JP2005198375A - 同期整流回路および電力変換器 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 この同期整流回路は、コンパレータ回路2の反転入力端子が抵抗R5を介してMOSFET1のソースに接続され、非反転入力端子は抵抗R3を介してMOSFET1のドレインに接続される。MOSFET1のソースからドレインの向きに整流電流isが流れると、ソースにプラス、ドレインにマイナスの電圧が発生し、コンパレータ回路2がオフとなってその出力端子の電圧をローレベルとして、トランジスタスイッチ5のベース電流を引き込み、トランジスタスイッチ5をオフにする。MOSFET1のドレインにプラス、ソースにマイナスの電圧が発生して逆電流が流れようとすると、それが直ちにコンパレータ回路2で検出され、トランジスタスイッチ5により短時間のうちに逆電流の発生を防止できる。
【選択図】 図1
Description
図10に示すフライバックコンバータにおいて、入力電源11の−(マイナス)電極端子はMOSFET12のソースと接続され、+(プラス)電極端子は電圧変換用トランス13の1次側巻線npを介してMOSFET12のドレインと接続されている。MOSFET12はNチャネルのMOSFETであり、その内部には寄生ダイオード(内蔵ダイオード)が図示極性で接続されている。このMOSFET12は、入力電源11の直流電圧Vinを制御する主スイッチを構成するものであって、そのゲートに供給されるPWM(パルス幅変調)パルスによって駆動される。したがって、このPWMパルスの時比率に応じたオン時間だけ、電圧変換用トランス13の1次電流ipが1次側巻線npを流れるように制御される。
ここで、逆電流検出回路を備えたMOSFET1の駆動回路について説明する。
図1の同期整流回路は、コンパレータ回路2の反転入力端子が抵抗R5を介してMOSFET1のソースに接続され、非反転入力端子は抵抗R3を介してMOSFET1のドレインに接続されている。そこでは、MOSFET1に順方向、つまりソースからドレインの向きに整流電流isが流れると、ソースにプラス、ドレインにマイナスの電圧が発生する。そこで、コンパレータ回路2がオフとなり、コンパレータ回路2の出力端子の電圧はローレベルとなって、トランジスタスイッチ5のベース電流を引き込んでトランジスタスイッチ5をオフにする。
つぎに、この発明の同期整流回路を電流共振型のコンバータに適用した場合について説明する。
図4の同期整流回路は、図1の同期整流回路と同様の構成であるが、この同期整流回路における制御回路22aでは、MOSFET21aのゲート制御を行う駆動制御手段が、抵抗R11と電圧変換用トランス20の2次側巻線nd1とによって構成されている点で図1のものと異なり、1次側巻線npから誘導される正弦波電流を交流の電圧源(Vd)として用いたものである。図5の同期整流回路もまた、図1の同期整流回路と同様の構成であるが、この同期整流回路における制御回路22bでは、MOSFET21bのゲート制御を行う駆動制御手段が抵抗R12と電圧変換用トランス20の2次側巻線nd2とによって構成されている。
図4、図5の同期整流回路では、電圧変換用トランス20の1次側巻線npから誘導される交流の電圧源(Vd)を用いてMOSFET21a,21bのゲート電流を制御していたが、図6ではMOSFET1を駆動可能な大きさであるコンバータの出力電圧自体を、直流電源6として利用している。このような構成であれば、電圧変換用トランス20における2次側巻線nd1,nd2が余分な巻線となって、コストの低減を図るうえで有効なものとなる。
ここには、図3に示す電圧変換用トランス20の1次側のMOSFET17,18を制御するゲート電圧VQ1,VQ2と、同期整流用のMOSFET21aに流れる整流電流isaの波形(MOSFET21bに流れる整流電流isbも同様)を示しており、いずれのタイミングでも、整流電流isaにマイナス側への逆電流が生じていない。
ここでは、逆電流によって生じる電圧と基準電圧をコンパレータで比較して、逆電流を検出して遮断を行う特許文献1に記載された整流回路の整流電流isoを示している。この場合には、それぞれゲート電圧VQ1,VQ2が立ち上がった直後のタイミングで、多少の逆電流がマイナス側へ流れている。
同期整流回路を設けた電力変換器は、複数台のコンバータを並列に接続してパワーアップを図る方法が、その電源機能向上のために一般的に用いられている。
このコンバータ回路は、図10のフライバックコンバータにこの発明の同期整流回路を適用した2台のDC−DCコンバータ100,200を接続したものである。101は同期整流回路の制御回路であり、例えば図1に示す構成を採用すればよい。このコンバータ回路は、それぞれの出力電流Io1,Io2の合計電流(Io1+Io2)を最大電流として負荷回路300に供給できる。
すなわち、DC−DCコンバータ100,200の出力電圧V01,V02は2台ともに厳密に同じ大きさではなく、必ずどちらか一方が高くなる。図9のコンバータ回路は、DC−DCコンバータ200の出力電圧V02がDC−DCコンバータ100の出力電圧V01より高いものとすると、出力電圧の高いDC−DCコンバータ200からDC−DCコンバータ100へ電流が流れ込もうとする。図10に示すように、電圧変換トランスの2次側巻線ndにてMOSFET14を直接駆動するような従来型の同期整流回路ではDC−DCコンバータ200からDC−DCコンバータ100に電流が逆流して、電圧変換用トランス13の1次側へ帰還される。これによって、異常振動や過大電流、電圧ストレスなどによる1次側スイッチの破壊などの問題が発生するという問題があった。
2 コンパレータ回路
3 電源回路
4 駆動回路
5 トランジスタスイッチ
6 直流電源
11 入力電源
12,17,18 MOSFET
13,19,20 電圧変換用トランス
15,16 出力端子
22a,22b 制御回路
D0,D01,D02 ダイオード
R1〜R5,R11〜R51,R12〜R52 抵抗
Claims (6)
- 電圧変換用トランスの2次側で、整流された2次電流によって出力コンデンサを充電するための同期整流用のMOSFETを備えた同期整流回路において、
前記MOSFETのドレインとソースとに非反転入力端子がそれぞれ接続されたコンパレータ回路と、
前記MOSFETのゲートとソースとの間に接続され、前記MOSFETのゲート制御を行う駆動制御手段と、
前記駆動制御手段に対して並列に設けられ、前記コンパレータ回路で前記出力コンデンサへの逆電流を検出したとき前記コンパレータ回路の出力によりオフするスイッチング手段と、
を備え、前記MOSFETは、通常はソースからドレインに整流電流を流すようにオンし、前記MOSFETのドレインからソースに逆電流が流れたときには前記スイッチング手段により前記MOSFETのゲートとソースとの間を短絡して、前記整流電流の逆電流を阻止することを特徴とする同期整流回路。 - 前記駆動制御手段は前記電圧変換用トランスの2次側の巻線を含み、前記巻線に発生する交流電圧を前記MOSFETのゲートに供給することを特徴とする請求項1記載の同期整流回路。
- 前記駆動制御手段は、前記電圧変換用トランスにより直流に変換された出力電圧を供給するように構成したことを特徴とする請求項1記載の同期整流回路。
- 前記電圧変換用トランスは、その1次側の巻線に対して共振コンデンサ及びチョークコイルからなる共振回路を設けて、電流共振型のコンバータを構成するものであることを特徴とする請求項1記載の同期整流回路。
- 請求項1記載の前記同期整流回路を備えた共振型コンバータによって、負荷回路に対して所定の直流電圧を供給するようにしたことを特徴とする電力変換器。
- 請求項1記載の前記同期整流回路を備えたフライバックコンバータによって、負荷回路に対して所定の直流電圧を供給するようにしたことを特徴とする電力変換器。
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