JP5955294B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、ハーフブリッジ電流共振型のスイッチング電源装置に関する。

従来のハーフブリッジ電流共振型のスイッチング電源装置は、２つの主スイッチング素子を有し、オン時比率がそれぞれ約50%に固定され、互いに逆位相にオンオフすることによって一定の出力電圧を生成する。

出力電圧の安定化制御は、主スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させることによって行う。例えば、出力電流が減少した場合、スイッチング周波数をそのままにすると出力電圧Voが上昇するので、スイッチング周波数を高くすることによって出力電圧を目標電圧に保持する。

通常、主スイッチング素子のオン時比率は、50%よりも僅かに小さく設定され、２つの主スイッチング素子が共にオフする時間（デッドタイム）が設けられる。デッドタイムの期間に入ると、この期間の直前にオフしていた方の主スイッチング素子の両端電圧がゼロボルトに向かって低下する。電圧低下の速度は、共振用インダクタ及び共振用コンデンサ等の共振動作によって定まるので、両端電圧がゼロボルトに達するのに必要な時間は、ほぼ計算で求めることができる。したがって、両端電圧がゼロボルトに達するのに必要な時間とデッドタイムとが一致するように設計することによって、主スイッチング素子のゼロボルトスイッチングを実現することができる。

従来のハーフブリッジ電流共振型のスイッチング電源装置には様々な課題があり、近年、これらを解決するための技術が複数提案されている。例えば、特許文献１に開示されているように、出力電流が大きいときは通常動作モード（通常のスイッチング動作を連続して行うモード）で動作し、出力電流Ioが小さいときは間欠動作モード（通常のスイッチング動作を行う期間とスイッチング動作を停止する期間とを交互に繰り返すモード）で動作する電力変換装置があった。ここで、通常のスイッチング動作とは、上述した従来のスイッチング電源装置の動作のことで、デッドタイムを利用したゼロボルトスイッチングも行っている。

ハーフブリッジ電流共振型のスイッチング電源装置に間欠動作モードを設けることは、従来から行われていた。しかし、単純に間欠動作モードを設けるだけだと、スイッチング動作の停止期間が終了してスイッチング動作を再開する時に、上記のゼロボルトスイッチングを行うことができない。主スイッチング素子の両端電圧が一定の高電圧（入力電圧の約1/2の電圧）になっており、共振による電圧低下が生じないからである。したがって、スイッチング動作を再開する直後はハードスイッチングとなり、大きなサージ電圧・電流が発生したり、電源効率が低下したりすることが問題になる。

これに対して、特許文献１の電力変換装置は、スイッチング動作の停止期間中、２つの主スイッチング素子のうちの一方をオン、他方をオフにしておき、スイッチング動作を再開する時、所定の順番でオンオフをさせることによって、主スイッチング素子のゼロボルトスイッチを実現している。

また、特許文献２に開示されているように、出力電流が大きいときは、上記の通常動作モードで動作し、出力電流が小さいときは、第２のスイッチング素子がターンオフしてから第１のスイッチング素子がターンオンするまでの時間（第１のデッドタイム）を延長し、第１のデッドタイムの期間中にトランスに電流が流れない電流不連続モードで動作するスイッチング電源装置があった。

従来のハーフブリッジ電流共振型のスイッチング電源装置の場合、出力電圧を目標電圧に保持するため、出力電流が小さくなるとスイッチング周波数を非常に高くする必要があり、単位時間当たりのスイッチング回数が多くなる。したがって、主スイッチング素子や整流素子等に発生するスイッチング損失が増大し、電源効率が低下する。

これに対して特許文献２のスイッチング電源装置は、出力電流が小さくなると、第１のデッドタイムの期間に電流不連続モードで動作するため、スイッチング周波数をさほど高くしなくても出力電圧を安定化することができるので、電源効率を高くすることができる。なお、このスイッチング電源装置は、特許文献２の図６から分かるように、第１のスイッチング素子がターンオフしてから第２のスイッチング素子がターンオンするまでの時間（第２のデッドタイム）は延長されない。

特開２００８−１０９７６６号公報 再公表ＷＯ２０１１／１１１４８３号公報

従来のハーフブリッジ電流共振型のスイッチング電源装置は、上記のように、出力電流が小さくなるとスイッチング周波数が非常に高くなるので、単位時間当たりのスイッチング回数が少なくなり、主スイッチング素子や整流素子等に発生するスイッチング損失が増大し、電源効率が低下するという問題がある。

特許文献１の電力変換回路の場合、出力電流が小さくなると間欠動作モードで動作するので、単位時間当たりのスイッチング回数が少なくなり、主スイッチング素子や整流素子等に発生するスイッチング損失を小さくすることができる。しかし、間欠動作モードで動作する時、スイッチング動作が停止する期間に出力電圧が低下し続け、通常のスイッチング動作を行う期間に出力電圧が上昇し続けるので、出力電圧に非常に大きいリップルが発生するという問題がある。

特許文献２の電力変換回路の場合も、出力電流が小さくなると電流不連続モードで動作するので、スイッチング周波数がさほど高くならず、主スイッチング素子や整流素子等に発生するスイッチング損失を小さくすることができる。しかし、電流不連続モードで動作する時、第一及び第二のデッドタイムのうち、第１のデッドタイムだけを延長するので、２つの主スイッチング素子の駆動回路の構成が非常に複雑になる。また、特許文献２では、電流不連続モードにおいて、主スイッチング素子のゼロボルトスイッチング（又はソフトスイッチング）を実現するという課題について、特に考慮されていない。

本発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、出力電圧の変動や出力リップルが小さく、高効率のハーフブリッジ電流共振型のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明は、一対の入力端の間に第一及び第二主スイッチング素子の直列回路が接続され、前記第一又は第二主スイッチング素子の両端に、主トランスの入力巻線、共振用インダクタ及び共振用コンデンサの直列回路が接続され、前記第一及び第二主スイッチング素子をオンオフさせることによって前記主トランスの出力巻線に交流電圧を発生させ、この交流電圧を整流平滑して所定の出力電圧を生成し、負荷に出力電流を供給する電流共振型のスイッチング電源装置であって、
前記出力電圧と目標電圧の差を増幅し、前記出力電圧を前記目標電圧に近づける方向に増減する制御信号を出力する誤差増幅回路と、
前記制御信号を所定の変調条件に基づいて変調することによって前記第一及び第二主スイッチング素子のスイッチング周波数を決定し、その情報を信号化した周波数信号を出力する周波数変調回路と、
前記第一主スイッチング素子のオフ時の両端電圧又はこれに相当する電圧が一定値以下に低下したことを検出すると第一タイミング信号を出力すると共に、前記第二主スイッチング素子のオフ時の両端電圧又はこれに相当する電圧が一定値以下に低下したことを検出すると第二タイミング信号を出力するスイッチング電圧監視回路と、
前記制御信号の変化を前記出力電流の変化とみなして動作し、前記出力電流の変化に応じて前記第一及び第二主スイッチング素子の動作モードを選択し、その情報を信号化した動作モード信号を出力する回路であって、前記出力電流が電流基準値よりも大きいときは、前記第一主スイッチング素子がオンからオフに転じた後、オフを継続している前記第二主スイッチング素子が、自己の両端電圧が最初に一定値以下に低下したタイミングでオンに転じ、さらに所定時間経過後にオフに転じ、その後、オフを継続している前記第一主スイッチング素子が、自己の両端電圧が最初に一定値以下に低下したタイミングでオンに転じ、さらに所定時間経過後にオフに転じる動作を繰り返す通常動作モードを選択し、前記出力電流が前記基準値よりも小さいときは、前記第一主スイッチング素子がオンからオフに転じた後、オフを継続している前記第二主スイッチング素子が、自己の両端電圧がｎ回目（ｎは２以上の自然数）に一定値以下に低下したタイミングでオンに転じ、さらに所定時間経過後にオフに転じ、その後、オフを継続している前記第一主スイッチング素子が、自己の両端電圧がｎ回目（ｎは２以上の自然数）に一定値以下に低下したタイミングでオンに転じ、さらに所定時間経過後にオフに転じる動作を繰り返すスキップ動作モードを選択するモード選択回路と、
前記第一及び第二主スイッチング素子を互いに逆位相にオンオフさせる回路であって、前記第一主スイッチング素子を、前記周波数信号に対応する周期でオフさせ、その周期毎に、前記第一タイミング信号及び前記動作モード信号に対応するタイミングでオンさせると共に、前記第二主スイッチング素子を、前記第一主スイッチング素子がオフする前記周期と位相が１８０度ずれた周期でオフさせ、その周期毎に、前記第二タイミング信号及び前記動作モード信号に対応するタイミングでオンさせる駆動回路とを備えたスイッチング電源装置である。

前記駆動回路は、前記第一及び第二主スイッチング素子を前記第一及び第二タイミング信号に対応するタイミングでオンさせると各々のオン時間が所定のオン時間基準値より短くなる場合、前記第一及び第二タイミング信号にかかわらず、前記各々のオン時間が前記オン時間基準値となるタイミングで前記第一及び第二主スイッチング素子をオンさせる。

前記モード選択回路は、前記出力電流の変化に応じて動作モードを選択する特性にヒステリシスが設けられ、前記出力電流が減少したときの前記電流基準値である第一電流基準値と、前記出力電流が増加したときの前記基準値であって、前記第一基準値よりも大きい第二電流基準値とを有していることが好ましい。

前記周波数変調回路は、前記動作モード信号が切り替わったことを検出すると、そのタイミングで、通常動作時のスイッチング周波数がスキップ動作時の周波数よりも相対的に高くなるように、前記所定の変調条件を他の変調条件に切り替えることが好ましい。

例えば、前記周波数変調回路は、第一及び第二コンデンサを並列接続して成るタイマコンデンサと、前記第二コンデンサを切り離すための補助スイッチと、前記タイマコンデンサに充電電流を流すための充電回路と、前記タイマコンデンサから放電電流を流すための放電回路と、前記タイマコンデンサに発生する電圧が上昇して第一の閾値に達すると前記放電回路で前記タイマコンデンサを放電させ、その後、前記第一の閾値よりも低い第二の閾値まで低下すると前記充電回路に前記タイマコンデンサを充電させる充放電切り替え回路と、充電と放電が切り替わったタイミングでハイレベルとローレベルが反転する基準パルスを生成し、前記周波数信号として出力するパルス出力回路とで構成され、前記充電回路及び前記放電回路は、前記制御信号の変化を通じて前記出力電流が減少したことを検知すると、その変化に応じて前記基準パルスの周波数を高くする方向に、前記充電電流、又は前記放電電流、又はその両方を増加させる動作を行い、前記補助スイッチは、前記動作モード信号の指定が通常動作モードのときにオフし、スキップ動作モードのときにオンする、という動作を行うものである。

本発明のスイッチング電源装置は、出力電流が小さくなると、動作モードがスキップ動作モードに切り替わるので、スイッチング周波数がさほど高くならず、主スイッチング素子や整流素子等に発生するスイッチング損失を小さくすることができる。また、通常動作モードのときは、主スイッチング素子がゼロボルトスイッチング（デッドタイムを利用したゼロボルトスイッチング）を行い、スキップ動作モードのときは、いわゆる擬似共振型のソフトスイッチングを行うので、大きなサージ電圧やサージ電流が発生しない。

また、出力電圧の安定化制御に関し、出力電流の大小に応じて通常動作モードとスキップ動作モードを切り替えることによって、出力電流の変化幅に対するスイッチング周波数の変化幅が小さくなるので、出力電流の変化幅に対する制御信号の変化幅を小さくすることができ、制御信号を出力する誤差増幅回路の設計が容易になる。例えば、誤差増幅回路に多少の応答遅れがあったとしても、出力電流が大きく急変したときの出力電圧の動的変動を小さく抑えることができる。さらに、動作モードが切り替わるタイミングで変調条件を他の変調条件に切り替えることによって、動作モードの切り替わりにおける出力電圧の動的変動も小さくすることができる。

本発明のスイッチング電源装置の第一実施形態を示すブロック図である。 図１の周波数変調回路に設定された変調条件を示すグラフ（ａ）、タイマコンデンサを用いた構成の一例を示すブロック図（ｂ）、この一例の動作波形（ｃ）である。 図２（ｂ）の周波数変調回路の具体的回路の一例を示す回路図である。 図１のスイッチング電圧監視回路の具体的回路の一例を示す回路図である。 図１のモード選択回路の具体的回路の一例を示す回路図である。 図１の駆動回路の具体的回路の一例を示す回路図である。 図６の駆動回路の動作を説明するタイムチャート（ａ），（ｂ）である。 第一実施形態のスイッチング電源装置が安定化制御されているときの動作を示すグラフであって、出力電流の変化に対するスイッチング周波数の変化を表したグラフ（ａ）、出力電流の変化に対する制御信号の変化を表したグラフ（ｂ）である。 図８の動作点Ａにおける各部の動作波形（ａ）、動作点Ｂにおける各部の動作波形（ｂ）である。 第一実施形態のスイッチング電源装置が通常動作モードからスキップ動作モードに切り替わるときの各部の動作波形である。 第一実施形態のスイッチング電源装置がスキップ動作モードから通常動作モードに切り替わるときの各部の動作波形である。 第一実施形態のスイッチング電源装置の変形例の動作を示すグラフであって、出力電流の変化に対するスイッチング周波数の変化を表したグラフ（ａ）、出力電流の変化に対する制御信号の変化を表したグラフ（ｂ）である。 図１２の動作点Ｃにおける各部の動作波形である。 本発明のスイッチング電源装置の第二実施形態を示すブロック図である。 図１４の周波数変調回路に設定された第一及び第二の変調条件を示すグラフ（ａ）、タイマコンデンサを用いた構成の一例を示すブロック図（ｂ）である。 図１５（ｂ）の周波数変調回路の具体的回路の一例を示す回路図である。 図１５（ｂ）の周波数変調回路の具体的回路の他の例を示す回路図である。 図１５（ｂ）の周波数変調回路の具体的回路の他の例を示す回路図である。 第二実施形態のスイッチング電源装置が安定化制御されているときの動作を示すグラフであって、出力電流の変化に対するスイッチング周波数の変化を表したグラフ（ａ）、出力電流の変化に対する制御信号の変化を表したグラフ（ｂ）である。 第二実施形態のスイッチング電源装置が通常動作モードからスキップ動作モードに切り替わるときの各部の動作波形である。 第二実施形態のスイッチング電源装置がスキップ動作モードから通常動作モードに切り替わるときの各部の動作波形である。

以下、本発明のスイッチング電源装置の第一実施形態について、図１〜図１３に基づいて説明する。第一実施形態のスイッチング電源装置１０は、ハーフブリッジ電流共振型のスイッチング電源装置であり、図１に示すように、入力電源１２が接続される一対の入力端１４ａ，１４ｂの間に第一及び第二主スイッチング素子１６(1)，１６(2)の直列回路が接続されている。ハイサイド側の第一主スイッチング素子１６(1)は、例えばＮチャネルのMOS型FETであり、ソースからドレインの向きに電流を流す寄生ダイオード１７(1)a、ドレイン・ソース間に存在する寄生コンデンサ１７(1)bを有している。ローサイド側の第二主スイッチング素子１６(2)もＮチャネルのMOS型FETであり、上記と同様に、寄生ダイオード１７(2)a、寄生コンデンサ１７(2)bを有している。

第二主スイッチング素子１６(2)の両端には、主トランス１８の入力巻線１８ａ、共振用インダクタ２０及び共振用コンデンサ２２の直列回路が接続されている。ここでは、共振用インダクタ２０は、独立したインダクタ素子として設けてあるが、主トランス１８のリケージインダクタで代用することもできる。

主トランス１８の出力巻線１８ｂには２つの整流素子２４と１つの平滑コンデンサ２６とが接続され、いわゆるセンタタップ型の整流平滑回路が設けられている。

以上のように構成された電力変換部は、第一及び第二主スイッチング素子１６(1)，１６(2)が互いに逆位相でオンオフし、主トランス１８の出力巻線１８ｂに交流電圧を発生させ、出力巻線１８ｂに発生する交流電圧を整流平滑することによって出力電圧Voを生成し、負荷２８に出力電流Ioを供給する。

ここで、２つの主スイッチング素子は、ハイサイド側を第一主スイッチング素子、ローサイド側を第二主スイッチング素子と称しているが、ローサイド側を第一主スイッチング素子としてもよい。主トランス１８の入力巻線１８ａ、共振用インダクタ２０及び共振用コンデンサ２２の直列回路は、ハイサイド側の主スイッチング素子の両端に接続されているが、ローサイド側の主スイッチング素子の両端に接続しても構わない。整流素子２４はダイオードであるが、同期整流用のMOS型FETに置き換えてもよい。出力巻線１８ｂ及び整流平滑回路がセンタタップ型の構成になっているが、ブリッジ整流型の構成にしてもよい。

出力電圧Voを安定化するための制御部は、誤差増幅回路３０、周波数変調回路３２、スイッチング電圧監視回路３４、モード選択回路３６、及び駆動回路３８で構成されている。

誤差増幅回路３０は、出力電圧Voと目標電圧Vrの差を増幅し、制御信号Ieを出力する。ここでは、オペアンプ等を用いた非反転増幅回路３０ａと信号絶縁用のフォトカプラ３０ｂとで構成されている。制御信号Ieは、フォトカプラ３０ｂの出力電流である。制御信号Ieは、出力電圧Voを目標電圧Vrに近づける方向に増減し、例えば出力電圧Voが目標値Vrよりも高くなると増加し、目標値Vrよりも低くなると減少する。非反転増幅回路３０ａは、一巡制御系の発振を防止するため、負帰還用のコンデンサが設けられており、出力電圧Voが変化してから制御信号Ieが変化するまで、一定の応答遅れが発生する。

ここで、制御信号Ieと出力電流Ioの関係について説明する。一般に、ハーフブリッジ電流共振型のスイッチング電源装置は、スイッチング周波数Fswを固定して出力電流Ioを変化させた場合、出力電圧Voと出力電流Ioがほぼ反比例の関係となり、出力電流Ioが小さくなると出力電圧Voが上昇し、出力電流Ioが大きくなると出力電圧Voが低下する。したがって、スイッチング電源装置１０の制御信号Ieは、出力電圧Voと目標電圧Vrとの差を増幅した信号なので出力電流Ioとほぼ反比例の関係になり、制御信号Ieを観測することによって出力電流Ioを間接的に検出することができる。

周波数変調回路３２は、制御信号Ieを所定の変調条件αに基づいて周波数変調することにより、第一及び第二主スイッチング素子１６(1)，１６(2)のスイッチング周波数Fswを決定し、その情報を信号化した周波数信号を出力する。変調条件αは連続関数として表わすことができ、図２（ａ）のグラフに示すように、制御信号Ieが増加するとスイッチング周波数Fswを増加させる周波数変調を行う。周波数信号は、ここでは基準パルスVfであり、スイッチング周波数Fswの２倍の周波数Fでハイレベルとローレベルを繰り返すパルス電圧である。

基準パルスVfを出力する周波数変調回路３２は、例えば図２（ｂ）に示すように、タイマコンデンサ４０等を用いて構成することができる。タイマコンデンサ４０には、タイマコンデンサ４０に充電電流J1を流すための充電回路４２とタイマコンデンサ４０から放電電流J2を流出させるための放電回路４４とが接続されている。充電と放電は充放電切り替え回路によって切り替えられ、充放電切り替え回路は、充放電切り替え用のスイッチ４８、第一の閾値Vaを出力する電圧源５０ａ、及び第二の閾値Vb（＜Va）を出力する電圧源５０ｂ、閾値切り替え用のスイッチ５２で構成されている。さらに、基準パルスVfを生成するためのパルス出力回路である比較器５４が設けられ、反転入力端子にタイマコンデンサが接続され、非反転入力端子に電圧源５０ａ，５０ｂが接続されている。電圧源５０ａ，５０ｂの切り替えはスイッチ５２で行われ、スイッチ５２は、スイッチ４８が充電回路４２をオンにしているとき電圧源５０ａをオンにし、スイッチ４８が放電回路４４をオンにしているとき電圧源５０ｂをオンにする。

周波数変調回路３２は、次のように動作する。スイッチ４８が充電回路４２をオンにすると、図２（ｃ）のように、タイマコンデンサ４０に発生する電圧V(-)が上昇し、第一の閾値Vaに達すると、スイッチ４８が放電回路４４をオンにしてタイマコンデンサ４０を放電させる。その後、電圧V(-)が第二の閾値Vb（＜Va）まで低下すると、スイッチ４８が充電回路４２をオンにしてタイマコンデンサを充電させる。比較器５４の出力は、充電と放電が切り替わるタイミングでハイレベルとローレベルが反転し、周波数F（＝2・Fsw）の基準パルスVfが生成される。この周波数Fが、スイッチング周波数Fswを指定する情報となる。

図２（ａ）に示す変調条件αは、制御信号Ieの変化に応じて周波数Fを連続的に変化させることによって実現する。その方法として、表１に示すような複数の方法が考えられる。

例えば、方法(A3)を実施する具体的な回路として、図３に示す周波数変調回路３２ａが考えられる。周波数変調回路３２ａは、複数のPNPトランジスタ等で構成された第一のカレントミラー５６と、複数のNPNトランジスタ等で構成された第二のカレントミラー６０とを有し、前者が直流電源５８側に設けられ、後者がグランド側に設けられている。第一のカレントミラー５６は、入力側から制御信号Ieが引き出され、それに伴って、出力側から制御信号Ieにほぼ比例した電流（2・k・Ie）が流れ出る。第二のカレントミラー６０は、入力側に制御信号Ieが流し込まれ、それに伴って、出力側から制御信号Ieにほぼ比例した電流（k・Ie）を引き込む。第一のカレントミラー５６は、図２（ｂ）に示す充電回路４２の働きをし、第二のカレントミラー６０は放電回路４４の働きをする。

比較器５４の反転入力端子にはタイマコンデンサ４０が接続され、非反転入力端子には、３つの抵抗６２，６４，６６が接続されている。抵抗６２，６４は、直流電源５８とグランドとの間に直列接続されると共に中点が非反転入力端子に接続され、抵抗６６は、比較器５４の出力と非反転入力端子との間に接続されている。したがって、比較器５４の出力がハイレベルのとき、抵抗６６は、抵抗６２，６４の中点の電圧を高くする方向にバイアスし、非反転入力端子の電圧V(+)が第一の閾値Vaとなる。一方、比較器５４の出力がローレベルのときは、抵抗６６は、抵抗６２，６４の中点の電圧を低くする方向にバイアスし、非反転入力端子の電圧V(+)が第二の閾値Vb（＜Va）となる。このように、直流電源５８と３つの抵抗６２，６４，６６は、図２（ｂ）に示す電圧源５０ａ，５０ｂ、及びスイッチ５２の働きをする。

第一のカレントミラー５６の出力には、第一及び第二のダイオード６８，７０が設けられ、第一のダイオード６８は、アノードが第一のカレントミラー５６の出力に、カソードがタイマコンデンサ４０にそれぞれ接続されている。一方、第の二ダイオード７０は、アノードが第一のカレントミラー５６の出力に、カソードは、比較器５４の出力に接続されている。第二のカレントミラー６０の出力は、タイマコンデンサ４０に接続されている。

比較器５４の出力がハイレベルのとき、第二のダイオード７０が非導通となり、第一のダイオード６８に、第一のカレントミラー５６の出力側から流出する電流（2・k・Ie）が流れる。ここで、kは一定の係数である。この電流（2・k・Ie）のうち、約半分の電流（k・Ie）は第二のカレントミラー６０の出力側に引き込まれ、残り半分の電流（k・Ie）が充電電流J1としてタイマコンデンサ４０に流れ込む。比較器５４の出力がローレベルのとき、第二のダイオード７０が導通し、第一のカレントミラー５６の出力側から流出する電流（2・k・Ie）が流れる。第一のダイオード６８は非導通となり、第二のカレントミラー６０の出力側に引き込まれる電流（k・Ie）が放電電流J2としてタイマコンデンサ４０から流れ出す。このように、第一及び第二ダイオード６８，７０は、充放電切り替え用のスイッチ４８の働きをする。

比較器５４の出力は、充電と放電が切り替わるタイミングでハイレベルとローレベルが反転し、周波数Fの基準パルスVfが発生する。

周波数変調回路３２ａの場合、充電及び放電電流J1，J2と制御信号Ieとの関係が「J1＝J2＝k・Ie」となるので、基準パルスVfは、周波数Fが制御信号Ieにほぼ比例し、ハイレベルの時比率は約0.5に固定される。

スイッチング電圧監視回路３４は、第一主スイッチング素子１６(1)のオフ時の両端電圧Vd1又はこれに相当する電圧と、第二主スイッチング素子１６(2)のオフ時の両端電圧Vd2又はこれに相当する電圧とを監視し、電圧Vd1が電圧値Vs以下に低下したことを検出すると第一タイミング信号Vt1を出力し、電圧Vd2が電圧値Vs以下に低下したことを検出すると第二タイミング信号Vt2を出力する回路である。

スイッチング電圧監視回路３４の具体的な回路として、例えば図４に示すスイッチング電圧監視回路３４ａが考えられる。スイッチング電圧監視回路３４ａは、第二主スイッチング素子１６(2)の両端電圧Vd2を電圧値（Vi−Vs）と比較する第一比較回路７２と、電圧Vd2を電圧値Vsと比較する第二比較回路７４とで構成されている。第二比較回路７４は、第二主スイッチング素子１６(1)の両端電圧Vd2を直接監視して、電圧値Vs以下に低下したタイミングで短時間ローレベルとなる第二タイミング信号Vt2を出力する。第一比較回路７２は、電圧Vd2を監視することにより、第一主スイッチング素子１６(1)の両端電圧Vd1を間接的に監視する。電圧Vd1と電圧Vd2を合計すると、常に入力電圧Viと等しくなることから、電圧Vd2が上昇して電圧値（Vi−Vs）以上になると、電圧Vd1が電圧値Vs以下に低下したと言える。第一比較回路７２は、電圧Vd1が電圧値Vs以下に低下したタイミングで短時間ハイレベルとなる第一タイミング信号Vt1を出力する
モード選択回路３６は、制御信号Ieの変化を出力電流Ioの変化とみなして動作し、出力電流Ioの変化に応じて第一及び第二主スイッチング素子１６(1)，１６(2)の動作モードを選択し、その情報を信号化した動作モード信号を出力する回路である。動作モードは２種類あり、通常動作モードとスキップ動作モードのどちらか一方が選択される。

通常動作モードは、第一主スイッチング素子１６(1)がオンからオフに転じた後、オフを継続している第二主スイッチング素子１６(2)が、電圧Vd2が最初に電圧値Vs以下に低下したタイミングでオンに転じ、さらに所定時間経過後にオフに転じ、その後、オフを継続している第一主スイッチング素子１６(1)が、電圧Vd1が最初に電圧値Vs以下に低下したタイミングでオンに転じ、さらに所定時間経過後にオフに転じる動作を繰り返す動作モードである。モード選択回路３６は、制御信号Ieを受け、出力電流Ioが所定の電流基準値よりも大きいと判断すると、通常動作モードを指定する動作モード信号を出力する。

一方、スキップ動作モードは、第一主スイッチング素子１６(1)がオンからオフに転じた後、オフを継続している第二主スイッチング素子１６(2)が、電圧Vd2がｎ回目（ｎは２以上の自然数）に電圧値Vs以下に低下したタイミングでオンに転じ、さらに所定時間経過後にオフに転じ、その後、オフを継続している第一主スイッチング素子１６(1)が、電圧Vd1がｎ回目（ｎは２以上の自然数）に電圧値Vs以下に低下したタイミングでオンに転じ、さらに所定時間経過後にオフに転じる動作を繰り返す動作モードである。モード選択回路３６は、制御信号Ieを受け、出力電流Ioが所定の電流基準値よりも小さいと判断すると、スキップ動作モードを指定する動作モード信号を出力する。

通常動作モード、スキップ動作モードの違いは、図９（ａ），（ｂ）の動作波形を見ると理解しやすい。後で詳しく説明する。

モード選択回路３６の具体的な回路として、例えば図５に示すモード選択回路３６ａが考えられる。モード選択回路３６ａは、比較器７６、比較器７６の反転入力端子を直流電源５８にプルアップする抵抗７８、比較器７６の非反転入力端子とグランドとの間に接続された抵抗８０と電圧源８２の直列回路、及び比較器７６の出力と非反転入力端子との間に接続された抵抗８４で構成されている。制御信号Ieは抵抗７８に入力され、制御信号Ieが大きくなると抵抗７８の電圧降下が大きくなり、反転入力端子の電圧V(-)が低下する。

制御信号Ieが小さいとき、比較器７６の出力はローレベルであり、非反転入力端子の電圧V(+)は、抵抗８４からのバイアスがないので相対的に低い電圧Vk1になっている。制御信号Ieが増加すると電圧V(-)が低下する。そして、制御信号IeがIe1を超えると電圧V(-)が電圧V(+)以下になって、比較器７６の出力がハイレベルに転じると共に、非反転入力端子の電圧V(+)が、抵抗８４からのバイアスを受けて相対的に高い電圧Vk2に切り替わる。その後、制御信号Ieが減少すると電圧V(-)が上昇する。そして、制御信号IeがIe2（＜Ie1）未満になると電圧V(-)が電圧V(+)以上になって、比較器７６の出力がローレベル転じると共に、非反転入力端子の電圧V(+)が、抵抗８４からのバイアスがなくなって相対的に低い電圧Vk1に切り替わる。比較器７６が出力するのは、ハイレベル又はローレベルの動作モード信号Vmであり、ローレベルが通常動作モードを、ハイレベルはスキップ動作モード（ここではｎ＝２）をそれぞれ指定する。

モード選択回路３２ａは、上記のように、制御信号Ieの変化を出力電流Ioの変化とみなして動作し、上記の制御信号Ieの値Ie1，Ie2が、出力電流Ioの第一及び第二電流基準値Io1，Io2に対応する。すなわち、出力電流Ioが小さくなって第一電流基準値Io1未満になると、動作モード信号Vmが通常動作モードからスキップ動作モードに切り替わり、その後、出力電流Ioが大きくなって第二電流基準値Io2（＞Io1）以上になると、動作モード信号Vmがスキップ動作モードから通常動作モードに切り替わる。また、第一及び第二電流基準値Io1，Io2の大小関係をIo1<Io2として、動作モードを選択する特性にヒステリシスを持たせている点にも特徴がある。

駆動回路３８は、第一及び第二主スイッチング素子１６(1)，１６(2)を互いに逆位相にオンオフさせる回路である。第一主スイッチング素子１６(1)については、基準パルスVfの２周期分に対応する周期T(1)でオフさせ、周期T(1)毎に、第一タイミング信号Vt1及び動作モード信号Vmに対応するタイミングでオンさせる。第二主スイッチング素子１６(2)については、第一主スイッチング素子１６(1)がオフする周期T(1)と位相が１８０度ずれた周期T(2)でオフさせ、周期T(2)毎に、第二タイミング信号Vt2及び動作モード信号Vmに対応するタイミングでオンさせる。

駆動回路３８の具体的な回路として、例えば図６に示す駆動回路３８ａが考えられる。駆動回路３８ａは、ワンショット回路８６、オンタイミング信号生成回路８８、Ｔ型フリッププロップ９０、ナンド回路９２、アンド回路９４，９６、及びハイサイドドライバ９８で構成されている。

ワンショット回路８６は、基準パルスVfを微分した電圧を出力する微分回路８６ａと、その出力を反転してオフタイミング信号Vftを出力する反転回路８６ｂとを備えている。微分回路８６ａはコンデンサ及び抵抗で成るハイパスフィルタであり、微分出力は、基準パルスVfがハイレベルに転じるタイミングで瞬時にハイレベルとなり、その後、微分回路８６ａの時定数により電圧が低下してローレベルに戻る。反転回路８６ｂは、ベースに微分回路８６ａの出力が接続され、コレクタが抵抗を介して直流電源５８にプルアップされたトランジスタを有し、コレクタからオフタイミング信号Vftを出力する。トランジスタは、微分出力がオン閾値に達しているときにオンする。

基準パルスVfがハイレベルに転じる周期は1/F（周波数Fの逆数）なので、オフタイミング信号Vftは、周期1/Fごとに短時間ローレベルとなるタイミングパルスとなる。このローレベルとなる時間がオン時間基準値tkであり、微分回路８６ａの時定数によって調節することができる。

オンタイミング信号生成回路８８は、動作モード信号Vm、第一タイミング信号Vt1、第二タイミング信号Vt1、及びオフタイミング信号Vftに基づいて、オンタイミング信号Vt12を生成する。オンタイミング信号Vt12は、オフタイミング信号Vftがローレベルの期間中にハイレベルに転じ、第一タイミング信号Vt1がハイレベルに転じるタイミングであって、動作モード信号Vmの指定に対応したタイミングで、ローレベルに転じる。その後、オンタイミング信号Vt12は、オフタイミング信号Vftがローレベルの期間中にハイレベルに転じ、第二タイミング信号Vt2がローレベルに転じるタイミングであって、動作モード信号Vmの指定に対応したタイミングで、ローレベルに転じる。その後、オフタイミング信号Vftがローレベルの期間中にハイレベルに転じ、上記の動作を繰り返す。

オフタイミング信号Vftは、周波数F（周期1/F）でハイレベルとローレベルを繰り返すパルス電圧であり、ハイレベルに転じるタイミングが、第一及び第二主スイッチング素子１６(1)，１６(2)のオフタイミングを指定する情報となる。

Ｔ型フリップフロップ９０は、Ｔ端子にオフタイミング信号Vftが入力される。ナンド回路９２の入力端子には、オフタイミング信号Vft及びオンタイミング信号Vt12が入力される。アンド回路９４は、Ｔ型フリップフロップのＱ端子の出力信号及びナンド回路９２の出力信号が入力され、第一主スイッチング素子１６(1)の駆動パルスVg1を出力する。駆動パルスVg1は、ハイサイドドライバ９８を通じて第一主スイッチング素子１６(1)のゲート・ソース間に伝送される。アンド回路９６は、Ｔ型フリップフロップのＱバー端子の出力信号及びナンド回路９２の出力信号が入力され、第二主スイッチング素子１６(2)の駆動パルスVg2を出力する。駆動パルスVg2は、第二主スイッチング素子１６(2)のゲート・ソース間に直接伝送される。

Ｔ型フリップフロップ９０、ナンド回路９２及びアンド回路９４，９６の動作、すなわちオフタイミング信号Vftとオンタイミング信号Vt12を受けて駆動パルスVg1，Vg2を発生させる動作は、図７のように表わされる。

図７（ａ）は、オフタイミング信号Vftがローレベルに転じるよりも前に、オンタイミング信号Vt12がローレベルに転じる場合の動作を示している。この場合、駆動パルスVg1の周期T(1)は、オフタイミング信号Vftがハイレベルに転じた時に開始し、その後２回目にハイレベルに転じた時に終了する。周期T(1)の中で駆動パルスVg1がハイレベルになるのは、周期T(1)が始まった後、オンタイミング信号Vt12が２回目にローレベルに転じた時から、周期T(1)が終了するまでである。したがって、駆動パルスVg1がハイレベルになる時間ton(1)は、オン基準時間tk以上の範囲で変化する。

また、駆動パルスVg2の周期T(2)は、周期T(1)の開始後、オフタイミング信号Vftが次にハイレベルに転じた時に開始し、その後２回目にハイレベルに転じた時に終了する。周期T(2)の中で駆動パルスVg2がハイレベルになるのは、周期T(2)が始まった後、オンタイミング信号Vt12が２回目にローレベルに転じた時から、周期T(2)が終了するまでである。したがって、駆動パルスVg2がハイレベルとなる時間ton(2)は時間ton(1)と等しくなり、オン基準時間tk以上の範囲で変化する。

図７（ｂ）は、オフタイミング信号Vftがローレベルに転じた後に、オンタイミング信号Vt12がローレベルに転じる場合の動作を示している。この場合、駆動パルスVg1の周期T(1)は、図７（ａ）と同様に、オフタイミング信号Vftがハイレベルに転じた時に開始し、その後２回目にハイレベルに転じた時に終了する。周期T(1)の中で駆動パルスVg1がハイレベルになるのは、周期T(1)が始まった後、オフタイミング信号Vftが２回目にローレベルに転じる時から、周期T(1)が終了するまでである。したがって、駆動パルスVg1がハイレベルになる時間ton(1)は、オンタイミング信号Vt12によらず、オン基準時間tkとなる。

また、駆動パルスVg2の周期T(2)は、図７（ａ）と同様に、周期T(2)の開始後、オフタイミング信号Vftが次にハイレベルに転じた時に開始し、その後２回目にハイレベルに転じた時に終了する。周期T(2)の中で駆動パルスVg2がハイレベルになるのは、周期T(2)が始まった後、オフタイミング信号Vftが２回目にローレベルに転じた時から、周期T(2)が終了するまでである。したがって、駆動パルスVg2がハイレベルになる時間ton(2)は時間ton(1)と等しくなり、オンタイミング信号Vt12によらず、オン基準時間tkとなる。

このように、駆動回路３８ａが出力する駆動パルスVg1，Vg2は、周波数Fswが基準パルスVfの周波数Fの1/2であり、ハイレベルの時間ton(1)，ton(2)がオン時間基準値tk以上の範囲で変化する。すなわち、駆動パルスVg1，Vg2には、最小パルス幅tkが設定されている。

次に、スイッチング電源装置１０の動作について、図８に基づいて説明する。図８のグラフは、出力電流Ioとスイッチング周波数Fswとの関係、及び出力電流Ioと制御信号Ieとの関係を示しており、いずれも出力電圧Voが安定化制御されて目標電圧Vrに保持されていることを条件としている。

まず、出力電流Io＝Imax（＜Io1，Io2）のとき、モード選択回路３６ａは、通常動作モードを選択している。出力電流IoがImaxから徐々に小さくなると、誤差増幅回路３０が出力する制御信号Ieが徐々に大きくなり、周波数変調回路３２ａが出力する基準パルスVfの周波数Fが徐々に高くなり、その結果、駆動パルスVg1，Vg2の周波数であるスイッチング周波数Fswが高くなる。

動作点Ａは通常動作モードであり、各部の動作波形は、図９（ａ）のように表わされる。ここで、図９（ａ）の電流I(D1)は、寄生ダイオード１７(1)aに流れる電流、電流I(D2)は寄生ダイオード１７(2)aに流れる電流である。駆動回路３８ａは、基準パルスVfを受けて生成したオフタイミング信号Vftに基づいて第一主スイッチング素子１６(1)をオフさせ、周期T(1)を開始させる。その後、周期T(1)の前からオフを継続している第二主スイッチング素子１６(2)の電圧Vd2が低下し、電圧Vd2が「最初」に電圧値Vs以下に低下したタイミングで第二タイミング信号Vt2が出力されると、駆動回路３８ａが第二主スイッチング素子１６(2)をオンさせる。この「最初」というのが通常動作モードの特徴である。

電圧値Vsは入力電圧Viよりも十分小さい値に設定されているので、第二主スイッチング素子１６(2)のオンは、ほぼゼロボルトスイッチングとなる。なお、駆動回路３８ａが第二タイミング信号Vt2を受けた後、第二主スイッチング素子１６(2)がオンするまでの間に、時間遅れを積極的に設けてもよい。電圧Vd2がゼロボルトに達すると、寄生ダイオード１７(2)aが導通して電圧Vd2がほぼゼロボルトに保持されるので、このゼロボルトの期間中に第二主スイッチング素子１６(2)をオンさせるようにすれば、より確実なゼロボルトスイッチングが実現できるからである。

さらに所定時間経過後、駆動回路３８ａは、基準パルスVfから生成したオフタイミング信号Vftに基づいて第二主スイッチング素子１６(2)をオフさせ、周期T(2)を開始させる。その後、周期T(2)の前からオフを継続している第一主スイッチング素子１６(1)の電圧Vd1が低下し、電圧Vd1が「最初」に電圧値Vs以下に低下したタイミングで第一タイミング信号Vt1が出力されると、駆動回路３８ａが第一主スイッチング素子１６(1)をオンさせる。また、第一主スイッチング素子１６(1)のオンも、第二主スイッチング素子１６(2)と同様に、ゼロボルトスイッチングとなる。

さらに所定時間経過後、駆動回路３８ａは、基準パルスVfから生成したオフタイミング信号Vftに基づいて第一主スイッチング素子１６(1)をオフさせ、次の周期T(1)を開始させる。これ以降は、上記の動作を繰り返す。

図８に戻って、出力電流Ioが動作点Ａよりもさらに小さくなり、誤差増幅回路３０の制御信号IeがIe1に達すると、モード選択回路３６ａは、出力電流Ioが第一電流基準値Io1になったと判断し、通常動作モードに代えてスキップ動作モードを選択する。スキップ動作モードになると、トランス１８に電流が流れない期間（いわゆる電流不連続の期間。詳しくは後で説明する。）が生じる関係で、出力電圧Voを安定化するためには、スイッチング周波数Fswを通常動作モードよりも低くしなければならない。すなわち、図８（ａ）に示すように、スイッチング周波数Fswを不連続に低下させる制御（階段状に低下させる制御）が必要になる。

動作モードが通常動作モードからスキップ動作モードに切り替わるとき、各部の動作波形は図１０のように表わされる。出力電流Ioが大きいときは、モード選択回路３６ａの比較器７６の非反転端子の電圧V(+)はVk1であり、制御信号Ieが小さいので反転入力端子の電圧V(-)の方が高く、出力端子に発生する動作モード信号Vmがローレベルとなり、通常動作モードを指定している。

この状態から出力電流Ioが緩やかに小さくなり、制御信号IeがIe1に達すると、比較器７６の電圧V(-)が電圧Vk1となり、動作モード信号Vmがハイレベルに転じるので、駆動回路３８ａが動作モードをスキップ動作モードに切り替える。すると、出力電圧Voを目標電圧Vrに保持するにはスイッチング周波数Fswが高すぎるので、出力電圧Voが低下し始め、誤差増幅回路３０の非反転増幅回路３０ａが応答して制御信号Ieが減少し始める。そして、制御信号Ieが小さくなると、周波数変調回路３２ａが出力する基準パルスVfの周波数Fが低くなり、スイッチング周波数Fswも低くなって出力電圧Voが速やかに上昇し、目標電圧Vrに戻る。

ここで、制御信号IeがIe1よりも小さくなると、比較器７６の反転入力端子の電圧V(-)が再び上昇して電圧Vk1よりも高くなるので、動作モード信号Vmのハイレベルを維持できるかどうかが問題になる。モード選択回路３６ａは、動作モードを選択する特性にヒステリシスを有しており、非反転入力端子の電圧V(+)がVk2(＞Vk1)に切り替わるので、電圧V(-)が再び上昇してもV(+)＞V(-)の関係が保持され、動作モード信号Vmがハイレベルを維持し、スキップ動作モードが安定に継続される。したがって、通常動作モードからスキップ動作モードへの切り替えがスムーズに行われる。

図８の動作点Bはスキップ動作モードであり、各部の動作波形は、図９（ｂ）のように表わされる。駆動回路３８ａは、基準パルスVfから生成したオフタイミング信号Vftに基づいて第一主スイッチング素子１６(1)をオフさせ、周期T(1)を開始させる。その後、周期T(1)の前からオフを継続している第二主スイッチング素子１６(2)の電圧Vd2が低下し、電圧Vd2が「２回目」に電圧値Vs以下に低下したタイミングで第二タイミング信号Vt2が出力されると、駆動回路３８ａが第二主スイッチング素子１６(2)をオンさせる。この「２回目」というのがスキップ動作モードの特徴である。

周期T(1)が開始して第二主スイッチング素子１６(2)がオンするまでの期間は、寄生ダイオード１７(2)aに電流が流れた後、いわゆる電流不連続の期間（トランスに電流が流れない期間）となる。電流不連続の期間は、共振インダクタ２０、共振コンデンサ２０及び寄生コンデンサ１７(1)b，１７(2)b等の共振動作により、電圧Vd1，Vd2が正弦波状に昇降するが、主トランス１８は入力電力を出力電力に変換する動作を行わない。したがって、動作点Ｂの周期T(1)は、電力変換動作に関係しない電流不連続の期間が追加されることにより、動作点Ａの周期T(1)よりも長くなる。また、第二主スイッチング素子１６(2)のオンは、公知の擬似共振型のソフトスイッチングとなり、ゼロボルトスイッチングとほぼ同様の効果が得られる。

さらに所定時間経過後、駆動回路３８ａは、基準パルスVfから生成したオフタイミング信号Vftに基づいて第二主スイッチング素子１６(2)をオフさせ、周期T(2)を開始させる。その後、周期T(2)の前からオフを継続している第一主スイッチング素子１６(1)の電圧Vd1が低下し、電圧Vd1が「２回目」に電圧値Vs以下に低下したタイミングで第一タイミング信号Vt1が出力されると、駆動回路３８ａが第一主スイッチング素子１６(1)をオンさせる。

周期T(2)が開始して第一主スイッチング素子１６(1)がオンするまでの期間は、寄生ダイオード１７(1)aに電流が流れた後、いわゆる電流不連続の期間（トランスに電流が流れない期間）となる。電流不連続の期間は、上記と同様に、共振インダクタ２０、共振コンデンサ２０、寄生コンデンサ１７(1)b，１７(2)b等の共振動作により、電圧Vd1，Vd2が正弦波状に昇降するが、主トランス１８は入力電力を出力電力に変換する動作を行わない。したがって、動作点Ｂの周期T(2)は、電力変換動作に関係しない電流不連続の期間が追加されることにより、動作点Ａの周期T(2)よりも長くなる。また、第一主スイッチング素子１６(1)のオンも、第二主スイッチング素子１６(2)と同様に、擬似共振型のソフトスイッチングとなる。

さらに所定時間経過後、駆動回路３８ａは、基準パルスVfから生成したオフタイミング信号Vftに基づいて第一主スイッチング素子１６(1)をオフさせ、次の周期T(1)を開始させる。これ以降は、上記の動作を繰り返す。

図８に戻って、次に、動作点Ｂの状態から出力電流Ioが大きくなるときの動作を説明する。出力電流Ioが緩やかに大きくなって、制御信号IeがIe2に達すると、モード選択回路３６ａは、出力電流Ioが第二電流基準値Io2になったと判断し、スキップ動作モードに代えて通常動作モードを選択する。通常動作モードは、出力電圧Voを安定化するため、スイッチング周波数Fswをスキップ動作モードのときよりも高くしなければならず、図８（ａ）に示すように、スイッチング周波数Fswを不連続に上昇させる制御（階段状に上昇させる制御）が必要になる。

動作モードがスキップ動作モードから通常動作モードに切り替わるとき、各部の動作波形は、図１１のように表わされる。出力電流Ioが小さいとき、モード選択回路３６ａの比較器７６の非反転端子の電圧V(+)はVk2であり、制御信号Ieが大きい関係で反転入力端子の電圧V(-)の方が低く、出力端子に発生する動作モード信号Vmがハイレベルとなり、スキップ動作モードを指定している。

その後、出力電流Ioが緩やかに大きくなって制御信号IeがIe2に達すると、比較器７６の電圧V(-)が電圧Vk2となり、動作モード信号Vmがローレベルに転じるので、駆動回路３８ａが動作モードを通常動作モードに切り替える。すると、出力電圧Voを目標電圧Vrに保持するにはスイッチング周波数Fswが低すぎるので、出力電圧Voが上昇し始め、誤差増幅回路３０の非反転増幅回路３０ａが応答して制御信号Ieが増加し始める。そして、制御信号Ieが大きくなると、周波数変調回路３２ａが出力する基準パルスVfの周波数Fが高くなり、スイッチング周波数Fswも高くなって出力電圧Voが速やかに低下し、目標電圧Vrに戻る。

ここで、制御信号IeがIe2よりも大きくなると、モード選択回路３６ａの比較器７６の反転入力端子の電圧V(-)が再び低下して電圧Vk2よりも低くなるので、動作モード信号Vmのローレベルを維持できるかどうかが問題になる。モード選択回路３６ａは、動作モードを選択する特性にヒステリシスを有しており、非反転入力端子の電圧V(+)がVk1(＜Vk2)に切り替わるので、電圧V(-)が再び低下してもV(+)＜V(-)の関係が保持され、動作モード信号Vmがローレベルを維持し、通常動作モードが安定に継続される。したがって、スキップ動作モードから通常動作モードへの切り替えがスムーズに行われる。

以上説明したように、スイッチング電源装置１０は、出力電流Ioが小さくなると、動作モードがスキップ動作モードに切り替わるので、スイッチング周波数Fswがさほど高くならず、主スイッチング素子１６(1)，１６(2)や整流素子２４等に発生するスイッチング損失を小さくすることができる。また、通常動作モードのときは、主スイッチング素子１６(1)，１６(2)がゼロボルトスイッチングを行い、スキップ動作モードのときは、いわゆる擬似共振型のソフトスイッチングを行うので、大きなサージ電圧や電流が発生しない。

特許文献１の電力変換装置は、出力電流が小さくなると間欠動作モードになって出力リップルが増大するという問題があるが、スイッチング電源装置１０は、スキップ動作モードになっても出力リップルは増大しない。また、スキップ動作モードから通常動作モードに移行する際に、第一及び第二主スイッチング素子１６(1)，１６(2)がハードスイッチングするという問題も発生しない。

出力電圧Voの安定化制御に関して見ると、動作モード選択回路３６ａは、制御信号Ieの変化を出力電流Ioの変化とみなして動作するので、出力電流Io又はこれに相当する電流を検出するための電流検出回路を省略することができ、制御部の構成をシンプルにすることができる。また、出力電流Ioの大小に応じて通常動作モードとスキップ動作モードを切り替えることによって、出力電流Ioの変化幅（Imin〜Imax）に対するスイッチング周波数Fswの変化幅が小さくなるので、出力電流Ioの変化幅に対する制御信号Ieの変化幅を小さくすることができ、制御信号Ieを出力する誤差増幅回路３０の設計が容易になる。例えば、出力電流IoがIminからImaxに急変したとき、制御信号Ieを大きく変化させなくても出力電圧Voを一定に保持できるので、誤差増幅回路に３０に多少の応答遅れがあったとしても、出力電圧Voの動的変動を小さくすることができる。

なお、スイッチング電源装置１０において、出力電流Ioの変化幅（Imin〜Imax）に対するスイッチング周波数Fswの変化幅をより小さくする方法として、図１２に示すように、出力電流Ioの変化に応じて、３つの動作モード、すなわち通常動作モード、第一スキップ動作モード（ｎ＝２）及び第二スキップ動作モード（ｎ＝３）を設定する方法が考えられる。通常動作モード及び第一スキップ動作モードは、上記の通常動作モード及びスキップ動作モードと同じである。第二スキップ動作モードはｎ＝３であり、第一スキップ動作モードのｎ＝２よりも多い。出力電流Ioが小さくなって第三電流基準値Io3（＜Io1）に達すると、第一スキップ動作モードを第二スキップ動作モードに切り替える。第二スキップ動作モードの動作点Ｃの動作波形は、図１３のように表わされ、トランス１８に電流が流れない期間（いわゆる電流不連続の期間）が第一スキップモードの動作点Ｂよりも長くなる。したがって、第一スキップ動作モードから第二スキップ動作モードに切り替わると、出力電圧Voを安定化するため、図１２（ａ）に示すように、スイッチング周波数Fswを不連続に低下させる制御（階段状に低下させる制御）を行う。その後、出力電流Ioが大きくなって第四電流基準値Io4（Io3＜Io4＜Io1）に達すると、第二スキップ動作モードを第一スキップ動作モードに切り替える。このときは、出力電圧Voを安定化するため、図１２（ａ）に示すように、スイッチング周波数Fswを不連続に上昇させる制御（階段状に上昇させる制御）を行う。このように、図１２に示す動作を行うことで、出力電流Ioの変化幅（Imin〜Imax）に対するスイッチング周波数Fswの変化幅をより小さくすることができる。

駆動回路３８ａは、図６に示す独特の構成により、駆動パルスVg1，Vg2に最小パルス幅tkを設け、これによってスイッチング電源装置１０を起動可能にしている点にも特徴がある。入力電源１２を投入した直後は、第一及び第二主スイッチング素子１６(1)，１６(2)が共にオフし、両端電圧Vd1，Vd2がVi/2（入力電圧の約半分）で一定になっており、第一及び第二タイミングパルスVt1，Vt2が出力されないので、駆動パルスVg1，Vg2を発生させるためのきっかけが必要になる。駆動回路３８ａは、ワンショット回路８６が出力するオンタイミング信号Vftによって、駆動パルスVg1，Vg2に最小パルス幅tkが設定されており、第一及び第二タイミングパルスVt1，Vt2が出力されなくても短幅の駆動パルスVg1，Vg2が発生するので、第一及び第二主スイッチング素子１６(1)，１６(2)を強制的にオンオフさせることができる。したがって、それ以降は、第一及び第二タイミングパルスVt1，Vt2が発生するので、問題なくスイッチング電源装置１０を起動させることができる。

次に、本発明のスイッチング電源装置の第二実施形態について、図１４〜図２１に基づいて説明する。ここで、第一実施形態のスイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。

上述したスイッチング電源装置１０の場合、動作モードが切り替わる時、図１０、図１１に示すように、出力電圧Voに動的変動（アンダーシュート又はオーバーシュート）が発生する。この動的変動は、出力の平滑コンデンサ２６の容量を大きくすれば小さくできるが、装置の大型化やコストアップを招くという問題がある。しかし、第二実施形態のスイッチング電源装置１００は、スイッチング電源装置１０の周波数変調回路３２が新たな周波数変調回路１０２に置き換えられ、出力の平滑コンデンサ２６の容量が小さくても、上記の動的変動が小さい。

周波数変調回路１０２は、制御信号Ieを所定の変調条件α又はβに基づいて変調することにより、第一及び第二主スイッチング素子１６(1)，１６(2)のスイッチング周波数Fswを決定し、その情報を信号化した周波数信号を出力する。変調条件α，βは、互いに異なる連続関数として表わすことができ、図１５（ａ）のグラフに示すように、それぞれ制御信号Ieが増加するとスイッチング周波数Fswを増加させる周波数変調を行う。変調条件α，βを比較すると、入力された制御信号Ieが同じ場合、変調出力であるスイッチング周波数Fswは、変調条件βの方が低い。変調条件α，βをそれぞれ実現する方法は、上記の表１に示すような複数の方法が考えられる。

周波数変調回路１０２は、動作モード信号Vmに基づいて、変調条件α，βのどちらか一方を選択する。動作モード信号Vmが通常動作モードを指定しているときは変調条件αを選択し、スキップ動作モードを指定しているときは変調条件βを選択する。動作モード信号Vmが切り替わると、選択を素早く切り替える。

図１５（ｂ）に示す周波数変調回路１０２の構成は、上記の周波数変調回路３２とほぼ同様であるが、動作モード信号Vmに応じて回路素子の特性を変更することによって、変調条件α，βを相互に切り替えるという特徴がある。変調条件α，βを切り替える方法として、表２に示すような複数の方法が考えられる。

例えば、表２の方法(B5)と表１の方法(A1)とを組み合わせて実施する具体的な回路として、図１６に示す周波数変調回路１０２ａが考えられる。周波数変調回路１０２ａは、複数のPNPトランジスタ等で構成された第一のカレントミラー５６を有し、これが直流電源５８に接続されている。第一のカレントミラー５６は、入力側から制御信号Ieが引き出され、それに伴って、出力側から制御信号Ieにほぼ比例した電流J1（＝k・Ie）が流れ出る。第一のカレントミラー５６は、出力がタイミングコンデンサ４０に接続され、図１５（ｂ）の充電回路４２の働きをする。放電回路４４として働くのは、放電用ダイオード１０４である。放電用ダイオード１０４は、アノードがタイミングコンデンサ４０に、カソードが比較器５４の出力にそれぞれ接続され、比較器５４がローレベルに転じた時に導通し、タイマコンデンサ４０を放電する電流J2を流す。また、放電用ダイオード１０４が導通すると、電流J1がタイマコンデンサ４０に流れなくなる。したがって、放電用ダイオード１０４は、充電回路４２と放電回路４４の動作を切り替えるスイッチ４８としても働く。

比較器５４の反転入力端子にはタイマコンデンサ４０が接続されている。タイマコンデンサ４０は、ここでは第一及び第二コンデンサ４０ａ，４０ｂの並列回路であり、第二コンデンサ４０ｂを切り離すための補助スイッチ１０６も設けられている。補助スイッチ１０６は、動作モード信号Vmが通常動作モードを指定しているときにオンし、タイマコンデンサ４０の容量が、第一及び第二コンデンサ４０ａ，４０ｂの容量を合計した大きい値となる。反対に、補助スイッチ１０６は、動作モード信号Vmがスキップ動作モードを指定しているときにオフし、タイマコンデンサ４０の容量が、第一コンデンサ４０ａ単体の小さい容量となる。

比較器５４の非反転入力端子には、３つの抵抗６２，６４，６６が接続されている。これらは、上記のように、図１５（ｂ）の電圧源５０ａ，５０ｂ、及び閾値切り替え用のスイッチ５２の働きをする。

比較器５４の出力は、充電と放電が切り替わるタイミングでハイレベルとローレベルが反転し、周波数Fの基準パルスVfが発生する。

周波数変調回路１０２ａの場合、充電電流J1と制御信号Ieとの関係が「J1＝k・Ie」となり、放電電流J2は制御信号Ieによらず大きい値（J2>>J1）となるので、基準パルスVfは、ハイレベルの時比率が約1.0で、周波数Fが制御信号Ieにほぼ比例して変化する。また、動作モード信号Vmが通常動作モードを指定しているときは、タイマコンデンサ４０の容量が小さいので、充電の時間が短くなり、周波数Fが相対的に高くなる（変調条件α）。反対に、動作モード信号Vmがスキップ動作モードを指定しているときは、タイマコンデンサ４０の容量が大きいので、充電の時間が長くなり、周波数Fが相対的に低くなる（変調条件β）。変調条件αとβの切り替えは、補助スイッチ１０６のオンとオフが切り替わることよって、素早く行われる。

また、表２の方法(B1)と表１の方法(A1)とを組み合わせて実施する具体的な回路として、図１７に示す周波数変調回路１０２ｂが考えられる。周波数変調回路１０２ｂは、複数のPNPトランジスタ等で構成された第一のカレントミラー５６を有し、これが直流電源５８に接続されている。第一のカレントミラー５６は、入力側から制御信号Ieが引き出され、それに伴って、出力側から制御信号Ieにほぼ比例した電流J1（＝k・Ie）が流れ出る。入力側抵抗１０８は、第一及び第二抵抗１０８ａ，１０８ｂの並列回路であり、第二抵抗１０８ｂを切り離すための補助スイッチ１１０も設けられている。入力側抵抗１０８の抵抗値をR108、出力側抵抗１１２の抵抗値をR112とすると、電流変換係数は、k≒R108／R112となる。補助スイッチ１１０は、動作モード信号Vmが通常動作モードを指定しているときにオフし、抵抗値R108が第一抵抗１０８ａ単体の大きい値になり、電流変換係数kが相対的に大きい値になる。反対に、補助スイッチ１１０は、動作モード信号Vmがスキップ動作モードを指定しているときにオンし、抵抗値R108が、第一及び第二抵抗１０８ａ，１０８ｂを合成した小さい値になり、電流変換係数kが相対的に小さい値になる。

第一のカレントミラー５６は、出力がタイミングコンデンサ４０に接続され、図１５（ｂ）の充電回路４２の働きをする。放電回路４４として働くのは放電用ダイオード１０４である。放電用ダイオード１０４は、比較器５４がローレベルに転じた時に導通し、タイマコンデンサ４０を放電する電流J2を流す。また、放電用ダイオード１０４が導通すると、電流J1がタイマコンデンサ４０に流れなくなる。したがって、放電用ダイオード１０４は、充電回路４２と放電回路４４の動作を切り替えるスイッチ４８としても働く。

比較器５４の反転入力端子にはタイマコンデンサ４０が接続され、非反転入力端子には、３つの抵抗６２，６４，６６が接続されている。これらは、上記のように、図１５（ｂ）の電圧源５０ａ，５０ｂ、及び閾値切り替え用のスイッチ５２の働きをする。

比較器５４の出力は、充電と放電が切り替わるタイミングでハイレベルとローレベルが反転し、周波数Fの基準パルスVfが発生する。

周波数変調回路１０２ｂの場合、充電電流J1と制御信号Ieとの関係が「J1＝k・Ie」となり、放電電流J2は制御信号Ieによらず大きい値（J2>>J1）となるので、基準パルスVfは、ハイレベルの時比率が約1.0で、周波数Fが制御信号Ieにほぼ比例して変化する。また、動作モード信号Vmが通常動作モードを指定しているときは、第一のカレントミラー５６の電流変換係数kが大きいので、充電電流J1が大きくなって充電の時間が短くなり、周波数Fが相対的に高くなる（変調条件α）。反対に、動作モード信号Vmがスキップ動作モードを指定しているときは、電流変換係数kが小さいので、充電電流J1が小さくなって充電の時間が長くなり、周波数Fが相対的に低くなる（変調条件β）。変調条件αとβの切り替えは、補助スイッチ１１０のオンとオフが切り替わることよって、素早く行われる。

さらに、表２の方法(B6)と表１の方法(A1)とを組み合わせて実施する具体的な回路として、図１８に示す周波数変調回路１０２ｃが考えられる。周波数変調回路１０２ｃは、複数のPNPトランジスタ等で構成された第一のカレントミラー５６を有し、これが直流電源５８に接続されている。第一のカラントミラー５６の入力端とグランドとの間には、ダミー抵抗１１４と補助スイッチ１１６の直列回路が接続され、補助スイッチ１１６がオンのときに、ダミー抵抗１１４に所定のダミー電流Idaが流れる。補助スイッチ１１６は、動作モード信号Vmが通常動作モードを指定しているときにオンし、ダミー電流Id2を流す。したがって、第一のカレントミラー５６は、通常動作モードのとき、入力側から制御信号Ieとダミー電流Idaとが引き出され、それに伴って、出力側から大きい電流J1（＝k・(Ie+Ida)）が流れ出る。反対に、補助スイッチ１１６は、動作モード信号Vmがスキップ動作モードを指定しているときにオフし、ダミー電流Idaを流さない。したがって、第一のカレントミラー５６は、スキップ動作モードのとき、入力側から制御信号Ieだけが引き出され、それに伴って、出力側から電流J1（＝k・Ie）が流れ出る。

第一のカレントミラー５６は、出力がタイミングコンデンサ４０に接続され、図１５（ｂ）の充電回路４２の働きをする。放電回路４４として働くのは、放電用ダイオード１０４である。放電用ダイオード１０４は、比較器５４がローレベルに転じた時に導通し、タイマコンデンサ４０を放電する電流J2を流す。また、放電用ダイオード１０４が導通すると、電流J1がタイマコンデンサ４０に流れなくなる。したがって、放電用ダイオード１０４は、充電回路４２と放電回路４４の動作を切り替えるスイッチ４８としても働く。これは、周波数変調回路１０２ｂと同様である。

比較器５４の反転入力端子にはタイマコンデンサ４０が接続され、非反転入力端子には、３つの抵抗６２，６４，６６が接続されている。これらは、上記のように、図１５（ｂ）の電圧源５０ａ，５０ｂ、及び閾値切り替え用のスイッチ５２の働きをする。

比較器５４の出力は、充電と放電が切り替わるタイミングでハイレベルとローレベルが反転し、周波数Fの基準パルスVfが発生する。

周波数変調回路１０２ｃの場合、充電電流J1と制御信号Ieとの関係が「J1＝k・(Ie+Ida)」又は「J1＝k・Ie」となり、放電電流J2は制御信号Ieによらず大きい値（J2>>J1）となるので、基準パルスVfは、ハイレベルの時比率が約1.0で、周波数Fが制御信号Ieに応じて変化する。また、動作モード信号Vmが通常動作モードを指定しているときは、「J1＝k・(Ie+Ida)」となるので、充電電流J1が大きくなって充電の時間が短くなり、周波数Fが相対的に高くなる（変調条件α）。反対に、動作モード信号Vmがスキップ動作モードを指定しているときは、「J1＝k・Ie」となるので、充電電流J1が小さくなって充電の時間が長くなり、周波数Fが相対的に低くなる（変調条件β）。変調条件αとβの切り替えは、補助スイッチ１１６のオンとオフが切り替わることよって、素早く行われる。

図１５に示す周波数変調回路１０２は、上記の周波数変調回路１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ以外にも様々な構成が考えられる。ここでは、図１６に示す周波数変調回路１０２ａが使用されている。

次に、スイッチング電源装置１００の動作について、図１９に基づいて説明する。図１９のグラフは、出力電流Ioとスイッチング周波数Fswとの関係、及び出力電流Ioと制御信号Ieとの関係を示しており、いずれも出力電圧Voが安定化制御されて目標電圧Vrに保持されていることを条件としている。

まず、出力電流Io＝Imax（＜Io1，Io2）のとき、モード選択回路３６ａは、通常動作モードを選択している。出力電流IoがImaxから徐々に小さくなると、誤差増幅回路３０が出力する制御信号Ieが徐々に大きくなり、周波数変調回路３２ａが出力する基準パルスVfの周波数Fが徐々に高くなり、その結果、駆動パルスVg1，Vg2の周波数であるスイッチング周波数Fswが高くなる。

出力電流Ioがさらに小さくなって制御信号IeがIe1に達すると、モード選択回路３６ａは、出力電流Ioが第一電流基準値Io1になったと判断し、通常動作モードに代えてスキップ動作モードを選択する。スキップ動作モードになると、トランス１８に電流が流れない期間（いわゆる電流不連続の期間）が生じる関係で、出力電圧Voを安定化するためには、スイッチング周波数Fswを通常動作モードよりも低くしなければならない。すなわち、図１９（ａ）に示すように、スイッチング周波数Fswを不連続に低下させる制御（階段状に低下させる制御）が必要になる。

上述したスイッチング電源装置１０の場合、スイッチング周波数Fswを不連続に低下させる制御は、誤差増幅回路３０が制御信号Ieを変化させることによって行うが、誤差増幅回路３０には一定の応答遅れがあるのでスイッチング周波数Fswを素早く低下させることができない。誤差増幅回路３０は、一巡制御系の発振を防止するため、応答速度をあまり速くできないからである。したがって、図１０に示すように、出力電圧Voに動的変動（アンダーシュート）が生じてしまう。これに対して、スイッチング電源装置１００の場合、周波数変調回路１０２ａの変調条件をαからβに切替えることによって、スイッチング周波数Fswを素早く低下させることができる。

通常動作モードからスキップ動作モードに切り替わるときの動作波形は、図２０のように表わされる。出力電流Ioが大きいときは、モード選択回路３６ａが出力する動作モード信号Vmはローレベルとなり、通常動作モードを指定している。

この状態から出力電流Ioが緩やかに小さくなり、制御信号IeがIe1に達すると、動作モード信号Vmがハイレベルに転じるので、駆動回路３８ａが動作モードをスキップ動作モードに切り替える。これとほぼ同時に、周波数変調回路１０２ａが動作モードの切り替わりを検出し、変調条件をαからβに素早く切り替える。変調条件が切り替わる速度は、誤差増幅回路３０の応答速度よりも速いので、制御信号Ieが変化する前に、スイッチング周波数Fswが素早く低下する。その後、制御信号Ieが少し変化してスイッチング周波数Fswを微調整し、目標のスイッチング周波数Fsw（出力電圧Voが目標電圧Vrになるスイッチング周波数Fsw）を得る。制御信号Ieは少しだけ変化すればよいので、誤差増幅回路３０の応答速度が遅くても、ごく短い時間で目標のスイッチング周波数Fswが得られる。したがって、図２０に示すように、出力電圧Voの動的変動を非常に小さく抑えることができる。

次に、図１９に戻って、スキップ動作モードで動作している状態から出力電流Ioが大きくなるときの動作を説明する。出力電流Ioが緩やかに大きくなって、制御信号IeがIe2に達すると、モード選択回路３６ａは、出力電流Ioが第二電流基準値Io2になったと判断し、スキップ動作モードに代えて通常動作モードを選択する。したがって、出力電圧Voを安定化するため、図１９（ａ）に示すように、スイッチング周波数Fswを不連続に上昇させる制御（階段状に上昇させる制御）が必要になる。

上述したスイッチング電源装置１０の場合、スイッチング周波数Fswの不連続に上昇させる制御は、誤差増幅回路３０が制御信号Ieを変化させることによって行うが、誤差増幅回路３０には一定の応答遅れがあるのでスイッチング周波数Fswを素早く上昇させることができない。したがって、図１１に示すように、出力電圧Voに動的変動（オーバーシュート）が生じてしまう。これに対して、スイッチング電源装置１００の場合、周波数変調回路１０２ａの変調条件をβからαに切替えることによって、スイッチング周波数Fswを素早く高くすることができる。

スキップ動作モードから通常動作モードに切り替わるときの動作波形は、図２１のように表わされる。出力電流Ioが小さいときは、モード選択回路３６ａが出力する動作モード信号Vmはハイレベルとなり、スキップ動作モードを指定している。

この状態から出力電流Ioが緩やかに大きくなり、制御信号IeがIe2に達すると、動作モード信号Vmがローレベルに転じるので、駆動回路３８ａが動作モードを通常動作モードに切り替える。これとほぼ同時に、周波数変調回路１０２ａが動作モードの切り替わりを検出し、変調条件をβからαに素早く切り替える。変調条件が切り替わる速度は、誤差増幅回路３０の応答速度よりも速いので、制御信号Ieが変化する前に、スイッチング周波数Fswが素早く上昇する。その後、制御信号Ieが少し変化してスイッチング周波数Fswを微調整し、目標のスイッチング周波数Fsw（出力電圧Voが目標電圧Vrになるスイッチング周波数Fsw）を得る。制御信号Ieは少しだけ変化すればよいので、誤差増幅回路３０の応答速度が遅くても、ごく短い時間で目標のスイッチング周波数Fswが得られる。したがって、図２１に示すように、出力電圧Voの動的変動を非常に小さく抑えることができる。

変調条件が切り替わることによるスイッチング周波数Fswの変化幅は、制御信号Ieがほとんど変化しなくても目標のスイッチング周波数Fswが得られるように設定するのが理想的である。これにより、差増幅回路３０の応答遅れの影響がほぼマスクされ、出力電圧Voの動作モードの切り替わりによる動的変動をほぼゼロにすることができる。また、制御信号IeがIe1又はIe2に達した後のリバウンドがなくなるので、モード選択回路３６ａのヒステリシスの幅|Vk1−Vk2|を非常に小さくすることができる。条件が合えば、ヒステリシスを無くすことも可能であり、モード選択回路をよりシンプルな構成にすることができる。

スイッチング電源装置１００の動作点Ａ，Ｂにおける動作波形は、スイッチング電源装置１０と同様に、図９（ａ），（ｂ）のように表わされる。

以上説明したように、スイッチング電源装置１００によれば、上記のスイッチング電源装置１０と同様の作用効果を得ることができる。さらに、スイッチング電源装置１０の周波数変調回路３２に代えて周波数変調回路１０２を設けることによって、動作モードが切り替わる時の出力電圧Voの動的変動が小さくなるので、出力の平滑コンデンサ２６の容量を小さくすることができる。

なお、本発明のスイッチング電源装置は、上記実施形態に限定されるものではない。例えば、上記の周波数変調回路３２，１０２の場合、周波数信号として基準パルスVfを出力するが、周波数信号は、変調結果であるスイッチング周波数の情報を信号化したものであればよく、アナログ信号、デジタル信号等の種類は問わない。ただし、基準パルスVf以外の周波数信号を使用する場合、上記の駆動回路３８ａをそのまま使用することができないので、周波数信号の形態に合わせて駆動回路の構成を変更する。

上記の誤差増幅回路３０は、制御信号Ieを絶縁して送信する必要がなければ、フォトカプラ３０ｂを省略し、非反転増幅回路３０ａの出力電圧を制御信号とすることができる。また、制御信号は、出力電圧と目標電圧との差を増幅したアナログ信号であればよく、出力電流の増減に対して同方向に変化してもよいし、反対方向に増減してもよい。ただし、上記の制御信号Ie以外の制御信号を使用する場合、上記のモード選択回路３６ａをそのまま使用することができないので、制御信号の形態に合わせてモード選択回路の構成を変更する。

１０，１００ スイッチング電源装置
１６(1) 第一主スイッチング素子
１６(2) 第二主スイッチング素子
１８ 主トランス
１８ａ 入力巻線
１８ｂ 出力巻線
２０ 共振インダクタ
２２ 共振コンデンサ
３０ 誤差増幅回路
３２，３２ａ，１０２，１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ 周波数変調回路
３４，３４ａ スイッチング電圧監視回路
３６，３６ａ モード選択回路
３８，３８ａ 駆動回路
４０ タイマコンデンサ
４０ａ 第一コンデンサ
４０ｂ 第二コンデンサ
４２ 充電回路
４４ 放電回路
４８ スイッチ
５４ 比較器（パルス出力回路）
１０６ 補助スイッチ
F 基準パルスの周波数
Fsw スイッチング周波数
Ie 制御信号
Io 出力電流
Io1 第一電流基準値
Io2 第二電流基準値
tk オン時間基準値
Va 充放電切り替え回路の第一の閾値
Vb 充放電切り替え回路の第二の閾値
Vd1 第一主スイッチング素子の両端電圧
Vd2 第一主スイッチング素子の両端電圧
Vf 基準パルス（周波数信号）
Vm 動作モード信号
Vo 出力電圧
Vr 目標電圧
Vt1 第一タイミング信号
Vt2 第二タイミング信号
α，β 変調条件

Claims (5)

1. 一対の入力端の間に第一及び第二主スイッチング素子の直列回路が接続され、前記第一又は第二主スイッチング素子の両端に、主トランスの入力巻線、共振用インダクタ及び共振用コンデンサの直列回路が接続され、前記第一及び第二主スイッチング素子をオンオフさせることによって前記主トランスの出力巻線に交流電圧を発生させ、この交流電圧を整流平滑して所定の出力電圧を生成し、負荷に出力電流を供給する電流共振型のスイッチング電源装置において、
   前記出力電圧と目標電圧の差を増幅し、前記出力電圧を前記目標電圧に近づける方向に増減する制御信号を出力する誤差増幅回路と、
   前記制御信号を所定の変調条件に基づいて変調することによって前記第一及び第二主スイッチング素子のスイッチング周波数を決定し、その情報を信号化した周波数信号を出力する周波数変調回路と、
   前記第一主スイッチング素子のオフ時の両端電圧又はこれに相当する電圧が一定値以下に低下したことを検出すると第一タイミング信号を出力すると共に、前記第二主スイッチング素子のオフ時の両端電圧又はこれに相当する電圧が一定値以下に低下したことを検出すると第二タイミング信号を出力するスイッチング電圧監視回路と、
   前記制御信号の変化を前記出力電流の変化とみなして動作し、前記出力電流の変化に応じて前記第一及び第二主スイッチング素子の動作モードを選択し、その情報を信号化した動作モード信号を出力する回路であって、
   前記出力電流が電流基準値よりも大きいときは、前記第一主スイッチング素子がオンからオフに転じた後、オフを継続している前記第二主スイッチング素子が、自己の両端電圧が最初に一定値以下に低下したタイミングでオンに転じ、さらに所定時間経過後にオフに転じ、その後、オフを継続している前記第一主スイッチング素子が、自己の両端電圧が最初に一定値以下に低下したタイミングでオンに転じ、さらに所定時間経過後にオフに転じる動作を繰り返す通常動作モードを選択し、
   前記出力電流が前記基準値よりも小さいときは、前記第一主スイッチング素子がオンからオフに転じた後、オフを継続している前記第二主スイッチング素子が、自己の両端電圧がｎ回目（ｎは２以上の自然数）に一定値以下に低下したタイミングでオンに転じ、さらに所定時間経過後にオフに転じ、その後、オフを継続している前記第一主スイッチング素子が、自己の両端電圧がｎ回目（ｎは２以上の自然数）に一定値以下に低下したタイミングでオンに転じ、さらに所定時間経過後にオフに転じる動作を繰り返すスキップ動作モードを選択するモード選択回路と、
   前記第一及び第二主スイッチング素子を互いに逆位相にオンオフさせる回路であって、前記第一主スイッチング素子を、前記周波数信号に対応する周期でオフさせ、その周期毎に、前記第一タイミング信号及び前記動作モード信号に対応するタイミングでオンさせると共に、前記第二主スイッチング素子を、前記第一主スイッチング素子がオフする前記周期と位相が１８０度ずれた周期でオフさせ、その周期毎に、前記第二タイミング信号及び前記動作モード信号に対応するタイミングでオンさせる駆動回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記駆動回路は、前記第一及び第二主スイッチング素子を前記第一及び第二タイミング信号に対応するタイミングでオンさせると各々のオン時間が所定のオン時間基準値より短くなる場合、
   前記第一及び第二タイミング信号にかかわらず、前記各々のオン時間が前記オン時間基準値となるタイミングで前記第一及び第二主スイッチング素子をオンさせる請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記モード選択回路は、前記出力電流の変化に応じて動作モードを選択する特性にヒステリシスが設けられ、前記出力電流が減少したときの前記電流基準値である第一電流基準値と、前記出力電流が増加したときの前記基準値であって、前記第一基準値よりも大きい第二電流基準値とを有している請求項１記載のスイッチング電源装置。
4. 前記周波数変調回路は、前記動作モード信号が切り替わったことを検出すると、そのタイミングで、通常動作時のスイッチング周波数がスキップ動作時の周波数よりも相対的に高くなるように、前記所定の変調条件を他の変調条件に切り替える請求項１記載のスイッチング電源装置。
5. 前記周波数変調回路は、
   第一及び第二コンデンサを並列接続して成るタイマコンデンサと、前記第二コンデンサを切り離すための補助スイッチと、前記タイマコンデンサに充電電流を流すための充電回路と、前記タイマコンデンサから放電電流を流すための放電回路と、前記タイマコンデンサに発生する電圧が上昇して第一の閾値に達すると前記放電回路で前記タイマコンデンサを放電させ、その後、前記第一の閾値よりも低い第二の閾値まで低下すると前記充電回路に前記タイマコンデンサを充電させる充放電切り替え回路と、充電と放電が切り替わったタイミングでハイレベルとローレベルが反転する基準パルスを生成し、前記周波数信号として出力するパルス出力回路とで構成され、
   前記充電回路及び前記放電回路は、前記制御信号の変化を通じて前記出力電流が減少したことを検知すると、その変化に応じて前記基準パルスの周波数を高くする方向に、前記充電電流、又は前記放電電流、又はその両方を増加させる動作を行い、前記補助スイッチは、前記動作モード信号の指定が通常動作モードのときにオフし、スキップ動作モードのときにオンする請求項４記載のスイッチング電源装置。
   

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