルトの電位障壁を持ち、順方向に対してはシリコンのＰ型とＮ型の接合部の特性が現れるため約０．６ボルトの電位障壁を持っている。

従って、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの低下が５ボルト以上になるとスイッチング素子１２のオンデューティを広げる方向にバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが出力され、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの上昇が０．６Ｖ以上になるとスイッチング素子１２のオンデューティを狭くする方向にバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが出力される動作が実現できる。

また、図９（Ｃ）のバイアス変更信号生成回路２４は、ツェナーダイオード６４の極性を逆にすることで、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの低下が０．６ボルト以上になるとスイッチング素子１２のオンデューティを広げる方向にバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが出力され、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの上昇が５ボルト以上になるとスイッチング素子１２のオンデューティを狭くする方向にバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌが出力される動作を持つ回路とすることもできる。

図９（Ｄ）のバイアス変更信号生成回路２４は、整流素子６６と抵抗６８の直列回路と整流素子７０と抵抗７２の直列回路を逆極性に並列接続し、コンデンサ５４と直列に接続している。

このように整流素子６６，７０を用いることで、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの低下と上昇に対して、バイアス変更信号Ｖｂｃｔｌの大きさを変更することができる。整流素子６６と抵抗６８は出力電圧が低下する方向に対してバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌを決定し、整流素子７０と抵抗７２は出力電圧が上昇する方向に対してバイアス変更信号Ｖｂｃｔｌを決定する。

これにより、出力電圧Ｖｏの急峻な低下や上昇に対するスイッチング素子１２のオンデューティの制御を高度なものにできる。また、整流素子６６，７０に代えてツェナーダイオードを接続することで、出力電圧の低下や上昇に対するスイッチング素子１２のオンデューティの制御をさらに高度なものにできる。

［本発明の変形例］
本発明は、その目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。

１０：電力変換部
１２：スイッチング素子
１４：出力インダクタ
１６：ダイオード
１８：出力コンデンサ
２０：フィードバック制御回路
２２：ＰＷＭ制御回路
２４：バイアス変更信号生成回路
２６：三角波バイアス回路
３２：誤差アンプ
３４：基準電圧源
３６：ＰＷＭコンパレータ
３８：三角波生成回路
４０：基準発振器
４２，４４，４６，５０，６８，７２：抵抗
４８：トランジスタ
５２，５４，５５：コンデンサ
５６，５８，６６，７０：整流素子
６０，６２，６４：ツェナーダイオード

Claims

電力変換部、フィードバック制御回路、三角波生成回路及びＰＷＭコンパレータを備え、
前記電力変換部は、スイッチング素子と平滑回路を備え、前記スイッチング素子のオンオフによって入力電圧を断続電圧に変換し、当該断続電圧を前記平滑回路で直流電圧に変換して出力電圧を生成する回路であって、前記スイッチング素子のオンオフは、入力されたスイッチング制御信号によって制御され、前記出力電圧は、前記スイッチング素子のオンデューティによって制御されるものであり、
前記フィードバック制御回路は、前記出力電圧に比例した電圧である出力電圧検出信号と基準電圧源が出力する基準電圧が入力されており、フィードバック信号を前記ＰＷＭコンパレータに出力するもので、前記出力電圧検出信号と前記基準電圧源が等しくなるように前記フィードバック信号を制御する動作を行うものであり、
前記三角波生成回路は、三角波バイアス回路からバイアス電圧が入力されており、前記バイアス電圧を下限とした所定の周波数と振幅を持つ三角波信号を前記ＰＷＭコンパレータに出力するものであり、
前記ＰＷＭコンパレータは、前記フィードバック信号と前記三角波信号の大小を比較して前記スイッチング制御信号を出力するものである、スイッチング電源装置に於いて、
バイアス変更信号生成回路と前記三角波バイアス回路が設けられ、
前記バイアス変更信号生成回路は、前記出力電圧検出信号として電位障壁回路を介した前記出力電圧が入力されており、前記出力電圧の変動に応じて変化するバイアス変更信号を前記三角波バイアス回路に出力するものであり、
前記三角波バイアス回路は、前記バイアス電圧を生成する可変電圧源回路であり、前記出力電圧の変動に応じて変化する前記バイアス変更信号によって前記三角波信号の下限電圧を変化させるバイアス電圧を出力するものである、
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、前記バイアス変更信号生成回路は、前記電位障壁回路及び前記出力電圧の変化分を取り出す回路として抵抗とコンデンサの直列回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、前記バイアス変更信号生成回路は、前記電位障壁回路に整流素子を備え、前記出力電圧の変動方向に対して、前記バイアス変更信号の大きさを変更可能とすることを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１乃至３の何れかに記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記三角波生成回路は、制御用電源により充電されるコンデンサをトランジスタにより前記所定の周波数で放電して三角波信号を生成し、
前記三角波バイアス回路は、前記制御用電源を分圧して前記バイアス電圧を生成することを特徴とするスイッチング電源装置。