CN110535362B - 电流检测方法 - Google Patents

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Abstract

一种电流检测方法，利用脉冲宽度调变控制器搭配输入电源处理单元、主要电感、切换元件、电流感测电阻、输出整流器及输出滤波器，用以将交流输入电源转换成整流输入电源及输出电源，并由输出电源供电给外部负载。当切换元件导通时，可藉电流感测信号侦测尖峰导通电流，并配合主要电感的电感值以及导通时间而计算整流输入电源的输入电压，接着，在切换元件关闭而不导通时，可藉电流感测信号侦测导通电流下降到零的零点时间，并配合电感值以及输入电压而计算输出电压。因此，并发明不需电阻性的分压器，并能大幅改善无负载下的功耗。

Description

电流检测方法
技术领域
本发明有关于一种电流检测方法，尤其是依据切换元件在打开/关闭时的感测信号，再经由计算以获得输入电压及输出电压，不需要任何分压器，进而大幅降低无负载的功耗，并改善整体的电气操作效率。
背景技术
随着科技的不断进步，不同电气/电子装置是要在特定的操作电压下操作。例如，集成电路(IC)一般是用5V、3V或1.8V供电，或DC马达需要12VDC，而高功率装置需要来自市电的110V或220V交流电。尤其，发光二极体(LED)显示器的灯管通常需要操作在更高的操作电压下。因此，已经开发许多种的电源转换器或逆变器以满足不同需求。
此外，为进一步改善电气操作效率，会将功率因素校正(Power factorCorrection，)的设计应用到电源转换。现有技术中一种传统PFC设计的示意图是显示于图1。一般而言，传统的PFC需要二分压器，可分别侦测输入电压及输出电压，进而调节用以打开/关闭切换元件脉冲宽度调变(PWM)驱动信号。
众所周知的是，传统的返驰转换器(flyback converter)具有结构较简单且操作电压范围较广的优点，是最常使用的切换点源转换器的其中之一。一般而言，在低耗电至中耗电的电子装置中，返驰转换器也是最为无所不在而普遍使用的。图2为现有技术中典型的一种返驰转换器设计。不过，返驰转换器也需要二分压器，分别侦测输入电压及输出电压而调节PWM驱动信号。
显然，PFC设计及返驰转换器都需要二分压器，尤其是二电阻性的分压器，会导致较高的功耗，特别是在无负载的条件下。由于省电的考量，更加严格的功耗要求会被加诸到电子/电气装置，而且电阻性的分压器实质上是很难满足即将面对的效率标准。因此，电子/电气产业界非常需要一种新颖的设计，藉以获得输入/输出电压而不需任何电阻性的分压器，进而克服现有技术的问题。
发明内容
本发明的主要目的在于提供一种电流检测方法，用以将交流输入电源转换成输出电源，并由脉冲宽度调变(PWM)控制器搭配输入电源处理单元、主要电感、辅助电感、切换元件、电流感测电阻、输出整流器及输出滤波器而执行。
输入电源处理单元接收交流输入电源，并经整流及滤波后产生整流输入电源。PWM控制器利用电流感测信号以获得整流输入电源的输入电压及输出电源的输出电压的相关资讯。
主要电感、切换元件及电流感测电阻是串接，并配置在输入电源处理单元以及接地位准之间。切换元件的汲极是连接至主要电感，切换元件的闸极是连接至PWM控制器的PWM驱动端，切换元件的源极是连接至PWM控制器的电流感测端，而电流感测电阻是配置在切换元件的源极以及接地位准之间。此外，输出整流器及输出滤波器是串接，并配置在主要电感以及接地位准之间，而由输出整流器及输出滤波器的连接点产生输出电源。
具体而言，本发明的电流检测方法包含；由初始步骤开始，PWM控制器经PWM驱动端产生用以打开、导通切换元件的PWM驱动信号，此时，有一导通电流是从输入电源处理单元的输出端依序经由主要电感、切换元件、电流感测电阻而流到接地位准，尤其，输出整流器因为处于逆偏压，所以是关闭且不导通；由电流感测端接收导通电流经流过电流感测电阻所产生的感测电压，以当作所需的电流感测信号；PWM控制器经导通时间之后，由电流感测端接收并侦测导通电流以当作尖峰导通电流，且尖峰导通电流除以导通时间而计算出导通电流在导通时间之内的导通电流上升斜率，并将导通电流上升斜率乘上主要电感的电感值而计算获得输入电压；PWM控制器更新PWM驱动信号以关闭切换元件，此时，有一负载电流是从输入电源处理单元的输出端依序流过主要电感、输出整流器，且进一步流过输出滤波器以及与输出滤波器且并联连接的负载，最后流到接地位准；导通电流在切换元件关闭时会开始下降，并由电流感测端接收电流感测信号以侦测导通电流是否下降到零，而从切换元件关闭到导通电流下降到零的时间是当作零点时间；以及尖峰导通电流除以零点时间，可得到导通电流的导通电流下降斜率，并将导通电流下降斜率乘上主要电感的电感值后再加上输入电压，即可计算获得输出电压。
因此，本发明的方法可依据切换元件在打开/关闭时的感测信号，再经由计算以获得输入电压及输出电压，不需要任何分压器，进而大幅降低无负载的功耗，并改善整体的电气操作效率。
换言之，可由感测电压的斜率可侦测并算出输入电压，同时，可由辅助电压的斜率便化而侦测并算出输出电压。既然已不需要用以侦测输入电源及输出电源的分压器，所以本发明方法能有效的降低无负载的功耗，以使得整体电气操作效率获得大幅改善。
此外，本发明的另一目的在于提供另一种的电流检测方法，是由脉冲宽度调变(PWM)控制器搭配电源输入单元、变压器、辅助绕组、切换元件、电流感测电阻、第一整流器以及输出单元而执行，且变压器包含初级绕组及次级绕组，而输出单元至少包含串接的输出整流器及输出滤波器。
进一步，电源输入单元接收交流输入电源，并经整流、滤波后转换成整流输入电源，而初级绕组、切换元件及电流感测电阻是依序串接而配置在电源输入单元以及接地位准之间，再者，第一整流器是连接在电流感测端以及切换元件的源极之间，辅助绕组及电流感测电阻的连接点是连接至接地位准。次级绕组藉感应初级绕组的电流而产生感应电流，并流入输出单元，因而输出电源是在输出滤波器上产生。
首先，电流检测方法是由PWM控制器产生PWM驱动信号，并经PWM控制器的PWM驱动端以导通切换元件，此时，导通电流是从电源输入单元的输出端经过初级绕组、切换元件、电流感测电阻而流到电源输入单元的低压端，亦即接地位准。
接着，PWM控制器接收电流感测电阻的感测电压以当作电流感测信号，且感测电压是依据-IQ*RS1而获得，其中IQ为导通电流，而RS1为电流感测电阻的电阻值。
PWM控制器计算整流输入电源的输入电压，是等于此时的感测电压，然后，关闭切换元件，再由PWM控制器接收来自辅助绕组的辅助电压，是等于辅助绕组藉感应次级绕组的次级侧电流所产生的辅助绕组电压在经第一分压电阻以及第二分压电阻的分压后而在第一分压电阻以及第二分压电阻之串接点的电压。
最后，PWM控制器依据Va(Toff)-K*Vcs(Toff)计算该出电源的输出电压，其中Vout为输出电压，Toff是PWM驱动信号关闭切换元件的时间，Va(Toff)是辅助绕组电压在时间Toff后的尖峰电压，Vcs(Toff)是PWM驱动信号关闭切换元件之前电流感测端的峰值电压，K是常数，是由WP*WA/WS2*(RSEC+RCES)/RS1决定，WP是该初级绕组的一缠绕匝数，WS是该次级绕组的一缠绕匝数，WA是该辅助绕组的一缠绕匝数。
上述的本发明方法可藉直接感测电压斜率(等同电流斜率)而侦测并计算输入电压，再利用辅助电压的斜率变化而侦测并算出输出电压，进而大幅降低无负载的功耗，并改善整体的电气操作效率。尤其，不需要用以侦测输入电源及输出电源的分压器，所以能有效的降低无负载的功耗，以使得整体电气操作效率获得大幅改善。
附图说明
图1显示现有技术中PFC控制器的示意图。
图2显示现有技术中返驰转换器的示意图。
图3显示本发明第一实施例电流检测方法的操作流程图。
图4显示用以实现本发明第一实施例电流检测方法的示范性电路示意图。
图5显示本发明第一实施例电流检测方法的示范性操作波形。
图6显示本发明第二实施例电流检测方法的操作流程图。
图7显示用以实现本发明第二实施例电流检测方法的示范性电路示意图。
图8显示本发明第二实施例电流检测方法的示范性操作波形。
图9为图7的部分电路示意图。
图10为图7中二次侧电流、辅助绕组电压、电流感测电压的波形图。
具体实施方式
以下配合图示及附图标记对本发明实施方式做更详细的说明，使熟悉本领域技术人员在研读本说明书后能据以实施。
参阅图3，本发明第一实施例电流检测方法的操作流程图。如图3所示，本发明第一实施例的电流检测方法是包含依序进行的步骤S10、S11、S12、S13、S14及S15，可藉由简单的电流感测及计算而直接获得输入电压及输出电压，不需使用传统上用来分别侦测输入电压及输出电压的二电阻性分压器。尤其是，无负载下的功耗会大幅降低。
为清楚解释本发明第一实施例电流检测方法的特点，请同时参考图4及图5，其中图4是用以实现本发明第一实施例电流检测方法的示范性电路示意图，而图5是本发明第一实施例电流检测方法的示范性操作波形。
图4的示范性电路包含输入电源处理单元10、主要电感LP、辅助电感LA、脉冲宽度调变(Pulse width modulation，PWM)控制器20、切换元件Q1、电流感测电阻RS、输出整流器Do及输出滤波器Co，用以将交流输入电源Vac调节成稳定的输出电源Vo。换言之，PWM控制器20是整体电路的核心，并搭配输入电源处理单元10、主要电感LP、辅助电感LA、切换元件Q1、电流感测电阻RS、输出整流器Do及输出滤波器Co以执行上述的步骤S10、S11、S12、S13、S14及S15，产生PWM驱动信号V_DRV而打开/关闭切换元件Q1。不过要注意的是，图4的电路是属于功率因数校正(Power factor correction，PFC)控制器的示范性实例而已，并非用以限定本发明的范围。换言之，其他，需要侦测输入电压、输出电压，并在整个PWM驱动下操作的类似电路也都应被涵盖于本发明中。
具体而言，输入电源处理单元10接收交流输入电源Vac，并经整流、滤波后产生整流输入电源Vi。主要电感LP、切换元件Q1及电流感测电阻RS是串接，并配置在输入电源处理单元10以及接地位准GND之间，切换元件Q1的汲极是连接至主要电感LP，切换元件Q1的闸极是连接至PWM控制器20的PWM驱动端DRV，切换元件Q1的源极是连接至PWM控制器20的电流感测端CS，电流感测电阻RS是配置在切换元件Q1的源极以及接地位准GND之间。此外，输出整流器Do及输出滤波器Co是串接并配置在主要电感LP以及接地位准GND之间，并由输出整流器Do及输出滤波器Co的连接点产生输出电源Vo。
尤其，PWM控制器20是利用来自电流感测电阻RS的电流感测信号V_CS，当作感测电压，藉以获得关于整流输入电源Vi的输入电压Vin及输出电源Vo的输出电压Vout的资讯。
更加具体而言，电流检测方法是由步骤S10开始，当作初始步骤，主要是由PWM控制器20经PWM驱动端DRV而产生用以打开、导通切换元件Q1的PWM驱动信号V_DRV。此时，有一导通电流IQ从输入电源处理单元10的输出端经由主要电感LP、切换元件Q1、电流感测电阻RS而流到接地位准GND，且输出整流器Do是处于逆偏压状态，而为关闭且不导通。
接着进入步骤S11，由电流感测端CS接收导通电流IQ经流过电流感测电阻RS所产生的感测电压，用以当作所需的电流感测信号V_CS。然后执行步骤S12，PWM控制器20在经过预设的导通时间Ton之后，利用电流感测端CS接收并侦测导通电流IQ，以当作尖峰导通电流Ipeak，且将尖峰导通电流Ipeak除以导通时间Ton而计算导通电流IQ在导通时间Ton之内的导通电流上升斜率，再进一步将导通电流上升斜率乘上主要电感LP的电感值而计算获得输入电压Vin。
在步骤S13中，PWM控制器20更新PWM驱动信号V_DRV以关闭切换元件Q1，而此时，有一负载电流IL是从输入电源处理单元10的输出端流过主要电感LP、输出整流器Do，且进一步流过输出滤波器Co以及与输出滤波器Co并并联连接的负载RL，最后流到接地位准GND。
接着执行步骤S14，导通电流IQ在切换元件Q1关闭时会开始下降，并可由电流感测端CS接收电流感测信号V_CS，藉以侦测导通电流IQ是否下降到零，而从切换元件Q1关闭开始到导通电流IQ下降到零为止的时间是当作零点时间Tdis。
最后在步骤S15中，将尖峰导通电流Ipeak除以零点时间Tdis，而得到导通电流IQ的导通电流下降斜率，再将导通电流下降斜率乘上主要电感LP的电感值后，进一步加上步骤S13所获得的输入电压Vin，因而计算获得输出电压Vout。
因此，本发明的方法可依据切换元件在打开/关闭时的感测信号，再经由计算以获得输入电压及输出电压，而不需要任何分压器，进而大幅降低无负载的功耗，并改善整体的电气操作效率。
因此，本发明的方法可依据切换元件在打开/关闭时的感测信号，再经由计算以获得输入电压及输出电压，而不需要任何分压器，进而大幅降低无负载的功耗，并改善整体的电气操作效率。
较佳的，上述的输入电源处理单元10可由包含四整流二极体的桥式整流器而实现，且切换元件Q1是由功率金氧半场效电晶体(Metal-Oxide-Semiconductor FieldEffect Transistor，MOSFET)或功率双载子电晶体(Bipolar Junction Transistor，BJT)所构成。此外，输出整流器Do可为但不受限于二极体整流器或同步整流器，而输出滤波器Co可为但不受限于电容器。
要注意的是，上述本发明第一实施例的电流检测方法也可适用于一次回授的电源转换器，比如返驰转换器(flayback converter)，也可用于其他需要侦测输入电压并藉PWM驱动而操作的类似电路。
要注意的是，上述本发明第一实施例的电流检测方法也可适用于一次回授的电源转换器，比如返驰转换器(flayback converter)，也可用于其他需要侦测输入电压并藉PWM驱动而操作的类似电路。
如图6及图7所示，本发明第二实施例的电流检测方法是包括依序进行的步骤S20、S21、S22、S23、S24及S25，是类似于图3的第一实施例，其主要差异点在于第二实施例的步骤S24是接收辅助电压，而非第一实施例中接收电流感测信号的步骤S14，此外，图7所针对的电路也不同于图4的电路。
具体而言，图7中用以实现本发明第二实施例电流检测方法的示范性电路是包含电源输入单元11、变压器TR、辅助绕组NA、PWM控制器21、切换元件Q1、电流感测电阻RS、第一整流器D1及输出单元30，用以将交流输入电源Vac调节成输出电源Vo以供应负载RL。变压器TR包含初级绕组NP及次级绕组NS，而输出单元30至少包含串接的输出整流器Do及输出滤波器Co。
进一步，电源输入单元11接收交流输入电源Vac，并经整流、滤波后转换成整流输入电源Vi。初级绕组NP、切换元件Q1及电流感测电阻RS是依序串接，并配置在电源输入单元11以及接地位准GND之间。第一整流器D1是连接在电流感测端CS以及切换元件Q1的源极S之间。辅助绕组NA及电流感测电阻RS的连接点是连接至接地位准。感应电流是由次级绕组NS藉感应初级绕组NP的电流而产生。因此，感应电流流入输出单元30，且输出电源Vo是在输出滤波器Co上产生。
然而，要注意的是，图7的电路只是当作示范性应用实例的返驰转换器(flaybackconverter)而已，并非用以限定本发明的范围。换言之，其他需要侦测输入电压并藉PWM驱动而操作的类似电路也都应涵盖于本发明中。
较佳的，上述的电源输入单元11可由但不受限于桥式整流器而实现，切换元件Q1可由但不受限于功率金氧半场效电晶体或功率双载子电晶体而构成，而输出整流器Do可为但不受限于二极体整流器或同步整流器，再者，第一整流器D1可由但不受限于整流二极体而构成。
更加具体而言，本发明第二实施例的电流检测方法是从步骤S20开始，由PWM控制器21产生PWM驱动信号V_DRV，并经PWM驱动端GATE以导通切换元件Q1。此时，导通电流IQ为一次侧电流IP，是从电源输入单元11的输出端经过初级绕组NP、切换元件Q1、电流感测电阻RS而流到电源输入单元11的低压端，亦即接地位准GND。之后，PWM控制器21进入步骤S21，接收电流感测电阻RS的感测电压以当作电流感测信号，其中感测电压是依据运算式-IQ*RS1而获得，RS1为电流感测电阻RS的电阻值。在经过预设的导通时间Ton之后，PWM控制器21执行步骤S22以计算为整流输入电源Vi的输入电压Vin，亦即此时的感测电压，其计算原理为：如果初级绕组NP、切换元件Q1、辅助绕组NA的功耗可忽略不计，则整流输入电源Vi的电输入压Vin是等于电流感测电阻RS的感测电压。接着，进入步骤S23，关闭切换元件Q1。
在步骤S24中，PWM控制器21接收来自辅助绕组NA的辅助电压Vaux，是等于辅助绕组NA藉感应次级绕组NS的次级侧电流所产生的辅助绕组电压Va在经第一分压电阻R1以及第二分压电阻R2的分压后而在第一分压电阻R1以及第二分压电阻R2之串接点的电压，且辅助电压Vaux、辅助绕组电压Va、第一分压电阻R1以及第二分压电阻R2之间关系为Vaux*(1+R2/R1)。其原理是切换元件Q1被关闭后，流过切换元件Q1的导通电流IQ是流过电流感测电阻RS而快速下降至零，并由次级绕组NS感应出二次侧电流IS，以供应负载电流IL，此时，辅助绕组NA会藉感应次级绕组NS的二次侧电流IS而产生辅助电压Vaux。
随着二次侧电感电流IS逐渐放电到零，辅助电压Vaux也会逐渐下降。对于非连续导通模式(DCM)而言，当二次侧电感电流IS下降至零时，因为无法提供辅助绕组NA维持辅助电压Vaux，所以辅助电压Vaux会快速下降，而辅助电压Vaux在二次侧电感电流IS下降至零的时间点一般称作膝部点(Knee point)。对于连续导通模式(CCM)而言，是在二次侧电感电流IS下降至零以前，便先导通切换元件Q1。很明显，不论是DCM或CCM，辅助电压Vaux都会逐渐下降，并由PWM控制器21计算辅助电压Vaux的下降斜率。
最后，PWM控制器21执行步骤S25，计算输出电压Vout。为清楚说明计算原理，可进一步同时参考图9及图10，其中图9为图7的部分电路示意图，并显示输出电容Co的等效串联电阻RCES，以及初级绕组NP的等效串联电阻RSEC、泄漏电感LLEAK，而图10显示二次侧电流IS、辅助绕组电压Va、电流感测电压Vcs的波形图。要注意的是，由图7的电路可轻易获得图8的辅助电压Vaux以及图10的辅助绕组电压Va之间的转换关系，不过在忽略辅助绕组NA到第一分压电阻R1、第二分压电阻R2之串接点之间的电阻及二极体之影响下，辅助绕组电压Va约为辅助电压Vaux*(1+R2/R1)。具体而言，计算输出电压Vout的计算式为：Vout＝Vak＝Va(Toff)-K*Vcs(Toff)，其中时间Toff是PWM驱动信号V_DRV关闭切换元件Q1的时间，Va(Toff)是辅助绕组电压Va在时间Toff后的尖峰电压，Vcs(Toff)是PWM off前电流感测端CS峰值电压，K是常数，而Vak是虚拟辅助绕组电压膝部点(Knee Point)，本质上是相当于关闭切换元件Q1后二次侧电流IS下降到零时的辅助绕组电压Va，此电压即为输出电压Vout。上述的K是由以下的计算式决定：K＝WP*WA/WS2*(RSEC+RCES)/RS1，其中WP是初级绕组NP的缠绕匝数，WS是次级绕组NS的缠绕匝数，WA是辅助绕组NA的缠绕匝数，RSEC是代表次级绕组NS的等效电阻值，RCES是代表输出滤波器Co往接地位GND准所看到的等效电阻值，主要是来自输出滤波器Co本身以及输出滤波器Co的连接线路所产生。
显而易见的是，本发明第二实施例的特点在于利用辅助电压Vaux的下降斜率而获得输出电压Vout，不需使用任何分压电阻，尤其是可在DCM及CCM中实现，不仅能简化整体的电路设计，同时降低功耗，并提升操作稳定性及可靠度。
综合而言，本发明方法的特点主要在于可在不需要任何分压器下，藉直接感测电压斜率(等同电流斜率)而侦测并计算输入电压，再利用辅助电压的斜率变化而侦测并算出输出电压，进而大幅降低无负载的功耗，并改善整体的电气操作效率。尤其，不需要用以侦测输入电源及输出电源的分压器，所以能有效的降低无负载的功耗，以使得整体电气操作效率获得大幅改善。
以上所述仅为用以解释本发明之较佳实施例，并非企图据以对本发明做任何形式上的限制，因此，凡有在相同的发明精神下所作有关本发明的任何修饰或变更，皆仍应包括在本发明意图保护的范畴。
其中，附图标记说明如下：
10 输入电源处理单元
11 电源输入单元
20 PWM控制器
21 PWM控制器
30 电源输出单元
CS 电流感测端
Co 输出滤波器
D1 第一整流器
Do 输出整流器
DRV PWM 驱动端
G 闸极
GATE PWM 驱动端
GND 接地位准
IL 负载电流
IP 一次侧电流
Ipeak 尖峰导通电流
IS 二次侧电流
IQ 导通电流
LA 辅助电感
LLEAK 泄漏电感
LP 主要电感
NA 辅助绕组
NP 初级绕组
NS 次级绕组
Q1 切换元件
R1 第一分压电阻
R2 第二分压电阻
RCES 等效串联电阻
RL 负载
RS 电流感测电阻
RSEC 等效串联电阻、
S 源极
Tdis 零点时间
Toff 关闭时间
Ton 导通时间
TR 变压器
Ts PWM 周期
Va 辅助绕组电压
Vac 交流输入电源
Vaux 辅助电压
Vcs 电流感测电压
Vi 整流输入电源
Vin 输入电压
Vo 输出电源
Vout 输出电压
V_CS 电流感测信号(感测电压)
V_DRV PWM 驱动信号
S10、S11、S12、S13、S14、S15 步骤
S20、S21、S22、S23、S24、S25 步骤

Claims (8)

1.一种电流检测方法，其特征在于，用以将一交流输入电源转换成一输出电源，且由一脉冲宽度调变(PWM)控制器搭配一输入电源处理单元、一主要电感、一辅助电感、一切换元件、一电流感测电阻、一输出整流器及一输出滤波器而执行，且该输入电源处理单元接收该交流输入电源，并经整流及滤波后产生一整流输入电源，该PWM控制器并藉一电流感测信号以获得关于该整流输入电源的一输入电压及该输出电源的一输出电压的资讯，该主要电感、该切换元件及该电流感测电阻是串接并配置在该输入电源处理单元以及一接地位准之间，该切换元件的一汲极是连接至该主要电感，该切换元件的一闸极是连接至该PWM控制器的一PWM驱动端，该切换元件的一源极是连接至该PWM控制器的一电流感测端，该电流感测电阻是配置在该切换元件的该源极以及该接地位准之间，该输出整流器及该输出滤波器是串接并配置在该主要电感以及该接地位准之间，该输出整流器及该输出滤波器的一连接点产生该输出电源，该电流检测方法包含：
一初始步骤，由该PWM控制器经该PWM驱动端而产生用以打开、导通该切换元件的一PWM驱动信号，一导通电流是从该输入电源处理单元的一输出端经由该主要电感、该切换元件、该电流感测电阻而流到该接地位准，该输出整流器为关闭且不导通；
由该电流感测端接收该导通电流经流过该电流感测电阻所产生的一感测电压，以当作该电流感测信号；
该PWM控制器在经一导通时间之后，由该电流感测端接收并侦测该导通电流以当作一尖峰导通电流，且该尖峰导通电流除以该导通时间而计算该导通电流在该导通时间之内的一导通电流上升斜率，并将该导通电流上升斜率乘上该主要电感的一电感值而计算获得该输入电压；
更新该PWM驱动信号以关闭该切换元件，一负载电流是从该输入电源处理单元的输出端流过该主要电感、该输出整流器，且进一步流过该输出滤波器以及与该输出滤波器并联连接的一负载，最后流到该接地位准；
该导通电流在该切换元件关闭时开始下降，并由该电流感测端接收该电流感测信号以侦测该导通电流是否下降到零，而从该切换元件关闭到该导通电流下降到零的一时间是当作一零点时间；以及
该尖峰导通电流除以该零点时间，而得到该导通电流的一导通电流下降斜率，将该导通电流下降斜率乘上该主要电感的电感值后再加上该输入电压而计算获得该输出电压。
2.根据权利要求1所述的电流检测方法，其特征在于，该输入电源处理单元是由包含四整流二极体的一桥式整流器而实现。
3.根据权利要求1所述的电流检测方法，其特征在于，该切换元件是由功率金氧半场效电晶体(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)或功率双载子电晶体(Bipolar Junction Transistor，BJT)构成。
4.根据权利要求1所述的电流检测方法，其特征在于，该输出整流器是一二极体整流器或一同步整流器，而该输出滤波器为一电容。
5.一种电流检测方法，其特征在于，用以将一交流输入电源转换成一输出电源，以供应一负载，且由一脉冲宽度调变(PWM)控制器搭配一电源输入单元、一变压器、一辅助绕组、一切换元件、一电流感测电阻、一第一整流器以及一输出单元而执行，该变压器包含一初级绕组及一次级绕组，该输出单元至少包含串接的一输出整流器及一输出滤波器，该电源输入单元接收该交流输入电源，并经整流、滤波后转换成一整流输入电源，该初级绕组、该切换元件及该电流感测电阻是依序串接而配置在该电源输入单元以及一接地位准之间，该第一整流器是该PWM控制器的一电流感测端以及该切换元件的一源极之间，该第一整流器是由一整流二级体而构成，该整流二级体的一阳极连接至该切换元件的源极，该整流二级体的一阴极连接至该PWM控制器的电流感测端，该辅助绕组及该电流感测电阻的一连接点是连接至该接地位准，该次级绕组藉感应该初级绕组的电流而产生一感应电流，该感应电流流入该输出单元，该输出电源是在该输出滤波器上产生，该电流检测方法包含：
由该PWM控制器产生一PWM驱动信号，并经该PWM控制器的一PWM驱动端以导通该切换元件，一导通电流从该电源输入单元的输出端经过该初级绕组、该切换元件、该电流感测电阻而流到该电源输入单元的一低压端，该低压端为该接地位准；
该PWM控制器接收该电流感测电阻的一感测电压以当作一电流感测信号，且该感测电压是依据一运算式-IQ*RS1而获得，其中IQ为该导通电流，而RS1为该电流感测电阻的电阻值；
在经过预设的导通时间Ton之后，该PWM控制器计算该整流输入电源的一输入电压，是等于该感测电压；
关闭该切换元件；
该PWM控制器接收来自该辅助绕组的一辅助电压，是等于该辅助绕组藉感应该次级绕组的二次级侧电流所产生的一辅助绕组电压在经一第一分压电阻以及一第二分压电阻的分压后而在该第一分压电阻以及该第二分压电阻之一串接点的电压；以及
该PWM控制器依据一计算式，Vout＝Va(Toff)-K*Vcs(Toff)，以计算该输出电源的一输出电压，Vout为该输出电压，Toff是该PWM驱动信号关闭该切换元件的时间，Va(Toff)是一辅助绕组电压Va在该时间Toff后的一尖峰电压，Vcs(Toff)是该PWM驱动信号关闭该切换元件之前该电流感测端的一峰值电压，K是常数，是由K＝WP*WA/WS2*(RSEC+RCES)/RS1决定，WP是该初级绕组的一缠绕匝数，WS是该次级绕组的一缠绕匝数，WA是该辅助绕组的一缠绕匝数，RSEC是代表该次级绕组的等效电阻值，RCES是代表该输出滤波器往该接地位准所看到的等效电阻值，主要是来自该输出滤波器本身以及该输出滤波器的连接线路所产生。
6.根据权利要求5所述的电流检测方法，其特征在于，该电源输入单元是由一桥式整流器而实现。
7.根据权利要求5所述的电流检测方法，其特征在于，该切换元件是由功率金氧半场效电晶体(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)或功率双载子电晶体(Bipolar Junction Transistor，BJT)构成。
8.根据权利要求5所述的电流检测方法，其特征在于，该输出整流器为一二极体整流器或一同步整流器。
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