JP2000164386A

JP2000164386A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2000164386A
Application number: JP10334394A
Authority: JP
Inventors: Katsunobu Hamamoto; 勝信濱本; Kazuhiro Nishimoto; 和弘西本
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1998-11-25
Filing date: 1998-11-25
Publication date: 2000-06-16

Abstract

(57)【要約】【課題】インバータ回路の高周波出力により共振回路を
利用して放電灯を点灯させる放電灯点灯装置において、
調光時の安定点灯とランプ寿命の改善を実現する。【解決手段】交流電源ＡＣを整流し、直流電圧に変換す
る直流電源部１と、少なくとも１つのスイッチング素子
を有し、前記直流電圧を高周波電圧に変換するインバー
タ部２と、少なくとも１つのインダクタＬ１、コンデン
サＣ２、放電灯４を有し、前記高周波電圧を入力して共
振作用により放電灯４を点灯する共振回路３と、前記イ
ンバータ部２の動作周波数を変化することにより、放電
灯４の光出力を調光制御する発振制御部６とを備えた放
電灯点灯装置において、インバータ部２の高周波電圧を
低電圧に変換する降圧手段を設けることで、調光時のイ
ンバータ部２の動作周波数を共振回路３の無負荷時の固
有振動周波数のより近傍に設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯を高周波で
点灯し、かつ、その光出力を可変とする調光用の放電灯
点灯装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】（従来例１）図１９に放電灯を高周波で
点灯させる従来の放電灯点灯装置の一例を示す。本回路
は商用電源ＡＣを直流電源部１により整流平滑して得ら
れる直流電圧を、インバータ部２のスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２によって高周波電圧に変換し、この高周波電圧
をインダクタＬ１及びコンデンサＣ２によって構成され
る共振回路３を介して放電灯４に供給するものである。
コンデンサＣ１は直流カット用のコンデンサであり、そ
の容量は、通常、共振回路３のコンデンサＣ２の容量に
対して比較的大きな値（Ｃ１≫Ｃ２）となるように設定
される。インバータ部２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
は、発振制御部６が発振する高周波信号で駆動回路７を
通じて交互にオン・オフされ、例えば約４５ｋＨｚの周
波数でスイッチングされる。また、放電灯４の光出力を
変化させて、放電灯４を調光させる場合には、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数（発振周波
数）を変化させる周波数調光方式がよく用いられる。こ
の場合、調光信号５を発振制御部６に与え、発振制御部
６の発振周波数を変化させることによって共振回路３の
インピーダンスを変化させ、放電灯４に流れるランプ電
流を変えることにより、放電灯４を調光するものであ
る。

【０００３】図２０はこの放電灯点灯装置において放電
灯４を調光させる場合の出力電圧の周波数特性を示す。
横軸はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波
数（発振周波数）、縦軸は放電灯４に印加される出力電
圧である。図中、（ａ）は全点灯時、（ｂ）は調光点灯
時、（ｃ）は無負荷時の周波数特性である。

【０００４】ここで、放電灯４の等価インピーダンスを
Ｒ、チョークコイルＬ１のインダクタンス値をＬ１、コ
ンデンサＣ２の容量をＣ２とすると、共振回路３のイン
ピーダンスＺは次式で表される。Ｚ＝ｊωＬ１＋１／｛（１／Ｒ）＋ｊωＣ２｝よって、共振回路３の固有振動周波数は、全点灯時及び
調光点灯時の等価インピーダンスをそれぞれＲ１、Ｒ２
（Ｒ１＜Ｒ２）とすると、次のようになる。

【０００５】

【数１】

【０００６】インバータ部２の発振周波数は、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２のストレス軽減のため、共振回路３
の固有振動周波数よりも大きな値に設定される。全点灯
時（ａ）、及び調光点灯時（ｂ）の発振周波数をそれぞ
れｆ１、ｆ２とすると（ｆ０＜ｆ１＜ｆ２）、この全点
灯時と調光点灯時の動作点は図２０のＤ点とＥ点にな
る。しかし、図２１に示すように、放電灯はランプ電流
が小さくなるほどランプ電圧が大きくなるという負特性
を持っているため、放電灯点灯装置の特性としては、調
光するほど出力電圧が大きくなるような特性でなけれ
ば、調光時に放電灯を安定に点灯させることができな
い。

【０００７】図１９の放電灯点灯装置では、調光点灯時
（ｂ）の出力電圧を大きくするには発振周波数ｆ２を無
負荷時（ｃ）の固有振動周波数ｆｏに近付ければ良い
が、調光点灯時（ｂ）の発振周波数は調光が深くなるほ
ど大きくなり、無負荷時（ｃ）の固有振動周波数ｆｏと
の差が大きくなるため、調光時の出力電圧を大きくする
には限界がある。このため、特に、調光比が３０％以下
の深調光時には、放電灯４がちらついたり、立ち消えし
てしまうという問題がある。

【０００８】（従来例２）上述のような問題点に対し
て、放電灯を調光比３０％以下の低光束状態まで安定し
て調光点灯させることのできる放電灯点灯装置として、
図２２に示す回路構成が既に提案されている。この第２
の従来例では、従来のチョークコイルＬ１とコンデンサ
Ｃ２で構成される共振回路３（第１の共振回路）の他
に、放電灯４と直列にコンデンサＣ３（第２の共振回
路）を挿入することによって、放電灯４の調光点灯時の
発振周波数を共振回路３の固有振動周波数に近付け、調
光点灯時の出力電圧を大きくしている。

【０００９】図２３は図２２の放電灯点灯装置の出力電
圧の周波数特性を示したものである。全点灯時（ａ）、
及び調光点灯時（ｂ）の固有振動周波数を第１の従来例
の場合と同様に求めると、以下の式で与えられる。

【００１０】

【数２】

【００１１】ただし、ここでは、計算の簡略化のため、
全点灯時（ａ）と調光点灯時（ｂ）の放電灯４の等価イ
ンピーダンスをそれぞれ次式のように近似している。Ｒ１≒０、Ｒ２≒∞

【００１２】つまり、チョークコイルＬ１のインダクタ
ンス値とコンデンサＣ１、Ｃ３の容量の設定によって、
全点灯時（ａ）と調光点灯時（ｂ）の固有振動周波数を
任意に設定することができるため、調光点灯時（ｂ）の
発振周波数を無負荷時（ｃ）の固有振動周波数に近付け
ることによって調光時の出力電圧を大きくすることがで
き、放電灯４を安定に点灯させることができるのであ
る。

【００１３】この放電灯点灯装置によれば、調光比３０
％以下の調光点灯時においても安定した点灯状態を得る
ことができる。この場合、放電灯４に流れるランプ電流
の直流成分はコンデンサＣ３でカットできるため、直流
カット用のコンデンサＣ１は削除しても問題ない。

【００１４】（従来例３）次に、この放電灯点灯装置で
放電灯のフィラメントを予熱する予熱手段について説明
する。その構成を第３の従来例として図２４及び図２５
に示す。いずれの回路においても、交流電源ＡＣより整
流器ＤＢ、チョッパ回路８を介し、インバータ回路２へ
直流電圧Ｖｄｃを供給する。負荷側は直列コンデンサＣ
１を介して接続されたトランスＴ１と放電灯４を含んで
構成される。トランスＴ１は、直流重畳電圧と予熱電圧
を放電灯４に供給する。トランスＴ１の出力はチョッパ
回路８から出力される直流電圧Ｖｄｃに強く依存する。
放電灯４は、限流用のチョークＬ１を直列に接続されて
おり、このチョークＬ１のインピーダンスは、インバー
タ回路２の発振周波数に強く依存する。図２４の例で
は、チョッパ制御部７に入力される調光信号により、チ
ョッパ回路８から出力される直流電圧Ｖｄｃを下げるこ
とにより調光を行う。また、図２５の例では、インバー
タ制御部１２に入力される調光信号により、インバータ
回路２の発振周波数を変化させて、チョークＬ１のイン
ピーダンスの変化により調光を行う。

【００１５】ところが、このような放電灯点灯装置で
は、低光束調光時の点灯が不安定となる問題がある。図
２４に示す従来例においては、チョッパ回路８からの出
力電圧である直流電圧Ｖｄｃが低くなると、この直流電
圧Ｖｄｃに強く依存するトランスＴ１の印加電圧も低く
なり、放電灯４に供給される予熱電圧、直流重畳電圧も
低くなるため、低光束での安定点灯が困難になってく
る。図２５に示す従来例においては、インバータ回路２
の発振周波数で調光するため、直流電圧Ｖｄｃは変化せ
ず、直流重畳電圧、予熱電圧が調光にかかわらず一定電
圧で供給される。しかし、全点灯時に予熱電圧が高すぎ
ると、放電灯４の寿命を短くし、消費電力が多くなる原
因となる。

【００１６】（従来例４）このような問題点を解決した
のが、図２６に示す第４の従来例である。この従来例で
は、図２４又は図２５の回路構成において、放電灯４の
出力を下げる調光時にチョッパ回路８の出力電圧Ｖｄｃ
を上昇させる制御手段を備えたものである。このよう
に、放電灯４の出力を下げる調光時にチョッパ回路８の
出力電圧を上昇させることで、低光束調光時の予熱電
圧、直流重畳電圧を上げ、低光束調光時においても、安
定した点灯を維持するようにしている。

【００１７】以下、図２６の回路について図面を参照し
て説明する。商用交流電源ＡＣよりダイオードブリッジ
で構成される整流器ＤＢ１を介し、さらにチョッパ回路
８、インバータ回路２を介して負荷に電力を供給するよ
うになっている。チョッパ回路８は、チョークＬ３、ダ
イオードＤ１、スイッチング素子Ｑ３、コンデンサＣ４
で構成されている。また、インバータ回路２は、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ５，Ｄ６等で構成
されている。共振回路３は、チョッパ回路８の出力電圧
の直流電圧Ｖｄｃに強く依存するトランスＴ１と、発振
周波数に強く依存するチョークＬ１と、コンデンサＣ２
と放電灯４によって構成されている。トランスＴ１は２
次側の巻線にて放電灯４のフィラメントｆａ，ｆｂに予
熱電流を供給し、また、ダイオードＤ４，Ｄ５、コンデ
ンサＣ７、チョークＬ５で構成される回路により放電灯
４に直流重畳電圧を印加する。

【００１８】次に、制御部について説明する。インバー
タ制御回路１２は、調光信号に応じてインバータ回路２
の発振周波数を制御する。チョッパ制御回路９は、スイ
ッチングレギュレータＩＣ１等にて構成され、チョッパ
回路８のスイッチング素子Ｑ３を制御する。調光信号
は、外部から供給されるオンデューティ可変の信号であ
り、フォトカプラＰＣを介して反転され、コンデンサＣ
９の電圧に変化され、バッファＩＣ２を介してスイッチ
ングレギュレータＩＣ１に入力される。調光信号のオン
デューティが小さいとき、インバータ制御回路１２はイ
ンバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１及びＱ２を低い
発振周波数により発振させるため、チョークＬ１のイン
ピーダンスは低く、放電灯４の出力は高くなる。調光信
号のオンデューティが大きくなると、インバータ回路２
の発振周波数は高くなり、チョークＬ１のインピーダン
スが高くなるので、放電灯４の出力は低くなる。その一
方で、チョッパ回路８の出力電圧Ｖｄｃが上昇するた
め、電圧に強く依存するトランスＴ１の１次電圧が上昇
し、放電灯４のフィラメントｆａ，ｆｂの予熱電圧と直
流重畳電圧が上昇し、放電灯４は低出力で安定した点灯
を行うことができる。このように、放電灯４の調光時に
チョッパ回路８の出力電圧を増大させ、放電灯４のフィ
ラメントｆａ，ｆｂへ供給される電力と直流重畳電力を
増大させることができる。したがって、放電灯４の予熱
と直流重畳を十分に行うことができ、低光束調光時や低
温時の安定した点灯を維持することができる。

【００１９】調光信号はフォトカプラＰＣを介して反転
され、バッファＩＣ２を介してスイッチングレギュレー
タＩＣ１に入力される。このときの放電灯４の出力Ｗｌ
ａと、チョッパ回路８の出力電圧Ｖｄｃと、スイッチン
グレギュレータＩＣ１に入力される検出電圧Ｖｓは、図
２７に示すような関係にあり、調光信号のオンデューテ
ィを大きくすると検出電圧Ｖｓは減少する。このため、
スイッチングレギュレータＩＣ１の入力電圧が低くな
り、チョッパ回路８の出力電圧Ｖｄｃは高くなる。この
とき、放電灯４は出力を下げており、チョッパ回路８の
出力電圧に強く依存するトランスＴ１はチョッパ回路８
の出力電圧の高くなったことにより、フィラメントｆ
ａ，ｆｂの予熱電圧と、直流重畳電圧を放電灯４の出力
が低くなるほど多く供給することになり、放電灯４の出
力に応じてチョッパ回路８の出力電圧である直流電圧Ｖ
ｄｃを調整することができる。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】以上説明してきた放電
灯点灯装置において、ＡＣ電源を整流・平滑し、インバ
ータ回路の電源となる直流電源は不可欠のものである
が、この直流電源の出力電圧Ｖｄｃは、ＡＣ電源の電源
電圧、及び直流電源の回路方式に大きく影響される。例
として、まず、ＡＣ電源を整流するダイオードブリッジ
などの整流器と、この整流出力を平滑する平滑コンデン
サとからなるコンデンサインプット型の直流電源につい
て説明する。

【００２１】コンデンサインプット型の直流電源の出力
電圧はＡＣ電源電圧で決まり、ＡＣ電源が１００Ｖの場
合は直流電源の出力は１００Ｖ×√２＝１４１Ｖ、ＡＣ
電源が２００Ｖの場合の直流電源の出力は２００Ｖ×√
２＝２８２Ｖとなる。よって、ＡＣ電源が異なる場合に
同一の放電灯を点灯するためには、インバータ回路に接
続される共振回路を構成するインダクタ、コンデンサの
設計を変更する必要が生じる。一方、消費電力が比較的
高い放電灯（ランプ電力３０Ｗ以上、ランプ電圧１００
Ｖ以上を目安とする）においては、従来例１に示すイン
バータ回路、共振回路の構成で、直流電源電圧が低い場
合、インバータ回路の動作周波数５０ｋＨｚ近辺では放
電灯の定格特性を得にくい傾向があり、定格特性を得る
ためにはインバータ回路の動作周波数がより高い周波数
となる傾向となり、同時にコンデンサＣ２の容量もより
大容量となる傾向となる。

【００２２】このため、ＡＣ電源が１００Ｖの場合は、
コンデンサを流れる無効電流が増加することによる消費
電力の悪化、スイッチング素子の大型化、さらに雑音の
悪化などの問題が生じやすい。さらにコンデンサインプ
ット型の直流電源では、入力電流の波形歪みの問題もあ
り、これら問題を解決するため、従来例３，４に示す昇
圧チョッパ回路を直流電源として使用するケースが多
い。

【００２３】この昇圧チョッパ回路を用いた場合、例え
ば昇圧チョッパ回路の出力電圧を２８２Ｖ以上として共
振回路を設定すると、ＡＣ電源電圧が１００〜２００Ｖ
の広範囲にわたって同一の点灯装置を使用ができるとい
う効果もある。しかし、この場合、調光用の放電灯点灯
装置においては次のような問題が生じる。

【００２４】従来例２で説明したように、調光点灯時の
動作周波数を共振回路の固有振動周波数に近づけること
により、出力電圧を大きくとることができ、深調光時の
ちらつき、立ち消えを改善することができる。ところ
が、上記のように、ＡＣ電源の広範囲にわたって同一の
共振回路を設計する場合はＡＣ電源の最も高い電圧をも
とに行う必要がある。

【００２５】ここで、具体例として松下製のツイントリ
プル３２Ｗのランプ特性を用いて説明する。ツイントリ
プル３２Ｗの調光時の特性は下記のようになる。

【００２６】

【表１】

【００２７】この結果から各調光時の等価抵抗値Ｒを算
出し、直流電源３６０Ｖ、共振回路のチョークＬ１のイ
ンダクタンス値を３２ｍＨ、コンデンサＣ２の容量を
１．０ｎＦ、コンデンサＣ３の容量を３．３ｎＦとした
場合の周波数特性は図２８のようになる。同図に示すよ
うに各共振カーブでの動作点（＝所定のランプ電圧とな
る点）はほぼ連続的に変化しておりランプ電力６Ｗまで
支障無く調光できることがわかる。

【００２８】ランプ電力６Ｗ時を調光下限とし、この共
振カーブで所定の二次電圧Ｖ５（＝１７９Ｖ）を満たす
周波数をｆ５とする。ここで、ランプが点灯していない
無負荷状態（Ｒ＝∞）にある場合の周波数特性を図２９
に示す。この場合の周波数ｆ５における二次電圧をＶｏ
とすると、Ｖｏ−Ｖ５は約７７Ｖとなる。このＶｏ−Ｖ
５の値が大きいほど、より十分な二次電圧をとることが
できることになり、放電灯の特性安定時の過渡特性、電
源電圧の変動（瞬時的なものも含めて）などによるちら
つき、立ち消えが発生することがない安定した調光点灯
を行うことができる。

【００２９】ここで、直流電源の電圧値を高くした場合
について考える。上記の共振回路と同じ定数の場合、直
流電源の電圧値が高くなることにより、ランプ電流が増
加し、所定の出力より大出力となるため、インバータ回
路の動作周波数をより高い周波数とする必要がある。例
えば直流電源４１０Ｖ（３６０Ｖの１．１４倍）とする
と、調光下限での動作周波数ｆ５’はｆ５の約１．０４
倍となり、ｆ５’での無負荷二次電圧をＶｏ’とすると
Ｖｏ’−Ｖ５は約５９Ｖとなる。この値は前述の例に比
べ小さい値となっており、十分な二次電圧が得にくくな
っていることが分かる。

【００３０】共振回路の部品であるチョークのインダク
タンス値、コンデンサの容量値を変更した場合も同様の
結果となり、その一例を下表にしめす。表２はインダク
タＬ１を変えた場合、表３はコンデンサＣ２を変えた場
合である。

【００３１】

【表２】

【００３２】

【表３】

【００３３】なお、ここでは調光下限での二次電圧をＶ
ｄ、二次電圧がＶｄとなる周波数ｆｄでの無負荷二次電
圧をＶｏと示す。全点灯時の動作条件が同じであること
は言うまでもない（動作周波数を５０ｋＨｚ付近に設定
する）。

【００３４】以上、従来例２の共振回路の構成をもとに
説明したが、従来例１の共振回路の構成でも同様な傾向
がある。任意の定数でチョークのインダクタンス値を変
えた場合の一例を表４に示す。

【００３５】

【表４】

【００３６】この例では、Ｖｏ−Ｖｄは前記の例に対し
て低い値となっているが、これは調光下限を約３０％以
下とし、かつ、従来例１の共振回路構成が従来例２の共
振回路構成に比べて、深調光しにくい構成であるためで
あり、調光下限値を高くすれば、当然Ｖｏ−Ｖｄも高く
なる。調光下限を高くした場合も直流電源に対する傾向
は同様となり、直流電源が高いほど調光時に不安定とな
ることがわかる。

【００３７】次に従来例３，４について説明する。前述
のように、調光時の安定点灯のためには、共振回路を十
分な二次電圧を出力する構成とする必要があることに加
え、放電灯のフィラメントを適切に予熱することも重要
な要因となる。さらに調光時の予熱は、フィラメントを
最適温度とし、放電灯の寿命の悪化を防ぐ役割も持つ。
すでに説明したように、従来例３の問題点を解決したの
が従来例４であり、深調光するに応じて、直流電源であ
る昇圧チョッパ回路の出力電圧を上昇させ、これにより
放電灯のフィラメントへ供給される予熱電流値を大きく
している。これは、フィラメントの予熱という観点では
安定した調光点灯を行うことができるが、すでに前述の
ように、共振回路では十分な二次電圧を出力しにくい方
向に制御を行っていることになる。

【００３８】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、インバータ回路
の高周波出力により共振回路を利用して放電灯を点灯さ
せる放電灯点灯装置において、調光時の安定点灯とラン
プ寿命の改善を実現することにある。

【００３９】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
課題を解決するために、図１に示すように、交流電源Ａ
Ｃを整流し、直流電圧に変換する直流電源部１と、少な
くとも１つのスイッチング素子を有し、前記直流電圧を
高周波電圧に変換するインバータ部２と、少なくとも１
つのインダクタＬ１、コンデンサＣ２、放電灯４を有
し、前記高周波電圧を入力して共振作用により放電灯４
を点灯する共振回路３と、前記インバータ部２の動作周
波数を変化することにより、放電灯４の光出力を調光制
御する発振制御部６とを備えた放電灯点灯装置におい
て、前記高周波電圧を低電圧に変換する降圧手段を備え
たことを特徴とするものである。このようにインバータ
部２の高周波電圧を低電圧に変換する降圧手段を設ける
ことで、調光時のインバータ部２の動作周波数を共振回
路３の無負荷時の固有振動周波数のより近傍とすること
により、安定した調光点灯を行うことができるものであ
る。

【００４０】

【発明の実施の形態】（実施例１）図１に本発明の基本
構成を示す。本発明では、直流電源部１の出力電圧をイ
ンバータ部２において高周波電圧に変換する際、降圧回
路を設けたことにより、この高周波電圧を低電圧とし、
調光時の動作周波数ｆｄが、共振回路３の無負荷時の固
有振動周波数ｆｏのより近傍となることによって、深調
光時に安定した点灯を行うことができる。図１の構成に
おいて、インバータ部２は少なくとも１つ以上のスイッ
チング素子、スイッチング素子を駆動する駆動回路など
で構成されており、この駆動回路に制御信号を出力する
発振制御部６を付設してある。

【００４１】図２に、より具体的な構成を示す。直流電
源部１は商用電源ＡＣを整流して直流電圧に変換できる
構成であれば、どのような構成でもよい。ここでは説明
のため、従来例３，４で示された、昇圧チョッパ回路で
考える。直流電源部１の出力端は、スイッチング素子Ｑ
３、インダクタＬ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ
４、及びチョッパ制御部９で構成される降圧回路８に接
続されており、この降圧回路８の出力電圧が、インバー
タ回路２を構成するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列
回路に印加される。

【００４２】この降圧回路８の構成は、一般的に降圧チ
ョッパ回路として知られており、その動作の詳細な説明
は省略するが、チョッパ制御部９の制御信号によりスイ
ッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦすることによって、直
流電源部１から入力される電圧Ｖｄｃに対し、降圧回路
８から出力される電圧Ｖｄｃ’は、Ｖｄｃ’＜Ｖｄｃと
なるよう所定のレべルに制御される。スイッチング素子
Ｑ１、Ｑ２は、駆動回路７からの制御信号により交互に
ＯＮ、ＯＦＦすることによって、高周波電圧への変換を
行う。

【００４３】スイッチング素子Ｑ２の両端には、コンデ
ンサＣ１を介して、インダクタＬ１、コンデンサＣ２、
放電灯４で構成される共振回路３が接続されている。こ
の共振回路３は、スイッチング素子Ｑ１の両端に接続し
てもよい。駆動回路３の出力する制御信号の周波数は、
発振制御部６によって決定されており、調光信号５に応
じてその周波数を変化することができる。よって、イン
バータ回路２の動作周波数は変化し、従来例と同様に放
電灯４の光出力を変化させて、調光点灯する。

【００４４】従来例で説明したように、スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に印加される電圧が高い場合、
深調光時に十分な二次電圧を得ることができず、ちらつ
き・立ち消えが発生しやすいが、商用電源電圧、及び直
流電源部１の構成によって決まる出力電圧値に関わら
ず、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路によって変
換される高周波電圧を降圧回路８によって低電圧とする
ことができ、調光時に十分な二次電圧を放電灯４に印加
することができるため、深調光時においても、ちらつき
・立ち消えが発生することなく、安定に点灯することが
できる。

【００４５】また、直流電源部１は昇圧チョッパ回路の
構成とすることにより、調光性能を損なうことなく、点
灯装置に入力される交流電源ＡＣの電圧値を広範囲に設
定することができる。さらにこの直流電源部１は、例え
ば交流電源が２００Ｖの場合は、従来例で説明したコン
デンサインプット型の全波整流方式とし、交流電源が１
００Ｖの場合は少なくともダイオード２つ、コンデンサ
２つ以上で構成される倍電圧整流方式としてもよい。こ
のような場合もインバータ部２（降圧回路８も含む）、
共振回路３は全く同じ構成でよく、交流電源ＡＣの電圧
値の違いによって調光性能を損なうことがない。

【００４６】本実施例では、インバータ部２は、直流電
圧を高周波電圧に変換する手段として、変形ハーフブリ
ッジ式の回路方式としているが、一石式・ハーフブリッ
ジ式などの他の方式でもよい。降圧回路８の構成は、イ
ンバータ部２から出力される高周波電圧を低電圧化でき
る構成ならば、どのような構成でもよく、例えば図３に
示すような構成でも良い。図３の降圧回路は、スイッチ
ング素子Ｑ３、トランスＴ２、タイオードＤ１、コンデ
ンサＣ４などで構成されており、一般的にフライバック
コンバータと呼ばれる方式であり、トランスＴ２の巻数
比での電圧設定が行える。

【００４７】放電灯の灯数も２灯以上の複数灯であって
もよく、インバータ回路の出力端に共振回路を複数並列
に接続したり、放電灯を直列に接続したり、共振回路に
バランサを備えるなど、どのような構成でもよい。

【００４８】（実施例２）図４に実施例２の構成を示
す。本実施例では、降圧回路８は、スイッチング素子Ｑ
２、ダイオードＤ１〜Ｄ３、インダクタＬ２、コンデン
サＣ４で構成されており、実施例１と同様に降圧チョッ
パ方式の構成となっており、スイッチング素子Ｑ２は、
直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路のスイ
ッチング素子の動作も合わせて持つ。

【００４９】この降圧回路８の動作は、スイッチング素
子Ｑ２のＯＮ時には、インダクタＬ２→コンデンサＣ４
→ダイオードＤ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流
が流れ、インダクタＬ２にエネルギーを蓄える。スイッ
チング素子Ｑ２のＯＦＦ時には、インダクタＬ２のエネ
ルギーは、インダクタＬ２→コンデンサＣ４→ダイオー
ドＤ１の経路で放出される。コンデンサＣ４に蓄積され
たエネルギーは、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時にダイ
オードＤ２を介して放出される。その他、主な構成は実
施例１と同じである。本実施例においても、実施例１と
同様に安定した調光点灯を行うことができる。さらに実
施例１では必要であった降圧回路８の制御手段が不要で
あり、制御を簡略化（制御回路の部品点数を削減）でき
る効果も持つ。

【００５０】（実施例３）図５に実施例３の構成を示
す。本実施例では、直流電源部１の出力端は、インバー
タ回路２を構成するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列
回路に接続されている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の
スイッチング動作によって高周波に変換された出力はコ
ンデンサＣ１を介して降圧回路８に供給されている。本
実施例における降圧回路８は、トランスＴ３で構成され
ており、インバータ回路２から出力される高周波電圧は
トランスＴ３に入力されている。このトランスＴ３の一
次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２は、巻数比がｎ１＞ｎ２とな
る降圧トランスとなっており、インバータ回路２から出
力された高周波電圧をその巻数比で決まる低電圧に変換
し、共振回路３へ出力する。

【００５１】本実施例においても、実施例１，２と同様
に安定した調光点灯を行うことができる。さらに、実施
例１では必要であった降圧回路のスイッチング素子、及
びその制御手段が不要であるため、大幅に部品点数を削
減できる。また、実施例２では、インバータ回路のスイ
ッチング素子と、降圧回路のスイッチング素子を兼用し
ているため、比較的大容量のスイッチング素子が必要と
されたが、本例では小容量のスイッチング素子でよい。

【００５２】（実施例４）図６に実施例４の構成を示
す。本実施例の構成は実施例３とほぼ同じであり、異な
る点は、実施例３では、降圧回路８を絶縁トランスで構
成しているのに対し、本例では非絶縁トランスで構成し
ている点、また、本実施例における共振回路３は、従来
例２で説明した、インダクタＬ１、コンデンサＣ２で構
成される第１の共振回路と、コンデンサＣ３で構成され
る第２の共振回路とで構成されている点であり、実施例
１〜３の共振回路構成（図１又は図２参照）に比べて、
安定した調光点灯が可能である。したがって、本実施例
では、降圧回路による効果と共振回路構成による効果に
よって、より安定した調光点灯が可能であるため、さら
に深調光が可能となり、省エネルギーの効果も大きい。

【００５３】（実施例５）図７に実施例５の構成を示
す。本実施例の構成は実施例３、４とほぼ同じであり、
異なる点は、実施例３、４では、降圧回路８をトランス
で構成しているのに対し、本実施例では、スイッチング
素子Ｑ２に並列にコンデンサＣ１、Ｃ５の直列回路を接
続し、コンデンサＣ５に並列に共振回路３を接続してい
る点である。なお、共振回路３は、従来例２・実施例４
と同じ構成としている。本実施例では、コンデンサＣ
１、Ｃ５の各容量によって決まる分圧電圧が共振回路３
に入力されているため、実施例３、４と同様な効果を持
つ。さらにトランスのような大型部品を使う必要がない
ため、比較的小型化できる効果も持つ。

【００５４】（実施例６）図８に実施例６の構成を示
す。主な構成は実施例５と同じである。本実施例では、
直流電源部１は、スイッチング素子Ｑ３、ダイオードＤ
１、インダクタＬ３、コンデンサＣ４、チョッパ制御部
９で構成される昇圧チョッパ方式となっている。また、
本実施例では、調光信号５は発振制御部６とチョッパ制
御部９に入力されている。発振制御部６では、調光信号
に応じてインバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ
２の駆動周波数を決定する。発振制御部６の出力信号は
駆動回路７に入力され、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の
駆動信号が出力される。一方、チョッパ制御部９では、
調光信号に応じて直流電源部１の出力電圧Ｖｄｃを変化
させる。ここで、調光信号をデューティ信号とし、その
オンデューティ（１周期に占めるオン期間の割合）に応
じて調光動作を行うものとし、オンデューティが０％の
ときに全点灯、オンデューティが１００％のときに調光
下限となるものとする。

【００５５】インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２の動作周波数は、図９に示すように、調光信号
のオンデューティが０％→１００％となるに応じて、低
→高と連続的に変化する。直流電源部１の出力電圧Ｖｄ
ｃは、図９に示すように、調光信号のオンデューティが
０％→１００％となるに応じて、高（Ｖｄｃ１）→低
（Ｖｄｃ２）となるようにチョッパ制御部９で制御され
ている。また、直流電源部１は昇圧チョッパ方式の回路
構成であり、交流電源ＡＣのピーク値Ｖｐとの関係は、
Ｖｄｃ１＞Ｖｄｃ２＞Ｖｐとなる。

【００５６】放電灯を調光するに応じて、直流電源部１
の出力電圧Ｖｄｃを低下させることによって、所定の光
出力となる調光下限時の動作周波数ｆｄは、より低い周
波数ｆｄ’としなければならない。一方、共振回路の無
負荷時の固有振動周波数ｆｏは一定であるため、調光下
限時の動作周波数ｆｄ’が共振回路の無負荷時の固有振
動周波数ｆｏにより近くなり、放電灯により十分な二次
電圧を供給しやすくなることになる。

【００５７】図１０に、同一の共振回路定数で、直流電
源の電圧を変えた場合の二次電圧の関係を示す。実線で
示すのが、直流電源の電圧が低い場合の調光下限時の放
電灯等価抵抗値による二次電圧の周波数特性、及び無負
荷時の周波数特性であり、一点鎖線で示すのが直流電源
の電圧が高い場合についての調光下限時と無負荷時の周
波数特性である。同図からも、直流電源の電圧値を低下
するように制御を行うことで、より安定した調光点灯を
行えることが分かる。また、直流電源が昇圧チョッパ方
式であるため、広範囲の交流電源への対応が可能とな
り、入力電流の波形歪みも改善される。

【００５８】（実施例７）図１１に実施例７の構成を示
す。本実施例の構成は実施例１とほぼ同じ構成であり、
異なる点は、共振回路３の構成が実施例４〜６と同じで
ある点、また、実施例６と同様に、調光信号５が発振制
御部６とチョッパ制御部９に入力される点である。降圧
回路８の出力電圧は、実施例６と同様に調光信号に応じ
て電圧値を図１２のようにＶｄｃ１’→Ｖｄｃ２’と変
化させるように制御される。本実施例の効果も実施例６
と同様であるが、実施例６では、インバータ回路２のス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に印加される電圧
は、交流電源ＡＣのピーク値Ｖｐ以上という制約がある
のに対し、本例では任意に設定できる。

【００５９】（実施例８）図１３に実施例８の構成を示
す。本実施例の構成は、ほぼ実施例７と同じであり、放
電灯４のフィラメントを予熱するためのトランスＴ１の
１次側を共振回路３に並列に接続している。トランスＴ
１の２次巻線ｎ２、ｎ３はそれぞれ予熱回路１０、１１
を介してフィラメントに接続されている。トランスＴ１
の２次巻線ｎ２、ｎ３に発生する電圧は、従来例３〜５
と同様に、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１、
Ｑ２の直列回路に印加される電圧に依存している。よっ
て、この電圧をＶｎ２（＝Ｖｎ３）とすると、放電灯全
点灯時にＶｎ２は高く、調光時にＶｎ２は低くなる。

【００６０】一方、予熱回路１０，１１は、図１４に示
す一例のように、インダクタＬ４とコンデンサＣ６を並
列接続した回路で構成されている。この予熱回路１０，
１１の共振周波数を、放電灯４の全点灯時の動作周波数
付近に設定することによって、予熱回路１０，１１のイ
ンピーダンスＺは、全点灯時（インバータの動作周波数
が低いとき）に大きく、調光時（インバータの動作周波
数が高いとき）には小さくなり、図１５に示すようにな
る。巻線電圧Ｖｎ２が大となる全点灯時の周波数付近で
は、予熱回路１０，１１のインピーダンスＺが大となる
ことによって、放電灯４のフィラメントに流れる予熱電
流を低く抑え、巻線電圧Ｖｎ２が小となる調光点灯時の
周波数付近では、予熱回路のインピーダンスＺが小とな
ることによって、放電灯４のフィラメントに流れる予熱
電流を大きくとり、フィラメントの温度を最適化するこ
とによって、安定した調光点灯を行うと共に、調光時の
ランプ寿命の悪化を防止する効果もある。

【００６１】（実施例９）図１６に実施例９の構成を示
す。本実施例の主な構成も、これまで説明した実施例と
同様であり、放電灯４のフィラメントを予熱する予熱手
段として、共振回路３のインダクタＬ１に二次巻線を設
け、予熱回路１０，１１を介して予熱を行っている。本
実施例の予熱電力供給源である共振回路のインダクタＬ
１の２次巻線の電圧は、図１７に示すような電圧となる
が、実施例８と同様な予熱回路を構成することにより、
巻線電圧Ｖｎ２が大となる全点灯時の周波数付近では、
放電灯４のフィラメントに流れる予熱電流を低く抑え、
Ｖｎ２が小となる調光点灯時の周波数付近では、放電灯
４のフィラメントに流れる予熱電流を大きくとることが
できる。なお、本実施例では、共振回路３のインダクタ
Ｌ１の２次巻線から予熱電流を得ているので、実施例８
のように予熱のためにトランスを追加する必要がない。

【００６２】（実施例１０）図１８に実施例１０の構成
を示す。本実施例の主な構成も、これまで説明した実施
例と同様であり、異なる点は、放電灯４のフィラメント
を予熱する予熱手段として、降圧回路８を構成するトラ
ンスＴ４に予熱用の巻線を設けた点であり、この巻線か
ら予熱回路１０，１１を介して放電灯４のフィラメント
を予熱している。実施例８、９では、予熱用の２次巻線
の電圧が、全点灯時に大、調光時に小となり、全点灯時
の予熱電流を低く抑えるために、予熱回路１０，１１を
構成するインダクタ、コンデンサにストレスがかかり、
部品が大型化してしまうという問題があったが、本実施
例では予熱巻線の電圧が調光のレべルに関わらず一定で
あるため、予熱回路を構成する部品にストレスがかかる
ことが少なく、部品を小型化できる効果がある。

【００６３】

【発明の効果】本発明によれば、交流電源を整流し、直
流電圧に変換する直流電源と、少なくとも１つのスイッ
チング素子を有し、前記直流電圧を高周波電圧に変換す
るインバータ部と、少なくとも１つのインダクタ、コン
デンサ、放電灯を有し、前記高周波電圧を入力して共振
作用により放電灯を点灯する共振回路と、前記インバー
タ部の動作周波数を変化することにより、放電灯の光出
力を調光制御する発振制御部とを備えた放電灯点灯装置
において、前記高周波電圧を低電圧に変換する降圧手段
を備えたものであるから、交流電源電圧の高低によって
調光性能を悪化させることなく、低光束まで安定に調光
点灯させることができるという効果がある。また、請求
項６〜８の発明によれば、調光時の放電灯のフィラメン
トに最適な予熱電流を供給することにより、さらに安定
に調光点灯させることができるとともに、ランプ寿命を
悪化させないという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。

【図２】本発明の実施例１の回路図である。

【図３】本発明の実施例１に用いる降圧回路の他の例を
示す回路図である。

【図４】本発明の実施例２の回路図である。

【図５】本発明の実施例３の回路図である。

【図６】本発明の実施例４の回路図である。

【図７】本発明の実施例５の回路図である。

【図８】本発明の実施例６の回路図である。

【図９】本発明の実施例６の調光時における直流電源部
の出力電圧とインバータの動作周波数の変化を示す特性
図である。

【図１０】本発明の実施例６の放電灯に印加される二次
電圧の周波数特性図である。

【図１１】本発明の実施例７の回路図である。

【図１２】本発明の実施例７の調光時における降圧回路
の出力電圧とインバータの動作周波数の変化を示す特性
図である。

【図１３】本発明の実施例８の回路図である。

【図１４】本発明の実施例８に用いる予熱回路の一例を
示す回路図である。

【図１５】本発明の実施例８に用いる予熱回路の周波数
特性を示す特性図である。

【図１６】本発明の実施例９の回路図である。

【図１７】本発明の実施例９の予熱巻線電圧の周波数特
性を示す特性図である。

【図１８】本発明の実施例１０の回路図である。

【図１９】従来例１の回路図である。

【図２０】従来例１の動作説明のための周波数特性図で
ある。

【図２１】一般的な放電灯の負性抵抗特性を示す特性図
である。

【図２２】従来例２の回路図である。

【図２３】従来例２の動作説明のための周波数特性図で
ある。

【図２４】従来例３の回路図である。

【図２５】従来例３の一変形例を示す回路図である。

【図２６】従来例４の回路図である。

【図２７】従来例４の調光信号のオンデューティと直流
電源部の出力電圧、光出力及び調光レベル信号の関係を
示す動作説明図である。

【図２８】従来例４の調光時の動作説明のための周波数
特性図である。

【図２９】従来例４の調光下限時と無負荷時の動作説明
のための周波数特性図である。

【符号の説明】

１直流電源部２インバータ部３共振回路４放電灯６発振制御部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 3K072 AA02 AA05 AB02 AB03 BA03 BA05 BB01 BB10 BC01 BC02 BC03 DB01 DB02 DD04 GA02 GB01 GB04 GB12 GB13 GC04 HA06 HA10 HB03 3K098 CC23 CC40 CC70 DD22 DD37 EE14 EE32 GG02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流し、直流電圧に変換す
る直流電源と、少なくとも１つのスイッチング素子を有し、前記直流電
圧を高周波電圧に変換するインバータ部と、少なくとも１つのインダクタ、コンデンサ、放電灯を有
し、前記高周波電圧を入力して共振作用により放電灯を
点灯する共振回路と、前記インバータ部の動作周波数を変化することにより、
放電灯の光出力を調光制御する発振制御部とを備えた放
電灯点灯装置において、前記高周波電圧を低電圧に変換する降圧手段を備えたこ
とを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】前記降圧手段は少なくとも１つのイン
ダクタとコンデンサで構成され、インバータ部を構成す
るスイッチング素子と前記降圧手段のインダクタとコン
デンサを直列に接続したことを特徴とする請求項１記載
の放電灯点灯装置。
【請求項３】前記降圧手段は、前記インバータ部と
前記共振回路の間に接続されたことを特徴とする請求項
１記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】前記降圧手段の出力電圧は、放電灯の
光出力を下げる調光レべルに応じて、その電圧レべルを
低下させることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか
に記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】前記共振回路は、インダクタ、コンデ
ンサが直列に接続されている第１の共振回路と、少なく
とも１つのコンデンサを有する第２の共振回路を備えた
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の放
電灯点灯装置。
【請求項６】放電灯のフイラメントを予熱する予熱
手段を有し、該予熱手段は、少なくとも１つのインダク
タとコンデンサを備えたことを特徴とする請求項１乃至
５のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】前記予熱手段は、第１の共振回路のイ
ンダクタであるチョークコイルの２次側に接続されたこ
とを特徴とする請求項６記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】前記降圧手段は、少なくとも１つのチ
ョークコイルを有し、前記予熱手段は、前記降圧手段の
チョークコイルの２次側に接続されたことを特徴とする
請求項６記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】前記直流電源は、交流電源に接続さ
れ、その入力電圧のピーク値より高い電圧を出力する回
路であることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに
記載の放電灯点灯装置。