JP2004328948A - スイッチング電源回路およびこれを備えたスイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

【課題】高周波トランスの二次側における容易な回路構成によって負荷の状態に応じて消費電力を抑制することのできるスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】電界効果トランジスタＦと、この電界効果トランジスタＦに接続された高周波トランスＴとを備え、高周波トランスＴの二次側に接続された負荷に対して電力を供給するスイッチング電源回路であって、高周波トランスＴの二次側には、負荷の状態に基づく電流変化を検知する電流検知用抵抗Ｒ４と、第１の電圧とこれよりも低い第２の電圧との間で出力電圧を変更するものであり、かつ電流検知用抵抗Ｒ４によって検知された電流が所定値以下になると、出力電圧を第１の電圧から第２の電圧に変更する電圧変更手段とを備える。
【選択図】 図２

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源回路およびこれを備えたスイッチングレギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、スイッチングレギュレータにおけるスイッチング電源回路では、商用交流電源からの交流電圧を整流、平滑化し、それによって得られた直流電圧を、スイッチング素子によってスイッチングすることにより高い周波数を有する交流電圧に変換している。そして、この交流電圧を高周波トランスを用いて変圧し平滑化することにより所望の直流電圧を生成し、この直流電圧がたとえば電子機器の内部電源電圧として用いられている（たとえば、特許文献１参照。）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平９−４７０２３号公報
【０００４】
図５は、従来のスイッチング電源回路の一例を示す概略構成図である。この図によれば、商用交流電源を整流平滑化する一次側整流平滑化回路４１に高周波トランスＴを介して二次側整流平滑化回路４２が接続され、二次側整流平滑化回路４２の後端から直流電圧が出力される。
【０００５】
二次側整流平滑化回路４２の後端には、直流電圧の出力が定電圧になるように制御するための定電圧制御回路４３が接続され、定電圧制御回路４３の出力は、たとえばフォトカプラＰＣを用いた絶縁回路を介してスイッチング制御回路４４に接続されている。スイッチング制御回路４４の出力は、高周波トランスＴの一次側に接続された電界効果トランジスタＦのゲート端子に接続されている。
【０００６】
この構成によると、定電圧制御回路４３において負荷の変動に基づく直流電圧出力が変化したことを検知すると、その旨がスイッチング制御回路４４に与えられ、スイッチング制御回路４４において、電界効果トランジスタＦをオン、オフするためのスイッチング周波数を変化させることにより、二次側整流平滑化回路４２から出力される直流電圧を安定化させている（このような制御を一般にフィードバック制御という。）。あるいは、パルス幅変調が用いられたスイッチング電源回路では、電界効果トランジスタＦのオン、オフのデューティ比を変化させることにより、直流電圧出力を安定化させている。
【０００７】
一方、上記スイッチング電源回路によって出力電圧が供給される負荷では、図示しないモータやマイコンなどを動作させるための第１電圧（たとえば１５Ｖ）によって駆動される状態と、マイコンのみを動作させるための第１電圧より低い第２電圧（たとえば５Ｖ）によって駆動される状態とが存在する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、図５に示したスイッチング電源回路および上記特許文献１に開示されたスイッチング電源回路では、単一の出力電圧のみしか生成されておらず、負荷の状態に応じてその出力電圧を変化させるといった構成とはされていない。
【０００９】
そのため、マイコンのみを動作させるための第２電圧（たとえば５Ｖ）で十分に動作可能であるにもかかわらず、モータなどを駆動させるための第１電圧（たとえば１５Ｖ）を出力させて、無駄な電力を消費している場合があり、図５に示したスイッチング電源回路および上記特許文献１に開示されたスイッチング電源回路では、消費電力を十分に抑制しているとは言い難かった。
【００１０】
【発明の開示】
本発明は、このような事情のもとで考え出されたものであって、高周波トランスの二次側における容易な回路構成によって負荷の状態に応じて消費電力を抑制することのできるスイッチング電源回路を提供することを、その課題としている。
【００１１】
上記の課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。
【００１２】
本発明の第１の側面によって提供されるスイッチング電源回路は、スイッチング素子と、このスイッチング素子に接続されたトランスとを備え、前記トランスの二次側に接続された負荷に対して電力を供給するスイッチング電源回路であって、前記トランスの二次側には、前記負荷の状態に基づく電流変化を検知する電流検知手段と、第１の電圧とこれよりも低い第２の電圧との間で出力電圧を変更するものであり、前記電流検知手段によって検知された電流が所定値以下になると、前記出力電圧を第１の電圧から第２の電圧に変更する電圧変更手段と、を備えることを特徴としている。
【００１３】
好ましい実施の形態によれば、前記電圧変更手段は、前記出力電圧が所定の目標出力電圧からずれたことを検出する検出手段と、この検出手段の検出信号に基づいて前記スイッチング素子のオン・オフ駆動を制御することにより前記出力電圧を前記目標出力電圧に定電圧制御する駆動制御手段と、前記電流検知手段によって検知された電流に基づいて前記目標出力電圧を変更する目標電圧変更手段とによって構成されるとよい。
【００１４】
さらに、前記検出手段は、前記出力電圧の出力端に接続された可変抵抗と固定抵抗との直列回路によって当該出力電圧を分圧して検出する検出回路からなり、前記目標電圧変更手段は、前記電流検知手段によって検知された電流に基づいて前記可変抵抗の値を変更することにより前記目標出力電圧を変更するとよい。
【００１５】
また、前記電流検知手段は、前記トランスの二次側と前記負荷との間に接続された電流検知用抵抗と、その電流検知用抵抗の両端電圧と予め定める基準電圧とを比較する比較手段とによって構成され、前記電圧変更手段は、前記比較手段からの出力信号に基づいて前記出力電圧を変更するように構成するとよい。
【００１６】
あるいは、前記電流検知手段は、前記トランスの二次側に設けられ、その二次側に流れる電流を検知するための補助巻線と、その補助巻線に誘起される電圧と予め定める基準電圧とを比較する比較手段とによって構成され、前記電圧変更手段は、前記比較手段からの出力信号に基づいて前記出力電圧を変更するように構成してもよい。
【００１７】
本発明によれば、電流検知手段によって負荷の状態に基づく電流変化が検知され、その電流変化に基づいて負荷に与える出力電圧を変更するので、負荷の状態に応じた適切な電圧が負荷に対して供給されることになり、無駄な電力消費を抑制することができる。具体的には、電流検知手段によって検知された電流が所定値以下になると、すなわち、負荷が軽負荷の状態になったことが検知されると、出力電圧が第１の電圧からこれよりも低い第２の電圧に変更されるので、負荷が低電圧駆動の可能な状態に変化すると、それに応じて適切な出力電圧が負荷に対して供給されることになり、負荷変動にかかわらず高電圧出力する場合に比して無駄な電力消費を抑制することができる。
【００１８】
本発明の第２の側面によって提供されるスイッチングレギュレータは、本発明の第１の側面によって提供されるスイッチング電源回路が備えられたことを特徴としている。
【００１９】
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。
【００２１】
＜第１実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態にかかるスイッチング電源回路を示すブロック図である。図２は、スイッチング電源回路に含まれる定電圧制御回路の構成とその周辺回路とを示す図である。このスイッチング電源回路は、安定した電源電圧の出力が可能なスイッチングレギュレータに適用され、このスイッチングレギュレータは、たとえば給湯機能、風呂追い焚き機能および温水暖房機能のうち少なくともいずれか一つを備えた給湯装置などの各種住宅設備機器や、あるいはプロジェクタなどの電気製品の電源として用いられる。
【００２２】
スイッチング電源回路は、図１に示すように、一次側整流平滑回路１、高周波トランスＴ、二次側整流平滑回路２、定電圧制御回路３、およびスイッチング制御回路４を備えている。
【００２３】
一次側整流平滑回路１は、整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１を有し、このスイッチング電源回路に入力される、たとえば商用電源（たとえばＡＣ１００Ｖ）を整流平滑化するものである。接続構成を説明すると、入力端子ａに整流ダイオードＤ１のアノード側が接続され、そのカソード側には、平滑コンデンサＣ１のプラス端子が接続されている。平滑コンデンサＣ１のマイナス端子は、入力端子ｂに接続されている。平滑コンデンサＣ１の両端には、高周波トランスＴの一次巻線が接続され、平滑コンデンサＣ１のマイナス端子と高周波トランスＴの一次巻線の一端との間には、スイッチング素子としての電界効果トランジスタＦ（後述）が介在されている。
【００２４】
高周波トランスＴは、一次巻線側に入力されたエネルギーを二次巻線側に伝達させるものである。高周波トランスＴの二次巻線側には、所定のエネルギーが伝達され、たとえば所定の電圧もしくは電流が図示しない負荷に対して出力される。
【００２５】
電界効果トランジスタＦは、高周波トランスＴの一次巻線側における直流電圧をスイッチングするためのものであり、スイッチング制御回路４に含まれる図示しない発振回路の出力によってオン、オフ動作される。電界効果トランジスタＦのソース端子は、入力端子ｂに接続され、そのドレイン端子は、高周波トランスＴの一次巻線の一端に接続され、そのゲート端子は、スイッチング制御回路４に接続されている。
【００２６】
高周波トランスＴの二次巻線側には、二次側整流平滑回路２が接続されている。二次側整流平滑回路２は、整流ダイオードＤ２および平滑コンデンサＣ２を有し、高周波トランスＴの二次巻線側に現れる交流電圧を整流平滑化するものである。二次側整流平滑回路２によって整流平滑化された電圧は、直流電圧として負荷に供給される。
【００２７】
高周波トランスＴの二次巻線側の一端は、整流ダイオードＤ２のアノード端子に接続され、高周波トランスＴの二次巻線側の他端は、平滑コンデンサＣ２のマイナス端子に接続されるとともに、出力端子ｄに接続されている。平滑コンデンサＣ２のプラス端子は、整流ダイオードＤ２のカソード端子に接続されるとともに、出力端子ｃに接続されている。この出力端子ｃ，ｄから直流の出力電圧Ｖｏが出力される。
【００２８】
定電圧制御回路３は、負荷に対して供給される出力電圧Ｖｏの変動を検知して出力電圧Ｖｏが一定電圧になるように制御するためのフィードバック信号をスイッチング制御回路４に対して出力するものである。定電圧制御回路３は、その入力側が出力端子ｃ，ｄに接続されるとともに、その出力側が絶縁回路としてのフォトカプラＰＣを介してスイッチング制御回路４に接続されている。
【００２９】
また、定電圧制御回路３は、高周波トランスＴの二次巻線に流れる電流の変化を検知し、その検知電流から負荷が所定の軽負荷の状態に変化したと推定される場合、出力電圧Ｖｏを第１電圧Ｖｏ１（たとえば１５Ｖ）から第１電圧Ｖｏ１より低い第２電圧Ｖｏ２（たとえば５Ｖ）に変更する機能を有する。ここで、第１電圧Ｖｏ１とは、図示しないたとえばモータやマイコンなどが動作される、通常の負荷状態のときの駆動電圧であり（請求項に記載の「目標出力電圧」に相当）、第２電圧Ｖｏ２とは、たとえばマイコンのみが動作される、負荷が軽負荷になったときの駆動電圧である。なお、この定電圧制御回路３の詳細構成については、後述する。
【００３０】
スイッチング制御回路４は、定電圧制御回路３からのフィードバック信号に基づいて、電界効果トランジスタＦのオン、オフ動作を制御するものである。たとえば、通常の負荷の状態では、基本周波数（たとえば１００ｋＨｚ）を発振し、電界効果トランジスタＦを基本周波数に基づくスイッチング信号によってオン、オフ動作させて出力端子ｃ，ｄから出力される出力電圧Ｖｏを第１電圧Ｖｏ１に制御する。また、負荷が変動した場合は、定電圧制御回路３からのフィードバック信号に基づいて基本周波数を変化させることにより出力電圧Ｖｏを第１電圧Ｖｏ１に保持する。なお、このスイッチング制御回路４においてパルス幅変調が用いられる場合には、電界効果トランジスタＦのオン、オフのデューティ比を変化させることにより上述の定電圧制御が行われる。
【００３１】
定電圧制御回路３は、シャントレギュレータＳＲ、スイッチングトランジスタＱ、コンパレータＣＰ、直流電圧源１１、および複数の抵抗Ｒ１〜Ｒ７などを有している。接続構成を説明すると、出力端子ｃには、抵抗Ｒ１を介してフォトカプラＰＣのフォトダイオードのアノード端子が接続され、フォトダイオードのカソード端子は、シャントレギュレータＳＲのカソード端子に接続されている。シャントレギュレータＳＲのアノード端子は、第１グランドＧ１に接続されている。
【００３２】
また、出力端子ｃには、抵抗Ｒ２の一端が接続され、抵抗Ｒ２の他端には、抵抗Ｒ３の一端が接続され、抵抗Ｒ３の他端は、第１グランドＧ１に接続されている。シャントレギュレータＳＲは、そのリファレンス入力端子ｉｎが抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点ｋに接続されている。
【００３３】
出力端子ｄには、電流検知用抵抗Ｒ４および抵抗Ｒ５が接続されている。すなわち、出力端子ｄには、抵抗Ｒ５の一端が接続され、抵抗Ｒ５の他端には、抵抗Ｒ６の一端が接続され、抵抗Ｒ６の他端は、第２グランドＧ２に接続されている。なお、第２グランドＧ２は、第１グランドＧ１と異なる電位とされている。
【００３４】
コンパレータＣＰは、非反転入力端子に入力される電圧と、直流電源１１によって与えられ反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するものである。コンパレータＣＰは、その非反転入力端子が抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接続点に接続されている。コンパレータＣＰの反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。基準電圧Ｖｒｅｆは、負荷が軽負荷になったか否かを判別するための閾値に予め設定されている。
【００３５】
コンパレータＣＰは、たとえば非反転入力端子に入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを越える場合、すなわち負荷の状態が通常の場合、出力端子から「ＨＩＧＨ」レベルを出力する。一方、たとえば非反転入力端子に入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを越えない場合、すなわち負荷の状態が軽負荷になっている場合、出力端子から「ＬＯＷ」レベルを出力する。
【００３６】
また、上述した抵抗Ｒ２の両端には、抵抗Ｒ７およびｐｎｐ型のスイッチングトランジスタＱが並列に接続されている。詳細には、抵抗Ｒ２の一端には、抵抗Ｒ７の一端が接続され、抵抗Ｒ７の他端には、スイッチングトランジスタＱのエミッタ端子が接続され、スイッチングトランジスタＱのコレクタ端子は、抵抗Ｒ２の他端に接続されている。なお、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ７は、請求項に記載の「可変抵抗」に相当する。また、抵抗Ｒ３は、請求項に記載の「固定抵抗」に相当する。
【００３７】
次に、上記回路における作用について説明する。
【００３８】
通常の負荷時においては、図示しないモータやマイコンなどが駆動された状態とされ、出力電圧Ｖｏは第１電圧Ｖｏ１に制御されている。このとき、高周波トランスＴの２次巻線側には比較的高い電流が流れ、その電流が電流検知用抵抗Ｒ４に流れるため、負荷が通常の状態である場合には、図３に示す図２のａ点電圧波形（時刻Ｔより以前）に示すように、基準電圧Ｖｒｅｆより電流検知用抵抗Ｒ４の両端電圧の方が高くなる。そのため、コンパレータＣＰの出力は、「ＨＩＧＨ」レベルであり（図３に示す図２のｂ点電圧波形参照）、スイッチングトランジスタＱはオフ状態にあり、端子ｃと接続点ｋとの間の抵抗値は抵抗Ｒ２となる。したがって、接続点ｋの電圧、すなわち、シャントレギュレータＳＲのリファレンス入力端子ｉｎに入力される電圧は、出力電圧Ｖｏを抵抗値Ｒ２と抵抗値Ｒ３とで分圧した電圧（Ｒ３・Ｖｏ）／（Ｒ２＋Ｒ３）となる。
【００３９】
そのため、シャントレギュレータＳＲの基準電圧に対する出力電圧Ｖｏの比は、後述する軽負荷時の場合と比較して大きくなり、負荷が通常の状態である場合は、図３に示す図２のｃ点電圧波形（時刻ｔより以前）に示すように、出力電圧Ｖｏは第１電圧Ｖｏ１（１５Ｖ）に定電圧制御される。
【００４０】
一方、負荷が通常の状態から軽負荷の状態に変化すると、すなわち、負荷状態が、図示しないモータなどが駆動停止され、たとえばマイコンのみが駆動される状態になると、高周波トランスＴの二次巻線側に流れる電流が低下する。この低下した電流が電流検知用抵抗Ｒ４に流れると、コンパレータＣＰでは、図３に示す図２のａ点電圧波形（時刻ｔより以降）に示すように、基準電圧Ｖｒｅｆより電流検知用抵抗Ｒ４の両端電圧の方が下回ったことが検出され、コンパレータＣＰの出力端子からは、「ＬＯＷ」レベルが出力される（図３に示す図２のｂ点電圧波形参照）。
【００４１】
これにより、スイッチングトランジスタＱがオンし、端子ｃと接続点ｋとの間の抵抗値は抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ７の並列抵抗の値Ｒ２／／Ｒ７となる。したがって、接続点ｋの電圧、すなわち、シャントレギュレータＳＲのリファレンス入力端子ｉｎに入力される電圧は、出力電圧Ｖｏを並列抵抗値Ｒ２／／Ｒ７と抵抗値Ｒ３とで分圧した電圧（Ｒ３・Ｖｏ）／（Ｒ２／／Ｒ７＋Ｒ３）となる。そのため、シャントレギュレータＳＲの基準電圧に対する出力電圧Ｖｏの比は、上述の通常負荷時の場合と比較して小さくなり、出力電圧Ｖｏは、図３に示す図２のｃ点電圧波形（時刻ｔ時点）に示すように、第２電圧Ｖｏ２（たとえば５Ｖ）に変更される。
【００４２】
上記のように、本実施形態に係るスイッチング電源回路は、高周波トランスＴの二次側に流れる電流を検知し、その検知電流に基づいて負荷が通常の状態か軽負荷の状態に変化したと推定されると、シャントレギュレータＳＲのリファレンス入力端子ｉｎに入力される、出力電圧Ｖｏの分圧電圧の分圧比を変更することにより、当該出力電圧Ｖｏを第１電圧Ｖｏ１（本実施形態では１５Ｖ）よりも低い第２電圧Ｖｏ２（本実施形態では５Ｖ）に変更するようにしているので、負荷が軽負荷の状態になった場合にも出力電圧Ｖｏが不必要に高い電圧に制御されることがなく、負荷に適した低い電圧に制御する分、無駄な電力消費を抑制することができる。
【００４３】
また、このスイッチング電源回路によれば、外部からの制御信号に基づいて出力電圧Ｖｏを変換するのではなく、自己の回路のみにおいて出力電圧Ｖｏを変換している。そのため、たとえば外部からの制御信号に基づいて出力電圧Ｖｏを変換する構成のスイッチング電源回路に比べ、外部からの制御信号を必要とせず、すなわち、その制御信号を生成、伝達するための回路構成を必要としない。したがって、部品点数を削減することができるとともに、たとえば本スイッチング電源回路が実装された基板の寸法を縮小することができ、総じてコストの低減化を図ることができる。
【００４４】
なお、負荷の状態が、一旦軽負荷になり、再び通常の負荷に戻る場合は、上述した通常の負荷から軽負荷に変化した場合の動作と逆の動作が行われることにより、出力電圧Ｖｏは第２電圧Ｖｏ２から第１電圧Ｖｏ１に変更される。また、このスイッチング電源回路の商用電源投入時において、負荷が軽負荷になっているときは、高周波トランスＴの二次巻線側に流れる電流が小さいため、コンパレータＣＰの出力レベルは「ＬＯＷ」レベルとなるから、出力電圧Ｖｏは第２電圧Ｖｏ２に設定される。
【００４５】
また、本実施形態においては、高周波トランスＴの二次巻線側において流れる電流変化を検知したとき、その検知信号をスイッチング制御回路４に伝達するようにしてもよい。スイッチング制御回路４では、その検知信号に基づいて、たとえば電界効果トランジスタＦに対するオン、オフ信号を間欠的に発振させて、電界効果トランジスタＦや高周波トランスＴにおけるスイッチングロスを低減するようにしてもよい。
【００４６】
＜第２実施形態＞
図４は、本発明にかかる第２実施形態のスイッチング電源回路を示す図である。このスイッチング電源回路は、いわゆるフォワードコンバータ方式が採用されたものである。第１実施形態のスイッチング電源回路では、電流検知用抵抗Ｒ４に流れる電流に基づいて負荷が軽負荷になったことを検知していたが、この第２実施形態にかかるスイッチング電源回路では、これに代えて、高周波トランスＴ′の二次巻線側に設けられたチョークコイルＬの補助巻線Ｌａ（ともに後述）に誘起される電圧に基づいて負荷が軽負荷になったことを検出するようにしている。
【００４７】
フォワードコンバータ方式におけるスイッチング電源回路は、高周波トランスＴ′の一次側巻線および二次側巻線が同極性になるように構成され、高周波トランスＴ′の二次巻線には、ダイオードＤ３およびチョークコイルＬが出力端子ｃ，ｄに対してそれぞれ直列に、また、ダイオードＤ４および平滑用コンデンサＣ３が出力端子ｃ，ｄに対してそれぞれ並列に接続されている。
【００４８】
具体的には、高周波トランスＴ′の二次巻線の一端には、ダイオードＤ３のアノード端子が接続され、ダイオードＤ３のカソード端子は、出力端子ｃに接続されるとともに、ダイオードＤ４のカソード端子および平滑用コンデンサＣ３のプラス端子に接続されている。また、高周波トランスＴ′の二次巻線の他端には、ダイオードＤ４のアノード端子が接続されるとともに、チョークコイルＬの一端が接続されている。チョークコイルＬの他端は、平滑用コンデンサＣ３のマイナス端子側に接続されるとともに、出力端子ｄに接続されている。
【００４９】
チョークコイルＬには、補助巻線Ｌａが巻回され、図４に示すチョークコイルＬおよび補助巻線Ｌａの黒点を付した端子を正極性とし、他端を負極性とする。補助巻線Ｌａの負極性端子は、整流回路１５の整流ダイオードＤ５のアノード端子に接続されている。整流回路１５は、整流ダイオードＤ５および平滑コンデンサＣ５を有し、補助巻線Ｌａの両端に誘起される電圧を整流平滑化するものである。整流ダイオードＤ５のカソード端子には、平滑コンデンサＣ５のプラス端子が接続されている。補助巻線Ｌａの正極性端子には、平滑コンデンサＣ５のマイナス端子が接続されているとともに、回路グランドに接続されている。
【００５０】
そして、整流ダイオードＤ５のカソード端子は抵抗Ｒ５の一端に接続され、補助巻線Ｌａの両端に発生した電圧の分圧がコンパレータＣＰによって基準電圧と比較されるようになっている。なお、この第２実施形態では、抵抗Ｒ７とスイッチングトランジスタＱとによって構成される直列回路が抵抗Ｒ３に対して並列に接続されている。その他の構成については、上記した第１実施形態と略同様である。
【００５１】
この構成においても、補助巻線Ｌａに誘起される電圧は、負荷が軽負荷になったことにともなって小さくなるので、補助巻線Ｌａに誘起される電圧に基づく電圧をコンパレータＣＰによって基準電圧Ｖｒｅｆと比較することにより、負荷が軽負荷になったことを検出することができる。すなわち、コンパレータＣＰは、補助巻線Ｌａに誘起される電圧に基づく入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを下回ったとき、出力端子から「ＬＯＷ」レベルを出力する。
【００５２】
これにより、スイッチングトランジスタＱがオフし、シャントレギュレータＳＲの基準電圧に対する出力電圧Ｖｏの比が通常負荷時よりも小さくなり、当該出力電圧Ｖｏが第１電圧Ｖｏ１（たとえば１５Ｖ）よりも低い第２電圧Ｖｏ２（たとえば５Ｖ）に変更される。そのため、負荷の状態に応じた適切な出力電圧Ｖｏが負荷に対して供給されることになり、無駄な電力消費を抑制することができる。
【００５３】
もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。たとえば、本発明に適用されるスイッチング電源回路としては、自励発振タイプあるいは他励発振タイプのいずれであってもよい。また、フライバック方式あるいはフォワード方式のいずれであってもよい。また、定電圧出力電源あるいは定電流出力電源のいずれであってもよい。また、降圧方式あるいは昇圧方式のいずれであってもよい。また、カレントモード制御方式あるいはボルテージモード制御方式のいずれであってもよい。また、ＰＡＭ制御方式あるいはＰＷＭ制御方式のいずれであってもよい。要するに、本発明の範囲を逸脱しないスイッチング電源回路であれば、いかなるタイプまたは方式のものにも適用可能である。
【００５４】
また、上記実施形態においては、回路中に採用される、電界効果トランジスタＦおよびそれ以外の各種スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなどに適宜設計変更可能である。また、上記実施形態におけるその他の回路部品も適宜設計変更可能である。また、コンパレータＣＰの入出力端子間に抵抗やダイオードなどを適当に接続することにより、コンパレータＣＰの動作切り替え点にヒステリシスを設けるようにしてもよい。また、上記実施形態では、第１電圧を１５Ｖ、および第２電圧を５Ｖとして説明したが、これらの値は、マイコンなどの動作電圧に合わせて適宜設計変更可能である。上記実施形態で説明したマイコンは、出力電圧Ｖｏが上記した第１電圧または第２電圧でも動作する必要があるため、負荷側には、図示しない所定の電圧レギュレータが備えられている。この場合、第２電圧が供給されてもマイコンなどの動作を確保できるような３Ｖ出力用の電圧レギュレータが備えられており、マイコンなどはたとえば３Ｖで動作するタイプとなる。
【００５５】
【発明の効果】
本発明によれば、電流検知手段によって負荷の状態に基づく電流変化が検知され、その電流変化に基づいて負荷に与える出力電圧を変更するので、負荷の状態に応じた適切な電圧が負荷に対して供給されることになり、無駄な電力消費を抑制することができる。具体的には、電流検知手段によって検知された電流が所定値以下になると、すなわち、負荷が軽負荷の状態になったことが検知されると、出力電圧が第１の電圧からこれよりも低い第２の電圧に変更されるので、負荷が低電圧駆動の可能な状態に変化すると、それに応じて適切な出力電圧が負荷に対して供給されることになり、負荷変動にかかわらず高電圧出力する場合に比して無駄な電力消費を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態にかかるスイッチング電源回路を示す図である。
【図２】図１に示すスイッチング電源回路に含まれる定電圧制御回路の構成とその周辺回路を示す図である。
【図３】定電圧制御回路の各点における波形を示す図である。
【図４】本発明の第２実施形態にかかるスイッチング電源回路を示す図である。
【図５】従来のスイッチング電源回路を示す図である。
【符号の説明】
３ 定電圧制御回路
４ スイッチング制御回路
ＣＰ コンパレータ
Ｆ 電界効果トランジスタ
Ｌ チョークコイル
Ｔ 高周波トランス
Ｑ スイッチングトランジスタ
ＳＲ シャントレギュレータ

Claims (6)

1. スイッチング素子と、このスイッチング素子に接続されたトランスとを備え、前記トランスの二次側に接続された負荷に対して電力を供給するスイッチング電源回路であって、
   前記トランスの二次側には、
   前記負荷の状態に基づく電流変化を検知する電流検知手段と、
   第１の電圧とこれよりも低い第２の電圧との間で出力電圧を変更するものであり、前記電流検知手段によって検知された電流が所定値以下になると、前記出力電圧を第１の電圧から第２の電圧に変更する電圧変更手段と、
   を備えることを特徴とする、スイッチング電源回路。
2. 前記電圧変更手段は、前記出力電圧が所定の目標出力電圧からずれたことを検出する検出手段と、この検出手段の検出信号に基づいて前記スイッチング素子のオン・オフ駆動を制御することにより前記出力電圧を前記目標出力電圧に定電圧制御する駆動制御手段と、前記電流検知手段によって検知された電流に基づいて前記目標出力電圧を変更する目標電圧変更手段とからなる、請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記検出手段は、前記出力電圧の出力端に接続された可変抵抗と固定抵抗との直列回路によって当該出力電圧を分圧して検出する検出回路からなり、
   前記目標電圧変更手段は、前記電流検知手段によって検知された電流に基づいて前記可変抵抗の値を変更することにより前記目標出力電圧を変更するものである、請求項２に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記電流検知手段は、前記トランスの二次側と前記負荷との間に接続された電流検知用抵抗と、その電流検知用抵抗の両端電圧と予め定める基準電圧とを比較する比較手段とによって構成され、前記電圧変更手段は、前記比較手段からの出力信号に基づいて前記出力電圧を変更する、請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
5. 前記電流検知手段は、前記トランスの二次側に設けられ、その二次側に流れる電流を検知するための補助巻線と、その補助巻線に誘起される電圧と予め定める基準電圧とを比較する比較手段とによって構成され、前記電圧変更手段は、前記比較手段からの出力信号に基づいて前記出力電圧を変更することを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
6. 請求項１ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源回路が備えられたことを特徴とする、スイッチングレギュレータ。

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