CN102983760A

CN102983760A - 反激式开关电源系统及其恒流控制器

Info

Publication number: CN102983760A
Application number: CN2012102491193A
Authority: CN
Inventors: 黄煜梅; 秦亚杰
Original assignee: WUXI LIS ELECTRONIC TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: Shanghai Bright Power Semiconductor Co Ltd
Priority date: 2012-07-18
Filing date: 2012-07-18
Publication date: 2013-03-20
Anticipated expiration: 2032-07-18
Also published as: CN102983760B

Abstract

本发明涉及一种省略了变压器辅助绕组及反馈网络的开关电源系统及其恒流控制器。该开关电源系统包括一功率转换器，该功率转换器包括一变压器、一功率开关、以及一初级侧电流侦测电阻，该变压器由初级侧绕组和次级侧绕组构成，该功率开关为MOS场效应管，该功率开关的漏极连接该初级侧绕组，该功率开关的源极经由该初级侧电流侦测电阻接地。该恒流控制器包括一退磁检测器，该退磁检测器的一输入端连接该功率开关的栅极以引入一电流反馈信号，该电流反馈信号是由该功率开关的栅极寄生电容将耦合到该初级侧绕组的退磁耦合信号转换而成，并作为该退磁检测器的退磁结束指示信号。

Description

反激式开关电源系统及其恒流控制器

技术领域

本发明涉及开关电源系统，尤其是涉及一种反激式开关电源系统以及该反激式开关电源系统的恒流控制器。

背景技术

目前，小瓦数的反激式（flyback）交直流变换（AC-DC）开关电源系统，正逐渐由传统的使用光耦和431（431是一种通用的三端稳压器集成电路）的次级侧控制架构向初级侧控制架构过渡。初级侧控制架构通过辅助绕组反馈次级侧信息，不需要光耦和431等次级侧反馈器件。图1示出一个传统的初级侧反馈的反激式开关电源系统，它可用于LED的恒流驱动。该开关电源系发统100包括输入整流器(input rectifier)110、功率转换器120、反馈网络130和脉冲宽度调制（PWM）控制器140。

如图1所示，输入交流电压Vac首先经过输入输入整流器110的全桥整流和滤波电容C1变换成近似直流的电压Vin，为功率转换器120提供电源。功率开关M1的漏极连接变压器TX的初级侧绕组PRI，栅极在PWM控制器140的控制下以一定的频率和占空比在导通和关断之间切换。当功率M1导通时，能量被存储在变压器TX的初级侧绕组PRI；当功率M1关断时，存储在初级侧的能量被转移到变压器次级侧的输出负载上，从而实现了功率的转换。公式（1）表示由变压器初级侧转移到输出负载上的功率即输出功率：

P_{o} = \frac{1}{2} \cdot L_{P} \cdot I_{p}^{2} \cdot f \cdot η - - - (1)

其中，L_P是变压器初级侧的感量；I_P是变压器初级侧线圈导通时的峰值电流，它和功率开关M1的导通时间成正比，f是功率开关的工作频率，η代表功率转换器的转换效率。对于一个给定的功率转换器，L_P和η都是常数，所以输出功率是I_P和f的函数。在图1所示的开关电源系统中，需要为LED负载提供一个和负载电压无关的恒定输出电流。当前，初级侧控制的反激式开关电源系统通常所采用的技术方案是：通过辅助绕组和反馈电阻R2,R3组成的反馈网络获得变压器次级侧绕组的退磁时间信息，通过功率转换器120中的电流侦测电阻Rs采样变压器的峰值电流信息。这样，以前述两个信息作为PWM控制器140的输入信号去调制PWM输出脉冲，从而控制输出电流的恒流输出。

上述系统虽然比传统的光耦二次侧反馈系统更简单，但是仍然需要一个额外的辅助绕组、反馈电阻网络及供电整流二极管来实现反馈和对控制芯片供电，这无疑增加了电源系统的成本和尺寸。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种恒流控制器，可从省去了变压器的辅助绕组和反馈网络的反激式开关电源系统中获取反映退磁时间信息的电流反馈信号。

本发明的另一目的是提供一种反激式开关电源系统，省去了变压器的辅助绕组和反馈网络以简化结构。

本发明的一个方面提出一种恒流控制器，用于反激式交流到直流开关电源系统，该开关电源系统包括一功率转换器，该功率转换器包括一变压器、一功率开关、以及一初级侧电流侦测电阻，该变压器由初级侧绕组和次级侧绕组构成，该功率开关为MOS场效应管，该功率开关的漏极连接该初级侧绕组，该功率开关的源极经由该初级侧电流侦测电阻接地。该恒流控制器包括一退磁检测器，该退磁检测器的一输入端连接该功率开关的栅极以引入一电流反馈信号，该电流反馈信号是由该功率开关的栅极寄生电容将耦合到该初级侧绕组的退磁耦合信号转换而成，其中该电流反馈信号作为该退磁检测器的退磁结束指示信号。

在本发明的一实施例中，该退磁检测器包括电流比较器及前沿消隐模块。该电流比较器具有一输入端、一输出端及一控制端，该电流比较器的输入端连接该功率开关的栅极，该电流比较器比较该电流反馈信号与一阈值电流，并据此经该输出端输出一逻辑电平。该前沿消隐模块具有一输入端及一输出端，该前沿消隐模块输入一脉冲宽度调制信号，并输出一前沿消隐信号至该控制端以使能该电流比较器。

在本发明的一实施例中，该电流比较器包括第一恒流源、第二恒流源、第一NMOS管、第二NMOS管和第三NMOS管，该第一NMOS管的漏极和栅极短接，且漏极连接该第一恒流源及电流比较器的输入端，源极接地，该第二NMOS管的漏极连接该第二恒流源及电流比较器的输出端，源极接地，该第一NMOS管的栅极连接该第二NMOS管的栅极，该第三NMOS管的漏极连接该第二NMOS管的漏极，该第三NMOS管的源极连接该第二NMOS管的源极，该第三NMOS管的栅极连接该电流比较器的控制端。

在本发明的一实施例中，该电流比较器包括第一恒流源、第二恒流源、第一NMOS管、第二NMOS管、第一PMOS管和第二PMOS管；该第一PMOS管的源极连接一电源，漏极和栅极短接，且漏极连接该第二NMOS管的漏极，该第二NMOS管的源极连接该第一恒流源及电流比较器的输入端；该第二PMOS管的源极连接该电源，漏极连接该第二恒流源及该电流比较器的输出端；该第一PMOS管的栅极和该第二PMOS管的栅极连接；该第一NMOS管的漏极连接该第一PMOS管的漏极，源极接地，栅极连接该电流比较器的控制端。

在本发明的一实施例中，该恒流控制器还包括一功率开关驱动器，该功率开关驱动器的输出端连接该功率开关的栅极，其中该功率开关驱动器的输出端在该功率开关被关断之后至退磁结束时刻被设置为高阻态。

本发明的另一方面提出一种反激式交流到直流开关电源系统，包括输入整流器、功率变换器及恒流控制器。该功率转换器包括一变压器、一功率开关、以及一初级侧电流侦测电阻，该变压器由初级侧绕组和次级侧绕组构成，该初级侧绕组连接至该输入整流器，该功率开关为MOS场效应管，该功率开关的漏极连接该初级侧绕组，该功率开关的源极经由该初级侧电流侦测电阻接地。该恒流控制器具有一输入/输出引脚，该输入/输出引脚连接该功率开关的栅极；该恒流控制器包括一退磁检测器，该退磁检测器的一输入端连接该输入/输出引脚，以经由该输入/输出引脚引入一电流反馈信号，该电流反馈信号是由该功率开关的栅极寄生电容将耦合到该初级侧绕组的退磁耦合信号转换而成，其中该电流反馈信号作为该退磁检测器的退磁结束指示信号。

在本发明的一实施例中，该退磁检测器包括电流比较器和前沿消隐模块。该电流比较器具有一输入端、一输出端及一控制端，该电流比较器的输入端连接该功率开关的栅极，该电流比较器比较该电流反馈信号与一阈值电流，并据此经该输出端输出一逻辑电平。该前沿消隐模块具有一输入端及一输出端，该前沿消隐模块输入一脉冲宽度调制信号，并输出一前沿消隐信号至该控制端以使能该电流比较器。

本发明由于采用以上技术方案，使之与现有技术相比，具有如下显著优点：

1、由于去除了变压器的辅助绕组、反馈网络和控制芯片的供电整流二极管，使系统成本更低，系统结构更加简化，更适用于对成本和驱动器尺寸有较高要求的LED驱动应用；

2、由于通过电阻直接从高压为芯片供电，避免了输入浪涌对控制芯片造成损伤的风险（在用辅助绕组供电的传统结构中，输入浪涌电压有可能通过辅助绕组直接耦合到控制芯片的电源）；

3、由于去除了辅助绕组，变压器设计加工更简单，同样规格的变压器可带的功率更大。

附图说明

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

图1是传统的反激式开关电源系统电路图。

图2示出本发明一实施例的开关电源系统电路图。

图3示出图2所示开关电源系统的时序图。

图4示出开关电源系统的次级侧绕组电流和输出电流关系。

图5示出本发明另一实施例的开关电源系统电路图。

图6示出图5所示开关电源系统的时序图。

图7是本发明一实施例的退磁检测器电路图。

图8示出图7中退磁检测器的工作时序图。

图9是本发明另一实施例的退磁检测器电路图。

具体实施方式

本发明下面要描述的各个实施例涉及省略了辅助绕组的开关电源系统的控制方法和实现原理。

图2示出本发明一实施例的开关电源系统电路图。图2中与图1相同的元器件采用相同的标号。该开关电源系统200为反激式系统，包括桥式整流器210、反激式功率转换器220和恒流控制器230。桥式整流器210的输入端连接交流输入电压，输出端输出一输入整流电压。反激式功率转换器220具有变压器TX、功率开关M1、控制器供电电阻R1、供电电容C2、初级侧电流侦测电阻Rs、次级侧整流二极管D2和滤波电容C3。变压器TX包含初级侧绕组PRI和次级侧绕组SEC。变压器TX的初级侧绕组PRI一端连接桥式整流器210的输出端，以引入输入整流电压。恒流控制器230包含正电源引脚VDD、输入/输出引脚GD、电流采样输入引脚CS和负电源引脚VSS四个引脚。VSS引脚连接开关电源系统200的初级侧“地”电位。VDD引脚连接功率转换器220中的供电电阻R1和供电电容C2，为恒流控制器230提供电源。功率开关M1连接初级侧绕组PRI的另一端和恒流控制器230的引脚CS，初级侧电流侦测电阻Rs连接引脚CS和接地点，以取得一电流采样信号作为第一输入信号。在本实施例中，功率开关M1可为MOSFET。功率开关M1的控制端被连接到恒流控制器230的引脚GD，一方面该GD引脚作为一个输出引脚输出脉冲控制信号以驱动功率开关M1。另一方面，次级侧绕组SEC的退磁信号被耦合到初级侧绕组PRI与功率开关M1的连接点，该退磁耦合信号经由功率开关M1的栅漏寄生电容C_GD转换为一电流反馈信号I_GD输入恒流控制器230的GD引脚作为第二输入信号。

恒流控制器230通常实施为集成电路芯片。然而，恒流控制器230也可以由相互分离的电路模块组成。

恒流控制器230包括退磁检测器231、PWM（脉冲宽度调制）比较器232、时钟发生器233、PWM控制器234、参考源235以及功率开关驱动器236。参考源235输出一参考电压Vref作为PWM比较器232的阈值电压。PWM比较器232有两个输入端和一个输出端。PWM比较器232的第一输入端连接参考源235的输出端用于接收上述参考电压，PWM比较器232的第二输入端与恒流控制器230的CS引脚相连用于接收第一输入信号。PWM比较器232的输出信号为一关断信号Sp，它输入至PWM控制器234用于控制PWM信号关断。PWM控制器234包括两个输入端和两个输出端。PWM控制器234的第一输入端与时钟发生器233的输出端连接，用于接收时钟发生器的时钟信号CLK，该时钟信号触发PWM信号开启，PWM控制器234的第二输入端与PWM比较器232的输出端连接，用来接收PWM关断信号Sp，Sp的作用是关断PWM信号。PWM控制器234的第一输出端分别连接到功率开关驱动器236和退磁检测器231，PWM控制器234的第二输出端输出一个高阻控制信号DSB至功率开关驱动器236。退磁检测器231有两个输入端和一个输出端。退磁检测器231的第一输入端连接到恒流控制器230的GD引脚用来对第二输入信号采样，退磁检测器231的第二输入端连接PWM控制器234的第一输出端用来接收PWM控制信号，退磁检测器23 1的输出端输出一个退磁宽度采样信号DM，并被连接到时钟发生器233。时钟发生器233的输入端连接到退磁检测器231的输出端用来接收退磁宽度采样信号，其输出端输出一个时钟信号，并与PWM控制器234连接。功率开关驱动器236有两个输入端和一个输出端。功率开关驱动器236的第一输入端与PWM控制器234的第一输出端连接，用来接收PWM信号，功率开关驱动器236的第二输入端与PWM控制器234的第二输出端连接用来接收高阻控制信号DSB。

图3反映出了恒流控制器中各个信号之间的相互作用关系。如图3所示，时钟信号CLK的下降沿触发PWM信号导通（由低变高），这个PWM信号输入至功率开关驱动器236产生一个同步的功率开关驱动信号GT使功率开关M1导通（由低变高）。随后，变压器TX的初级侧线圈开始储能，流过它的电流线性增加，并在电流侦测电阻R_s上形成一电流采样信号，该信号作为第一输入信号输入恒流控制器，并与一参考电压Vref比较形成PWM关断信号Sp。信号Sp的下降沿触发PWM信号关断（由高变低），PWM信号的下降沿触发退磁宽度采样信号DM由低变高，同时控制开关驱动信号GT关断（由高变低），从而导致功率开关M1关断。功率开关M1的关断导致上述的第一输入信号归零，进而导致关断信号复位。在PWM信号关断一段时间（△t₁）后，会产生一个高阻控制信号DSB，该信号控制功率开关驱动器236的输出为高阻态。这一高阻态降低功率开关驱动器236对输入的影响。在功率开关M1关断后，功率开关M1的漏极会感应次级侧绕组上退磁信号的波形，其波形如图3中的V_D。在功率开关驱动器236的输出进入高阻态到退磁结束之前，V_D基本上是一个斜率很小的近似平台信号。一旦退磁结束，功率开关M1的漏极和初级侧绕组连接的节点进入谐振，V_D的斜率迅速变大，并在功率开关的漏栅寄生电容C_GD上产生一个电流I_GD，该电流近似等于：

该电流的一部分作为第二输入信号输入恒流控制器230的GD引脚，被退磁检测器231采样，形成退磁采样电流I_SK。该电流I_SK的另一部分被功率开关管M1的栅源寄生电容C_GS吸收。退磁采样电流I_SK用来作为退磁检测器的退磁结束时刻指示信号。当退磁结束时，I_SK信号触发退磁宽度采样信号DM由高变低。显然，信号DM反映了次级侧绕组电流的退磁宽度。另外，在退磁结束时，可解除功率开关驱动器236的输出端的高阻状态。在PWM信号开启之前一段时间（△t₂）触发DSB信号由高变低进而使功率开关驱动器236的输出脱离高阻态。脱离高阻态的时刻大致为退磁结束时刻，但可以更迟。DM信号输入时钟发生器233，并对时钟频率进行调制，使时钟周期和退磁时间的比例为常数。另一方面，第一输入信号的峰值被内部PWM比较器232限定在一个常数（近似等于参考阈值Vref），因此，变压器初次级侧的电流峰值都被限定为正比于Vref的常数。

本实施例的优势在于，通过功率开关M1的漏栅寄生电容C_GD引入了反映退磁结束时间的退磁采样电流I_SK，这就省略了以往引入退磁时间信息的额外的变压器辅助绕组及反馈网络，从而简化了电路结构。功率开关驱动器的输出端至少在该功率开关被关断之后至退磁结束时刻被设置为高阻态，降低了对从GD引脚引入的退磁采样电流I_SK的影响。

图4进一步说明了该开关电源系统的恒流控制原理。图中I_pk2表示次级侧绕组的峰值电流，I_o表示输出电流的平均值，由于次级侧绕组的平均电流等于输出电流I_o，因此图中三角型和矩形的面积相等。

所以平均输出电流可表示为：

I_{o} = \frac{1}{2} \cdot \frac{T_{DM}}{T} \cdot I_{pk 2} - - - (3)

公式（3）反映了输出电流I_o与变压器次级侧线圈的退磁时间T_DM，时钟周期T，以及次级侧线圈的峰值电流I_pk2之间的关系。

公式（3）可进一步表示为：

I_{o} = \frac{1}{2} \cdot \frac{T_{DM}}{T} \cdot I_{pk 2} = \frac{1}{2} \cdot \frac{T_{DM}}{T} \cdot \frac{N_{p}}{N_{s}} I_{p} - - - (4)

其中Np,Ns分别是变压器初级侧线圈PRI和次级侧线圈SEC的匝数，I_p是初级侧线圈的峰值电流。由于N_p/N_s是常数，所以只要通过某种控制方式把I_pk2和T_DM/T限定为常数，输出将是一个恒定的电流。

图5示出本发明另一实施例的开关电源系统。本实施例与图2所示实施例唯一不同的是：触发退磁宽度采样信号DM上升沿的信号由图2中的PWM信号的下降沿变为PWM比较器232输出的PWM关断信号Sp的上升沿。图6是本实施例的时序图，从图中看出，CLK的下降沿触发功率开关M1导通，M1导通后，变压器TX的初级侧线圈开始储能，流过它的电流线性增加，并在初级侧电流侦测电阻R_S上形成一电流采样信号，该信号作为第一输入信号输入恒流控制器230，并与一参考电压Vref比较形成PWM关断信号Sp。该信号Sp的下降沿触发PWM信号关断（由高变低），进而控制开关驱动信号GT关断（由高变低），从而导致功率开关M1关断。功率开关M1的关断导致第一输入信号归零，进而导致关断信号Sp复位(由低变高)，信号Sp的上升沿又进一步触发退磁宽度采样信号由低变高。在PWM信号关断一段时间（△t₁）后，会产生一个高阻控制信号DSB，该信号控制功率开关驱动器236的输出为高阻态。在功率开关M1关断后，功率开关M1的漏极会感应次级侧绕组SEC上退磁信号的波形，其波形如图6中的V_D。在功率开关驱动器236的输出进入高阻态到退磁结束之前，V_D基本上是一个斜率很小的近似平台信号。一旦退磁结束，M1的漏极和初级侧绕组连接的节点进入谐振，V_D的斜率迅速变大，并在功率开关的漏栅寄生电容C_GD上产生一个电流I_GD，该电流近似等于：

该电流I_GD作为第二输入信号输入恒流控制器的GD引脚，并且至少有一部分被退磁检测器231采样，形成退磁采样电流I_SK。该信号I_SK触发退磁宽度采样信号DM由高变低，显然，DM反映了次级侧绕组电流的退磁宽度。DM信号的下降沿触发DSB信号由高变低进而使功率开关驱动器的输出脱离高阻态。DM信号输入时钟发生器233，并对时钟频率进行调制，使时钟周期和退磁时间的比例为常数。另一方面，第一输入信号的峰值被内部PWM比较器限定在一个常数（近似等于参考阈值Vref），因此，变压器初次级侧的电流峰值都被限定为正比于Vref的常数。

图7示出退磁检测器的一个实施例。该退磁检测器231具有两个输入端和一个输出端，它的功能是产生一个退磁脉宽采样信号DM，其脉冲宽度等于变压器次级侧绕组SEC的退磁时间。该退磁检测器231包含一个第一倒相器INV1、一个第二倒相器INV2、一个或非门、一个前沿消隐模块（LEB）、一个触发器、一个第一恒流源I₁、一个第二恒流源I₂、以及三个NMOS管M2,M3M4。当PWM信号由逻辑“0”变为逻辑“1”时，DM信号经或非门输出为逻辑“0”，触发器的输出被清“0”，同时LEB模块的输出DM_LEB变为高电平。当PWM信号变为零后，DM信号被从逻辑“0”触发为逻辑“1”，同时功率开关驱动信号GT被关断（由高变低），从而导致功率开关M1关断。I_GD的一部分作为第二输入信号输入恒流控制器230的GD端，另一部分被功率开关M1的栅源寄生电容C_GS吸收。输入至恒流控制器230的电流I_SK作为第二输入信号被退磁检测器采样。如图7所示，退磁检测器231中的恒流源，I₁，I₂，N沟场效应晶体管（NMOS）M2,M3,M4构成一个电流比较器。其中，M2,M3构成一电流镜，如果M3对M2的电流镜像比为m，则

I_M3=m□I_M2=m□I₁-m□I_SK （6）

其中，I_M3与I_M2分别是M3,M2的饱和电流，I_SK为电流比较器的输入电流。设△I是该电流比较器的阈值电流，且：

I₂=m□I₁-m□△I （7）

则当I_SK<△I时，I_M3>I₂，电流比较器的输出节电点“B"被拉低，电流比较器输出逻辑“0”；反之，当I_SK>△I时，I_M3<I₂，电流比较器的输出节电点“B"被拉高，电流比较器输出逻辑“1”。NMOS管M4的作用是对电流比较器复位，其栅极连接到LEB模块的输出端以作为控制端，当M4的控制信号DM_LEB为高时，电流比较器被复位（输出节点“B"被置为逻辑“0”）。

图8示出图7中退磁检测器的工作时序图。图8中V_D的波形显示，从DM_LEB的下降沿到退磁结束点之间，V_D的波形很平坦（斜率很低），所以I_SK电流很小；退磁结束后，V_D进入谐振，其斜率迅速增大，因此I_SK迅速增大。因此适当选取△I，使在退磁结束之前I_SK<△I；而在磁结束后，I_SK>△I，则可以检测出退磁结束时刻。如图8所示，PWM的上升沿触发DM_LEB由低变高，并触发功率开关驱动信号GT变高，导致功率开关导通。PWM的下降沿触发DM由低变高，并触发功率开关驱动信号GT变低，导致功率开关关断。功率开关关断后的△t₁时间段内，GT保持低电平输出，之后受DSB信号控制变为高阻态。在此高阻态期间，退磁检测器采样经功率开关的漏栅寄生电容C_GD偶合过来的第二输入信号I_SK。在PWM信号变低之后经过一个时间间隔（△t₃），DM_LEB变低。作为前沿消隐信号，DM_LEB用来消除退磁开始时的漏感震荡引起DM被误触的潜在风险。DM_LEB变低后，电流比较器使能，这时，一旦退磁结束，第二输入信号I_SK迅速增大。当I_SK>△I时，I_M3<I₂，B点被拉到逻辑高电平，从而第二反相器INV2的输出从高变低。这个下降沿信号使该D触发器的输出变为逻辑“1”，进而使DM复位到逻辑“0”。经过上述操作形成的DM信号的脉宽等于变压器次级侧绕组的退磁时间。

图9是退磁检测器的另一个实施例。该退磁检测器具有两个输入端和一个输出端，它的功能是产生一个退磁脉宽采样信号DM，其脉冲宽度等于变压器次级侧绕组的退磁宽度。该退磁检测器包含一个第一倒相器INV1，一个第二倒相器INV2，一个或非门，一个前沿消隐模块（LEB），一个触发器，一个第一恒流源I₁，一个第二恒流源I₂，以及两个PMOS管M2，M3，两个NMOS管M4，M5。当PWM信号由逻辑“0”变为逻辑“1”时，DM信号经或非门输出为逻辑“0”，触发器的输出被清“0”，同时LEB模块的输出DM_LEB变为高电平。当PWM信号变为零后，DM信号被从逻辑“0”触发为逻辑“1”，同时功率开关M1驱动信号GT被关断（由高变低），从而导致功率开关M1关断。I_GD的一部分作为第二输入信号输入恒流控制器的GD端，另一部分被功率开关M1的栅源寄生电容C_GS吸收。输入恒流控制器的电流I_SK作为第二输入信号被退磁检测器采样。如图9所示，退磁检测器中的恒流源，I₁，I₂，N沟场效应晶体管（NMOS）M4，M5和P沟场效应晶体管（PMOS）M2,M3，构成一个电流比较器。其中，M5作为电流输入管用来接收输入电流I_SK；M2,M3构成一电流镜。如果M3对M2的电流镜像比为m，则

I_M3=m□I_M2=m□I₁+m□I_SK （6）

I₂=m□I₁+m□△I （7）

则当I_SK<△I时，I_M3<I₂，电流比较器的输出节电点“B"被拉低，电流比较器输出逻辑“0”；反之，当I_SK>△I时，I_M3>I₂，电流比较器的输出节电点“B"被拉高，电流比较器输出逻辑“1”。NMOS管M4的作用是对电流比较器复位，其栅极连接LEB模块以作为控制端。当NMOS管M4的控制信号DM_LEB为高时，电流比较器被复位（输出节点“B"被置为逻辑“0”）。图8中V_D的波形显示，从DM_LEB的下降沿到退磁结束点之间，V_D的波形很平坦（斜率很低），所以I_SK电流很小；退磁结束后，V_D进入谐振，其斜率迅速增大，因此I_SK迅速增大。因此适当选取△I，使在退磁结束之前I_SK<△I；而在磁结束后，I_SK>△I，则可以检测出退磁结束时刻。如图8所示，PWM的上升沿触发DM_LEB由低变高，并触发功率开关驱动信号GT变高，导致功率开关导通。PWM的下降沿触发DM由低变高，并触发功率开关驱动信号GT变低，导致功率开关关断。功率开关关断后的△t₁时间段内，GT保持低电平输出，之后受DSB信号控制变为高阻态。在此高阻态期间，退磁检测器采样经功率开关的漏栅寄生电容C_GD偶合过来的第二输入信号I_SK。在PWM信号变低之后经过一个时间间隔（△t₃），DM_LEB变低。作为前沿消隐信号，DM_LEB用来消除退磁开始时的漏感震荡引起DM被误触的潜在风险。DM_LEB变低后，电流比较器使能，这时，一旦退磁结束，第二输入信号I_SK迅速增大。当I_SK>△I时，I_M3>I₂，B点被拉到逻辑高电平，从而INV2的输出从高变低。这个下降沿信号使该D触发器的输出变为逻辑“1”，进而使DM复位到逻辑“0”。经过上述操作形成的DM信号的脉宽等于变压器次级侧绕组的退磁时间。

虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的修改和完善，因此本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。

Claims

1.一种恒流控制器，用于反激式交流到直流开关电源系统，该开关电源系统包括一功率转换器，该功率转换器包括一变压器、一功率开关、以及一初级侧电流侦测电阻，该变压器由初级侧绕组和次级侧绕组构成，该功率开关为MOS场效应管，该功率开关的漏极连接该初级侧绕组，该功率开关的源极经由该初级侧电流侦测电阻接地，其中，

该恒流控制器包括一退磁检测器，该退磁检测器的一输入端连接该功率开关的栅极以引入一电流反馈信号，该电流反馈信号是由该功率开关的栅极寄生电容将耦合到该初级侧绕组的退磁耦合信号转换而成，其中该电流反馈信号作为该退磁检测器的退磁结束指示信号。

2.如权利要求1所述的恒流控制器，其特征在于，该退磁检测器包括：

电流比较器，具有一输入端、一输出端及一控制端，该电流比较器的输入端连接该功率开关的栅极，该电流比较器比较该电流反馈信号与一阈值电流，并据此经该输出端输出一逻辑电平；以及

前沿消隐模块，具有一输入端及一输出端，该前沿消隐模块输入一脉冲宽度调制信号，并输出一前沿消隐信号至该控制端以使能该电流比较器。

3.如权利要求2所述的恒流控制器，其特征在于，该电流比较器包括第一恒流源、第二恒流源、第一NMOS管、第二NMOS管和第三NMOS管，该第一NMOS管的漏极和栅极短接，且漏极连接该第一恒流源及该电流比较器的该输入端，源极接地，该第二NMOS管的漏极连接该第二恒流源及该电流比较器的该输出端，源极接地，该第一NMOS管的栅极连接该第二NMOS管的栅极；该第三NMOS管的漏极连接该第二NMOS管的漏极，该第三NMOS管的源极连接该第二NMOS管的源极，该第三NMOS管的栅极连接该电流比较器的控制端。

4.如权利要求2所述的恒流控制器，其特征在于，该电流比较器包括第一恒流源、第二恒流源、第一NMOS管、第二NMOS管、第一PMOS管和第二PMOS管；该第一PMOS管的源极连接一电源，漏极和栅极短接，且漏极连接该第二NMOS管的漏极，该第二NMOS管的源极连接该第一恒流源及该电流比较器的该输入端；该第二PMOS管的源极连接该电源，漏极连接该第二恒流源及该电流比较器的该输出端；该第一PMOS管的栅极和该第二PMOS管的栅极连接；该第一NMOS管的漏极连接该第一PMOS管的漏极，源极接地，栅极连接该电流比较器的控制端。

5.如权利要求1所述的恒流控制器，其特征在于，还包括一功率开关驱动器，该功率开关驱动器的输出端连接该功率开关的栅极，其中该功率开关驱动器的输出端在该功率开关被关断之后至退磁结束时刻被设置为高阻态。

6.一种反激式交流到直流开关电源系统，包括：

输入整流器；

功率转换器，包括一变压器、一功率开关、以及一初级侧电流侦测电阻，该变压器由初级侧绕组和次级侧绕组构成，该初级侧绕组连接至该输入整流器，该功率开关为MOS场效应管，该功率开关的漏极连接该初级侧绕组，该功率开关的源极经由该初级侧电流侦测电阻接地；

恒流控制器，具有一输入/输出引脚，该输入/输出引脚连接该功率开关的栅极；该恒流控制器包括一退磁检测器，该退磁检测器的一输入端连接该输入/输出引脚，以经由该输入/输出引脚引入一电流反馈信号，该电流反馈信号是由该功率开关的栅极寄生电容将耦合到该初级侧绕组的退磁耦合信号转换而成，其中该电流反馈信号作为该退磁检测器的退磁结束指示信号。

7.如权利要求6所述的开关电源系统，其特征在于，该退磁检测器包括：

8.如权利要求7所述的开关电源系统，其特征在于，该电流比较器包括第一恒流源、第二恒流源、第一NMOS管、第二NMOS管和第三NMOS管，该第一NMOS管的漏极和栅极短接，且漏极连接该第一恒流源及该电流比较器的该输入端，源极接地，该第二NMOS管的漏极连接该第二恒流源及该电流比较器的该输出端，源极接地，该第一NMOS管的栅极连接该第二NMOS管的栅极连接；该第三NMOS管的漏极连接该第二NMOS管的漏极，该第三NMOS管的源极连接该第二NMOS管的源极，该第三NMOS管的栅极连接该电流比较器的控制端。

9.如权利要求7所述的开关电源系统，其特征在于，该电流比较器包括第一恒流源、第二恒流源、第一NMOS管、第二NMOS管、第一PMOS管和第二PMOS管；该第一PMOS管的源极连接一电源，漏极和栅极短接，且漏极连接该第二NMOS管的漏极，该第二NMOS管的源极连接该第一恒流源及该电流比较器的该输入端；该第二PMOS管的源极连接该电源，漏极连接该第二恒流源及该电流比较器的该输出端；该第一PMOS管的栅极和该第二PMOS管的栅极连接；该第一NMOS管的漏极连接该第一PMOS管的漏极，源极接地，栅极连接该电流比较器的控制端。

10.如权利要求6所述的开关电源系统，其特征在于，该恒流控制器还包括一功率开关驱动器，该功率开关驱动器的输出端连接该功率开关的栅极，其中该功率开关驱动器的输出端在该功率开关被关断之后至退磁结束时刻被设置为高阻态。