JP5007966B2 - Ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明はスイッチング電源に関し、特に交流入力電流を直接スイッチングして直流電圧を得る技術に関する。

従来、交流電源から直流電圧を作り出す手段としては、交流電圧をブリッジ整流器によって直流電圧に変換し、その直流電圧からスイッチ回路によって断続した交流電圧を作り、その交流電圧をトランスを介して所定の電圧に変換し、それを整流回路によって直流にするＡＣ−ＤＣコンバータが用いられている。

図６に従来のＡＣ−ＤＣコンバータの代表的な回路構成を示す。図６において、交流電源１０１が出力する交流電圧はブリッジ整流器１０２によって整流され、コンデンサ１０３によって平滑されて直流電圧になる。コンデンサ１０３の直流電圧はトランス１０４の１次巻線１０４ａとスイッチ素子１０５からなる直列回路に加わる。スイッチ素子１０５は発振制御回路１１１によって所定の間隔でオンとオフを繰り返すので、１次巻線１０４ａには断続した電圧が加わり、２次巻線１０４ｂには交流電圧が発生する。２次巻線１０４ｂの交流電圧はダイオード１０６によって整流され、更にリアクトル１０８とコンデンサ１０９によって平滑され、負荷１１０に直流電圧が供給される。

図６において、ブリッジ整流器１０２は４つのダイオードから構成されているが、交流電流の向きによって、それらのうち２つが導通する。１つのダイオードのドロップ電圧が１Ｖと仮定すると、１Ａの電流が流れるときは２Ｗの電力損失を生む。

ブリッジ整流器の電力損失を省くために交流電圧を直接スイッチングする考案がされている。その１例を図７に示す（特開２０００−２０８２９０）。図７は、スイッチ素子１１３とスイッチ素子１１４で構成される双方向スイッチ回路によって交流電源１０１から供給される交流電圧をオンオフし、ダイオード１１５とダイオード１１６によって整流して直流電圧を得ている。

図７は昇圧コンバータと呼ばれ、交流電圧の波高値より高い電圧がコンデンサ１０３に充電される。発振制御回路１１７の発振を適当に制御することによって交流電流の瞬時値を交流電圧の瞬時値に比例させることができる。交流電流が交流電圧に比例するということは、交流電流も正弦波になり高調波の含まない力率の良いコンバータになるので、力率改善回路（ＰＦＣ）に応用することができる。

負荷に供給する電圧が交流電圧の波高値より小さいとき、または交流電源から電気的に絶縁させたいときに、図７の回路だけでは不十分である。具体的には図７の回路のコンデンサＣ１０３に、図６のコンデンサＣ１０３より右側、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータを接続して用いる必要がある。この組合せを行なえば、ブリッジ整流器による電力損失が省かれ、かつ、力率改善が行われて、負荷に交流電源から電気的に絶縁された任意の値の直流電圧を供給することが可能になる。しかし、この組合せでは、回路上に２つのリアクトル（１１２と１０８）と４つのダイオード（１１５、１１６、１０６、１０７）が存在し、それらが回路全体を複雑にし、かつ、損失を増やしている。

本発明は、上述の組合せによってできるＡＣ−ＤＣコンバータの特徴である、ブリッジ整流器を省きながら力率改善回路を取り込むことと、負荷に任意の値の直流電圧を供給することを、より単純で、より損失の小さいＡＣ−ＤＣコンバータで実現する回路を提供することを目的としている。

上の目的を達成するために請求項１記載の発明は、交流電源と、その交流電源に直列に接続されたトランスの１次巻線と双方向開閉回路からなる直列回路と、１次巻線に電磁的に結合している２次巻線と、その２次巻線に生じるフライバック電圧を整流する全波整流器と、その全波整流器によって整流される電流を充電するコンデンサと、そのコンデンサ両端の電圧の供給を受ける負荷と、その電圧を一定に保つために双方向開閉回路の発振を制御する発振制御回路から構成されている。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において２次巻線がセンタータップを持ち、全波整流器もセンタータップ整流器に置き換えられた構成になっている。

請求項３記載の発明は、交流電源と、巻線と双方向開閉回路からなる直列回路と、その巻線の所定の位置に設けられたタップとその巻線の一方の端との間に生じるフライバック電圧を整流する全波整流器と、その全波整流器によって整流される電流を充電するコンデンサと、そのコンデンサ両端の電圧の供給を受ける負荷と、その電圧を一定に保つために双方向開閉回路の発振を制御する発振制御回路から構成されている。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、タップが巻線のセンターにあって全波整流器もセンタータップ整流器に置き換えられた構成になっている。

本発明によって、交流電流を直接スイッチングして任意の直流電圧を得るＡＣ−ＤＣコンバータが単純な回路でできるので普及しやすい。また、ブリッジ整流器を省略できるのでコンバータの効率が高くなる。

トランスの１次巻線に生じる電圧は、双方向開閉回路がオン状態のときは交流電源の電圧であり、双方向開閉回路がオフ状態のときはフライバック電圧である。交流電源の電圧がそのまま現われるときの電圧をここではフォワード電圧と呼ぶことにするが、フォワード電圧とフライバック電圧の向きは互いに反対になる。

フォワード電圧は交流の位相が０°〜１８０°では正の方向で、位相が１８０°〜３６０°では負の方向になるので、フライバック電圧は０°〜１８０°では負の方向で、１８０°〜３６０°では正の方向になる。フライバック電圧をとり出して定電圧制御を行なうのでフライバック電圧の絶対値は一定になる。フォワード電圧の包絡線は交流入力電圧と一致し、フライバック電圧の包絡線は方形波になる。

フライバック電圧成分だけを取り出すために、フライバック電圧の絶対値がフォワード電圧の波高値の絶対値より大きくなるようにオンとオフの比を選ぶ。フライバック電圧が交流波高値より高くなるので、フォワード電圧による電流は２次巻線に流れず全て１次巻線に流れてトランスの励磁エネルギーになる。

図１は請求項１記載の発明の実施例を示す回路図である。図において、ＭＯＳＦＥＴ３とＭＯＳＦＥＴ４はソースをコモンにして接続されている双方向開閉回路であり、発振制御回路５の信号によって同時にオンオフを行なう。ＭＯＳＦＥＴはボディダイオードを有しているのでゲートに加わる信号にかかわらず導通するので単方向スイッチ素子として働くが、２つのＭＯＳＦＥＴをソースをコモンにして直列接続することによって双方向開閉回路になる。図５は図１の２次巻線２ｂの電圧を交流電源１の交流の周期に時間軸を合わせてみたときの波形である。コンデンサ８にはフライバック電圧が充電されているので、フライバック電圧より常に低いフォワード電圧が巻線に発生しても電流は流れない。そして、１次巻線２ａの電流は２次巻線２ｂを介して流れないので、その電流によってトランス２に励磁エネルギーが蓄積され、オフ期間に２次巻線から放出される。すなわち、交流電源１からの入力電流を双方向開閉回路によってスイッチングしてもフライバックコンバータとして動作する。

図２は請求項２記載の発明の実施例を示す回路図である。図１との違いは２次巻線がセンタータップになっており、整流回路もブリッジ整流器からセンタータップ整流器になっている。２次巻線２ｂに発生する電圧と１次巻線２ａに流れる電流の波形は図５と同じである。

図３は請求項３記載の発明の実施例を示す回路図である。タップの位置を適当に選ぶことによって負荷に任意の直流電圧を供給することができる。

図４は請求項４記載の発明の実施例を示す回路図である。図３との違いは巻線がセンタータップになっているので、負荷に供給できる電圧の値に制限を受けるが、交流電圧の波高値の半分以上であれば任意の値を選ぶことができる。

産学上の利用可能性

回路構成がシンプルであることと、効率が高いということから電源に応用される機会が多い。配線形態がフライバックコンバータであることからピーク電流が大きくなり、スイッチ回路とトランス巻線によるロスが大きくなりやすいが、ＭＯＳＦＥＴを始めとするスイッチ素子の性能が改善されているので、そのデメリットは解決できる。

請求項１記載の発明の実施例の回路図である。 請求項２記載の発明の実施例の回路図である。 請求項３記載の発明の実施例の回路図である。 請求項４記載の発明の実施例の回路図である。 図１の回路図の動作を説明するための波形図である。 従来方式の１例を示す回路図である。 従来方式の１例を示す回路図である。

符号の説明

１ 交流電源
２ トランス
２ａ １次巻線
２ｂ ２次巻線
２ｃ ２次巻線
３、４ ＭＯＳＦＥＴ
５ 発振制御回路
６ ブリッジ整流器
７ センタータップ整流器
８ コンデンサ
９ 負荷
１０ 巻線
１１ タップ
１０１ 交流電源
１０２ ブリッジ整流器
１０３ コンデンサ
１０４ トランス
１０４ａ １次巻線
１０４ｂ ２次巻線
１０５ ＭＯＳＦＥＴ
１０６、１０７ ダイオード
１０８ リアクトル
１０９ コンデンサ
１１０ 負荷
１１１ 発振制御回路
１１２ リアクトル
１１３、１１４ ＭＯＳＦＥＴ
１１５、１１６ ダイオード
１１７ 発振制御回路

Claims (4)

1. 交流電源と、前記交流電源に直列に接続された１次巻線と双方向開閉回路からなる直列回路と、前記１次巻線に電磁的に結合している２次巻線と、前記２次巻線に生じるいずれの極性のパルスをも整流する全波整流回路と、前記全波整流回路の出力側に接続された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに充電される直流電圧の供給を受ける負荷と、前記２次巻線に前記双方向開閉回路がオフのときに生じるフライバック電圧を前記双方向開閉回路がオンのときに生じるフォワード電圧より高くし、かつ、前記フライバック電圧を一定に保つために前記双方向開閉回路の開閉を制御する制御回路からなり、これによって交流電流を直接スイッチングして直流電圧を作り出すことを特徴とする高力率ＡＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記２次巻線はセンタータップを備えており、前記全波整流器は前記２次巻線の両端と前記センタータップ間に生じる電圧を整流するセンタータップ付き整流器である請求項１記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
3. 交流電源と、前記交流電源に直列に接続された巻線と双方向開閉回路からなる直列回路と、前記巻線の所定の位置に設けられたタップと前記巻線の一方の端の間に生じるいずれの極性のパルスをも整流する全波整流回路と、前記全波整流回路の出力側に接続された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに充電される直流電圧の供給を受ける負荷と、前記タップと前記巻線の一方の端の間に前記双方向開閉回路がオフのときに生じるフライバック電圧を前記双方向開閉回路がオンのときに生じるフォワード電圧より高くし、かつ前記フライバック電圧を一定に保つために前記双方向開閉回路の開閉を制御する制御回路からなり、これによって交流電流を直接スイッチングして直流電圧を作り出すことを特徴とする高力率ＡＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記タップはセンタータップであり、前記全波整流器は前記巻線の両端と前記センタータップ間に生じる電圧を整流するセンタータップ付き整流器である請求項３記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。

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