JP7332532B2 - スイッチング電源 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング電源に関し、詳しくは負荷電流の大きさによって出力電圧を切り替えるスイッチング電源に関する。

従来、電子機器用の電源には、商用電源を一次側とし電子機器の駆動機構等を二次側とするトランスと、そのトランスの一次側に配置される交流生成用スイッチング素子とを有する、スイッチング電源が一般的に用いられている。
例えば、このような電源を電子機器の安定化電源として用いる場合、電子機器が通常の動作となる負荷電流が十分に必要なときと、電子機器が待機状態となって負荷電流がほとんど必要ないときとが発生する。

そして、この負荷電流によって出力電圧を切り替えることもできる。出力電圧を切り替える方法として、スイッチング電源の外部から切替信号を入力する方法もあるが、外部からの切替信号を必要としない方法として、負荷電流を検出して自動で出力電圧を切り替える方法がある。

特許文献１には、１次電源回路（トランスの２次側）の負荷電流によって自動的に出力電圧を切り替える発明が開示されている。
この発明は、図５に示すように、抵抗Ｒ１に流れる電流によってトランジスタＱ３のオン／オフを決定する。抵抗Ｒ１の抵抗値は、装置側が通常動作状態となった時に流れる電流で発生する電位差がトランジスタＱ３をオンさせるような抵抗値とされ、待機時などの軽負荷時に流れる電流で発生する電位差がトランジスタＱ３をオフさせるような抵抗値に設定されている。これにより図５に示す電源装置は自動的に出力電圧を切り替えるように構成されている。

特開２００３－２０４６７３号公報

上記したように特許文献１に記載の発明は、出力電圧を切り替えるための切替信号を必要とせず、負荷電流の変化（抵抗で発生する電位差の変化）により自動的に出力電圧を切り替える構成となっている。
しかしながら、負荷電流の変化をトランジスタＱ３のベースーエミッタ間に接続された抵抗Ｒ１でモニターしているため、負荷電流が大きい場合はこの抵抗Ｒ１の電力損失が大きくなるという課題があった。

上記の従来技術の問題に鑑み、本発明は、自動的に出力電圧を切り替えながらも、電力損失を低減することができるスイッチング電源を提供することを目的とする。

本発明は、負荷電流の大きさによって出力電圧を切り替えるスイッチング電源であって、トランスと、トランスの２次側の出力電圧を制御し負荷電流に対応するフィードバック信号を出力する出力電圧制御回路と、出力電圧制御回路が出力したフィードバック信号に基づいて出力電圧切替信号を出力する出力電圧切替検出回路と、出力電圧切替検出回路から出力される出力電圧切替信号に基づいて出力電圧を切り替える出力電圧切替回路とを備え、出力電圧切替回路は、出力電圧制御回路が出力したフィーバック信号に応じた電圧が所定の電圧値を超えるときは出力電圧を切り替えずそのまま出力し、所定の電圧値以下のときは降圧した出力電圧に切り替えて出力することを特徴とするスイッチング電源である。

このように構成することにより、負荷電流に対応するフィードバック信号を利用して出力電圧を切り替えることで、自動的に出力電圧を切り替えながらも電力損失を低減することができる。

ここで、出力電圧制御回路が出力電圧を決定する出力抵抗を有し、出力電圧切替回路は、出力抵抗の抵抗値を変化させて出力電圧を切り替えることにより、負荷電流の大きさに応じて出力電圧を切り替えることができ、損失の少ないスイッチング電源を提供することが可能となる。

本発明の出力電圧切替検出回路は、フィードバック信号の大きさに応じてオン／オフ状態が切り替えられるトランジスタと、トランジスタに発光側素子が接続されたフォトカップラとを有し、出力電圧切替信号は、フィードバック信号の電圧が所定の電圧値を超えると、トランジスタがオンしてフォトカップラの発光側素子に電流が流れ、フォトカップラの受光側素子がオンとなる信号であり、フィードバック信号の電圧が所定の電圧値以下のとき、トランジスタがオフしてフォトカップラの発光側素子に流れる電流が遮断され、フォトカップラの受光側素子がオフとなる信号であり、フォトカップラの受光側素子のオン／オフ状態により出力電圧制御回路の出力抵抗値が切り替えられることを特徴とする。
このように構成することにより、フィードバック信号の電圧により検出された出力電圧切替信号を２次側に絶縁された状態で送出することができる。

さらに、出力電圧切替回路は、第１の抵抗を有し、出力電圧制御回路は、シャントレギュレータと、出力抵抗としてシャントレギュレータのレファレンス端子に接続された第２の抵抗とを有し、フォトカップラの受光側素子がオフしているとき、出力電圧切替回路の第１の抵抗が出力電圧制御回路の第２の抵抗と並列に接続されて出力電圧が切り替えられ、フォトカップラの受光側素子がオンしているとき、第１の抵抗は第２の抵抗と並列接続されないで、出力電圧がそのまま出力されることを特徴とする。
このように構成することにより、フィードバック信号の電圧によって出力電圧を切り替える抵抗値を変更して、出力電圧を切り替えることができる。

以上のように構成することにより、本発明に係るスイッチング電源では、自動的に出力電圧を切り替えながらも、電力損失を低減することができる。

本発明の実施形態に係るスイッチング電源のブロック図である。 出力電圧制御回路と出力電圧切替回路の回路図である。 パルス幅制御回路と出力電圧切替検出回路の回路図である。 負荷電流の大小による出力電圧切り替えを説明する図である。 従来回路の電源装置の構成図である。

本発明の実施形態に係るスイッチング電源について図面を参照して説明する。
図１は、本発明の実施形態に係るスイッチング電源のブロック図である。
スイッチング電源１０は、１次側整流回路１、スイッチング回路２、トランス３、２次側整流回路４、出力電圧制御回路５、出力電圧切替回路６、パルス幅制御回路７、出力電圧切替検出回路８および回路電源用整流回路９で構成される。

１次側整流回路１は、ダイオードブリッジとコンデンサにより構成され、交流電源電圧ＶＡＣが入力される。交流電源電圧ＶＡＣは、整流および平滑された直流出力電圧に変換されトランス３に供給される。
トランス３の１次巻線Ｔ１の一端には、スイッチング回路２が接続され、スイッチング回路２は、トランス３の１次巻線Ｔ１に印加される直流電圧をオン／オフするスイッチング素子と、スイッチング素子がオンしたとき、トランス３の１次巻線Ｔ１に流れる電流を検出する抵抗が備えられている。スイッチング素子のオン／オフ信号と抵抗により検出された電流検出信号は、パルス幅制御回路７に入力される。

２次側整流回路４は、トランス３の２次巻線Ｔ２に発生する電圧をダイオードとコンデンサで整流し平滑する。その電圧は出力電圧制御回路５に出力される。
詳細は後述するが、出力電圧制御回路５は、シャントレギュレータ、第２のフォトカップラ（発光側）、抵抗およびコンデンサで構成される。負荷電流が変化しても出力電圧を一定に制御するとともに、第２のフォトカップラに流れる電流の信号を１次側のパルス幅制御回路７および出力電圧切替検出回路８に送出する。

出力電圧切替回路６は、トランジスタ、第１のフォトカップラ（受光側）および抵抗で構成され、出力電圧切替検出回路８からの出力電圧切替信号を受けて、出力電圧制御回路５の抵抗値を切り替え、それにより出力電圧を切り替える。
パルス幅制御回路７は、スイッチング素子のオン／オフを制御するコントロールＩＣ、第２のフォトカップラ（受光側）、抵抗およびコンデンサで構成される。出力電圧制御回路５から負荷電流のフィードバック信号を受けて、スイッチング素子のオン／オフ時間を制御する。

出力電圧切替検出回路８は、非反転増幅器、第１のフォトカップラ（発光側）、トランジスタおよび抵抗で構成され、出力電圧制御回路５のフィードバック信号を受け、その電圧を検出して、出力電圧切替回路５に抵抗値を切り替える出力電圧切替信号を送出する。
回路電源用整流回路９は、トランス３の補助巻線Ｔ３に発生した電圧を整流および平滑して、パルス幅制御回路７および出力電圧切替検出回路８に回路用電源として供給する。

以上の構成により、負荷が軽負荷または無負荷となったとき、その負荷電流に対応するフィードバック信号の電圧値を検出して、出力電圧を切り替えることができる。

次に、スイッチング電源１０の各回路の詳細について説明する。
図２は、出力電圧制御回路５および出力電圧切替回路６の回路図である。
出力電圧制御回路５は、第２のフォトカップラＰＣ２（発光側）、シャントレギュレータＳＲ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ８、Ｒ９およびコンデンサＣ１から構成される。なお、抵抗Ｒ２は本発明の「第２の抵抗」に相当し、出力電圧制御回路５において出力電圧を決定する出力抵抗である。

抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２は直列に接続され出力端子（出力電圧ＶＯＵＴが出力される端子）とＧＮＤ間に接続される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点はシャントレギュレータＳＲのレファレンス端子（ＲＥＦ）に接続される。シャントレギュレータＳＲは第２のフォトカップラＰＣ２と直列に接続されて、出力端子とＧＮＤ間に接続される。
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点と、第２のフォトカップラＰＣ２とシャントレギュレータＳＲの接続点との間には、位相補償用のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ８が直列に接続される。また、抵抗Ｒ９は第２のフォトカップラＰＣ２の発光側ダイオードと並列に接続される。

シャントレギュレータＳＲのレファレンス端子電圧（ＶＲＥＦ）はシャントレギュレータＳＲ内の基準電圧とほぼ同じになるように動作するため、出力電圧ＶＯＵＴは、
ＶＯＵＴ＝（１＋Ｒ２／Ｒ１）×ＶＲＥＦ ・・・（１）
となり、シャントレギュレータＳＲにより負荷電流が増減しても出力電圧ＶＯＵＴは一定に制御される。
この場合、抵抗Ｒ２と出力電圧切替回路６の抵抗Ｒ３（本発明の「第１の抵抗」に相当）が並列に接続されると、式（１）の抵抗Ｒ２が抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の並列接続した合成抵抗に置き替わり、式（１）により出力電圧は低い電圧に切り替わる。

出力電圧を切り替える出力電圧切替回路６は、トランジスタＱ１とＱ２、第１のフォトカップラＰＣ１（受光側）、抵抗Ｒ３～Ｒ７で構成される。
第１のフォトカップラＰＣ１は、受光側トランジスタ（受光側素子）であり、第１のフォトカップラＰＣ１の発光側ダイオード（発光側素子）の動作については後述の出力電圧切替検出回路８で説明する。

第１のフォトカップラＰＣ１に電流が流れて受光側トランジスタがオンすると、トランジスタＱ１のベース電圧となる抵抗Ｒ７が短絡された状態となるため、トランジスタＱ１はオフする。トランジスタＱ１がオフすると、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５に電流が流れないので、トランジスタＱ２はオフする。トランジスタＱ２がオフするとトランジスタＱ２のコレクタに接続された抵抗Ｒ３と出力端子間とが切り離され、シャントレギュレータＳＲのレファレンス端子と出力端子間の抵抗は単独の抵抗Ｒ２のままで、式（１）による出力電圧ＶＯＵＴは変化しない。

一方、第１のフォトカップラＰＣ１に電流が流れずに受光側トランジスタがオフすると、トランジスタＱ１のベース電圧が保持されるため、トランジスタＱ１はオンする。トランジスタＱ１がオンすると、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５に電流が流れ、トランジスタＱ２のベースーエミッタ間には抵抗Ｒ４による電圧が印加され、トランジスタＱ２はオンする。トランジスタＱ２がオンすると抵抗Ｒ３と出力端子間がオン（接続）となり、出力電圧制御回路５の抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３が並列に接続される。

抵抗Ｒ２の抵抗値から抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の並列接続の抵抗値に変化すると、式（１）中の抵抗Ｒ２の項の抵抗値が減少し、式（１）の出力電圧ＶＯＵＴは、切替前の出力電圧より低い電圧値に切り替わる。すなわち、第１のフォトカップラＰＣ１の受光側トランジスタのオン／オフ状態により出力電圧制御回路５の出力抵抗値が切り替えられる。
例えば、シャントレギュレータＳＲ内の基準電圧を２．５Ｖ、抵抗Ｒ１を１ｋΩ、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３を９ｋΩとすると、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３が並列接続されない状態では、出力電圧ＶＯＵＴは２５Ｖとなり、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３が並列接続された状態では、出力電圧ＶＯＵＴは１３．７５Ｖとなる。

図３は、パルス幅制御回路７と出力電圧切替検出回路８の回路図である。パルス幅制御回路７は、少なくとも図３に示すスイッチング回路２のスイッチング素子のオン／オフ時間を制御するコントロールＩＣ、第２のフォトカップラＰＣ２（受光側）およびコンデンサＣｆｂで構成される。
コントロールＩＣは、１次側整流回路１の交流電源電圧ＶＡＣからダイオードを介して電圧ＶＨが供給され、この電圧ＶＨは、スイッチング電源１０の起動時の電源として使用される。スイッチング電源１０が立ち上がってスイッチング回路２のスイッチング動作が開始されると、回路電源用整流回路９の電圧ＶＣＣが供給されるため、以後パルス幅制御回路７はこの電圧により動作する。

フィードバック信号、すなわち、第２のフォトカップラＰＣ２の受光側トランジスタのコレクタがコントロールＩＣのＦＢ端子に接続され、ＦＢ端子にはノイズ防止用のコンデンサＣｆｂの一端が接続され、その他端はＧＮＤ側に接続される。第２のフォトカップラＰＣ２の発光側ダイオードの電流が増加すると、受光側トランジスタの電流も増加し、ＦＢ端子にはコントロールＩＣ内にプルアップ抵抗が備えられているため、ＦＢ端子電圧が低下する。逆に、第２のフォトカップラＰＣ２の発光側ダイオードの電流が減少すると、ＦＢ端子電圧は上昇する。
なお、コントロールＩＣは、一般的なＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御用ＩＣである。

パルス幅制御回路７の出力信号ＯＵＴにより、スイッチング回路２のスイッチング素子のオン／オフ時間が制御される。スイッチング素子がオンするとトランス３に流れる電流が増加し、その電流が抵抗によって変換され電流検出信号ＣＳとして、コントロールＩＣに入力される。
コントロールＩＣの出力信号ＯＵＴは、このＩＣのスイッチング周波数毎に出力される信号である。コントロールＩＣの出力信号ＯＵＴによりスイッチング素子はオンし、電流検出信号ＣＳによる電圧値がＦＢ端子電圧値を超えると、出力信号ＯＵＴはオフしスイッチング素子がオフする。
このように、ＦＢ端子電圧によりスイッチング素子のオフ時間が制御される。

図３に示す出力電圧切替検出回路８は、非反転増幅器ＩＣａ、トランジスタＱａ、第１のフォトカップラＰＣ１（発光側）および抵抗Ｒａ、抵抗Ｒｂ、抵抗Ｒ１０～Ｒ１３で構成される。
非反転増幅器ＩＣａの非反転入力端子には、パルス幅制御回路７のＦＢ端子に接続されたフィードバック信号がそのまま入力され、反転入力端子には抵抗Ｒａの一端が接続され、抵抗Ｒａの他端はＧＮＤに接続される。反転入力端子は抵抗Ｒｂを介して非反転増幅器ＩＣａの出力端子に接続される。

非反転増幅器ＩＣａの出力端子は抵抗Ｒ１２を介してトランジスタＱａのベースに接続され、トランジスタＱａのベースは抵抗Ｒ１３を介してＧＮＤに接続される。トランジスタＱａのエミッタはＧＮＤに接続され、トランジスタＱａのコレクタは第１のフォトカップラＰＣ１の発光側ダイオードのカソードに接続される。
第１のフォトカップラＰＣ１の発光側ダイオードのアノードは抵抗Ｒ１１を介してＶＣＣ端子に接続される。ＶＣＣ端子は抵抗Ｒ１０を介して非反転増幅器ＩＣａのプラス側電源端子にも接続され、非反転増幅器ＩＣａのマイナス側電源端子はＧＮＤに接続される。

このように構成された非反転増幅器ＩＣａにより、非反転入力端子に接続されるＦＢ端子電圧（ＶＦＢ）から、非反転増幅器ＩＣａの出力ＯＵＴは、
出力ＯＵＴ＝（１＋Ｒｂ／Ｒａ）×ＶＦＢ ・・・（２）
に増幅される。

ＦＢ端子電圧が所定の電圧値以下になると、非反転増幅器ＩＣａの出力ＯＵＴの電圧も低下し、トランジスタＱａがオフする。第１のフォトカップラＰＣ１の発光側ダイオードの電流が遮断され、出力電圧切替回路６にその信号が出力される。
トランジスタＱａがオフしたとき、出力電圧切替回路６への信号により、低い出力電圧に切り替わる。
一方、ＦＢ端子電圧が所定の電圧値を超えると、非反転増幅器ＩＣａの増幅された出力ＯＵＴにより、トランジスタＱａはオンして、第１のフォトカップラＰＣ１の発光側ダイオードに電流が流れ、出力電圧切替回路６にその信号が出力される。

このように、ＦＢ端子電圧が所定の電圧値を超えているときには、第１のフォトカップラＰＣ１の受光側トランジスタに電流が流れ、出力電圧制御回路５および出力電圧切替回路６により出力電圧ＶＯＵＴは変化しない（通常モード）。
ＦＢ端子電圧が所定の電圧値以下になると、第１のフォトカップラＰＣ１の受光側トランジスタに電流が流れないため、出力電圧制御回路５および出力電圧切替回路６により低い出力電圧に切り替わる（待機モード）。

本発明は、ＦＢ端子電圧の電圧値を監視し出力電圧を切り替える。ＦＢ端子電圧は、無負荷時および軽負荷時には低く、重負荷時には高くなる。
このようにＦＢ端子電圧を使用することで、従来回路の課題である抵抗損失に影響されることなく、自動的に出力電圧の切換が可能となる。

なお、ＦＢ端子電圧をそのままトランジスタＱａに接続することも可能であるが、非反転増幅器ＩＣａを使用するのは、所定の電圧値となるＦＢ端子電圧がトランジスタＱａのベースーエミッタ間電圧を下回ることがあるためである。
また、出力電圧を切り替える所定の電圧値は、出力電圧を切り替える負荷電流の電流値によって決定されるが、この所定の電圧値は、トランジスタＱａがオン／オフする閾値電圧となるように、非反転増幅器ＩＣａによる増幅率（ゲイン）および抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３の分圧比により調整される。
すなわち、トランジスタＱａの閾値電圧は、所定の電圧値そのものではなく、非反転増幅器ＩＣａの増幅率および抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３の分圧比によって調整された係数と所定の電圧値を乗じた値である。

図４の波形を基に、本発明の回路の動作を説明する。
図４は、負荷電流の大小による出力電圧切り替えを説明する図である。図４に示す３つの波形は、上から順に、負荷電流が変化する波形およびＦＢ端子電圧の変化の波形、トランジスタＱａのオン／オフ波形、出力電圧の切り替えの波形である。横軸は時間であり、通常モードから待機モードへ替わり、また通常モードに推移する変化を示す。

負荷電流が大きいとき、第２のフォトカップラＰＣ２に流れる電流が小さくなりＦＢ端子電圧が高くなる。ＦＢ端子電圧が所定の電圧値（図４ではトランジスタＱａの閾値電圧を示す）を超えた状態では、トランジスタＱａはオンして、第１のフォトカップラＰＣ１に電流が流れ、第１の抵抗Ｒ３は、第２の抵抗Ｒ２と並列に接続されず、出力電圧は高い電圧を維持する（通常モード）。

負荷電流が小さくなると、第２のフォトカップラＰＣ２に流れる電流が大きくなりＦＢ端子電圧が低くなる。さらにＦＢ端子電圧が所定の電圧値以下になると、トランジスタＱａはオフして、第１のフォトカップラＰＣ１の電流が遮断され、第１の抵抗Ｒ３は、第２の抵抗Ｒ２と並列に接続され、出力電圧は低い電圧に移行する（待機モード）。
負荷電流が大きくなれば、再び通常モードの動作に切り替わる。
このように、負荷電流が小さくなって軽負荷状態や無負荷状態になれば、待機モードとなって出力電圧が切り替わる。

次に、本発明の出力電圧切替回路８と従来回路の消費電力について説明する。負荷電流が大きいとき、つまり、出力電圧が高い条件で比較する。
図５に示す従来回路では、負荷電流の変化をトランジスタＱ３のベースーエミッタ間に接続された抵抗Ｒ１でモニターしている。仮に抵抗値を１Ωとし、そこに１Ａの電流が流れたとすれば、この抵抗だけで１Ｗの損失となる。
これに対して、本発明の回路では負荷電流が大きいときは、図２に示す出力電圧切替回路６のトランジスタＱ１およびＱ２はオフする。図３に示す非反転増幅器ＩＣａ、トランジスタＱａおよび第１のフォトカップラＰＣ１は動作するが、ほぼ非反転増幅器ＩＣａ、トランジスタＱａの消費電力が損失となる。

ここで、電圧ＶＣＣを２０Ｖ、非反転増幅器ＩＣａの制限抵抗を１０ｋΩとした場合、非反転増幅器ＩＣａの消費電力は４０ｍＷ（（２０Ｖ）^２／１０ｋΩ）となる。また、トランジスタＱａのコレクターエミッタ間電圧が０．６Ｖ、ベース電流に０．５ｍＡ流すとし、この時の増幅率ｈｆｅを１００とすればトランジスタＱａの消費電力は３０ｍＷ（０．６Ｖ×５０ｍＡ）となる。
従来回路の消費電力１Ｗに対して、本発明の消費電力は約７０ｍＷとなり、従来回路と比較して１/１０以下の低損失で出力電圧の自動的な切り替えが可能となる。

１・・・１次側整流回路、２・・・スイッチング回路、３・・・トランス、４・・・２次側整流回路、５・・・出力電圧制御回路、６・・・出力電圧切替回路、７・・・パルス幅制御回路、８・・・出力電圧切替検出回路、９・・・回路電源用整流回路、１０・・・スイッチング電源。

Claims (4)

1. 負荷電流の大きさによって出力電圧を切り替えるスイッチング電源であって、
   トランスと、
   前記トランスの２次側の出力電圧を制御し負荷電流に対応するフィードバック信号を出力する出力電圧制御回路と、
   前記出力電圧制御回路が出力したフィードバック信号に基づいて出力電圧切替信号を出力する出力電圧切替検出回路と、
   前記出力電圧切替検出回路から出力される出力電圧切替信号に基づいて出力電圧を切り替える出力電圧切替回路とを備え、
   前記出力電圧切替回路は、前記出力電圧制御回路が出力したフィーバック信号に応じた電圧が所定の電圧値を超えるときは出力電圧を切り替えずそのまま出力し、前記所定の電圧値以下のときは降圧した出力電圧に切り替えて出力することを特徴とするスイッチング電源。
2. 請求項１に記載のスイッチング電源であって、
   前記出力電圧制御回路が出力電圧を決定する出力抵抗を有し、
   前記出力電圧切替回路は、前記出力抵抗の抵抗値を変化させることで出力電圧を切り替えることを特徴とするスイッチング電源。
3. 請求項２に記載のスイッチング電源であって、
   前記出力電圧切替検出回路は、前記フィードバック信号の大きさに応じてオン／オフ状態が切り替えられるトランジスタと、前記トランジスタに発光側素子が接続されたフォトカップラとを有し、
   前記出力電圧切替信号は、前記フィードバック信号の電圧が所定の電圧値を超えると、前記トランジスタがオンして前記フォトカップラの発光側素子に電流が流れ、前記フォトカップラの受光側素子がオンとなる信号であり、前記フィードバック信号の電圧が所定の電圧値以下のとき、前記トランジスタがオフして前記フォトカップラの発光側素子に流れる電流が遮断され、前記フォトカップラの受光側素子がオフとなる信号であり、
   前記フォトカップラの受光側素子のオン／オフ状態により前記出力電圧制御回路の出力抵抗値が切り替えられることを特徴とするスイッチング電源。
4. 請求項３に記載のスイッチング電源において、
   前記出力電圧切替回路は第１の抵抗を有し、
   前記出力電圧制御回路は、シャントレギュレータと、前記出力抵抗として前記シャントレギュレータのレファレンス端子に接続された第２の抵抗とを有し、
   前記フォトカップラの受光側素子がオフしているとき、前記出力電圧切替回路の第１の抵抗が前記出力電圧制御回路の第２の抵抗と並列に接続されて出力電圧が切り替えられ、前記フォトカップラの受光側素子がオンしているとき、前記第１の抵抗は前記第２の抵抗と並列接続されないで、出力電圧がそのまま出力されることを特徴とするスイッチング電源。
   
   

Images