CN106100352A - 反激控制电路及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明特别涉及反激有源钳位、不对称半桥类开关变换器的控制电路及控制方法。就电路方案而言，本发明提供一种反激控制电路，包括控制开关管和钳位管的集成控制电路，集成控制电路包括开关管的驱动单元、钳位管的驱动单元和关断保持驱动单元，在轻载或空载时，开关管的开通时间与钳位管的开通时间以及其间的死区时间之和形成一单周期，单周期的时间时长为一固定值，开关管的开通时间与钳位管的开通时间在单周期内呈互补关系；单周期的时间和关断保持的时间构成总的工作周期。与现有技术相比，本发明在保证轻载以上的负载下实现传统电路的效率和EMI优势的条件下，改善轻载效率，降低空载功耗。

Description

反激控制电路及控制方法

技术领域

本发明涉及开关变换器领域，特别涉及反激有源钳位、不对称半桥类开关变换器的控制电路及控制方法。

背景技术

随着电力电子领域迅猛的发展使得开关变换器应用的越来越广泛，特别是人们对高功率密度、高可靠性和小体积的开关变换器提出了更多的要求。一般传统的小功率AC/DC变换器采用反激拓扑实现，它具有结构简单、成本低廉等优点；但是普通反激拓扑是硬开关，而且不能回收漏感能量，因此限制了中小功率产品的效率和体积，为了满足功率变换器的小型化、轻量化、模块化的发展趋势，软开关技术已成为电力电子技术的热点之一。作为代表的软开关拓扑LLC，因为可以实现零电压开通和零电流关断所以开关损耗很小可以做到很高频率，非常适合应用在大功率场合，在中小功率场合因为它的成本太高，控制复杂等一系列因素限制所以使用并不广泛。

目前最接近反激拓扑，又能够实现部分软开关的拓扑是有源钳位反激拓扑和不对称半桥反激拓扑，他们的电路分别如图1和图2所示，这两个拓扑的共同点是都能够实现开关管的ZVS，满载效率比普通反激要高，电压应力和EMI也比普通反激好，但是两个拓扑都有一个缺点就是在负载很小的时候效率极差，空载功耗极高，很难实现产品化，因为两个拓扑的空载和轻载特点是几乎一致的所以在本文中以反激有源钳位为说明对象进行说明，如图1，C1为输入电容，T1为变压器，LK为变压器漏感，S1和S2分别是主开关管和钳位开关管，Cr是钳位电容，D1为输出整流二极管，C2为输出电容。普通反激有源钳位的空载波形如图3所示，VGS1和VGS2为S1和S2的驱动电压波形，ILM为激磁电感电流波形，IS1为流过S1的电流，ICR为流过谐振电容的电流，Id为流过整流二极管的电流。假设主开关管S1的占空比为D，则钳位管S2的占空比为(1-D)，为了避免主开关管S1和钳位管S2共通，导致管子因电流过大击穿，两个管子之间要加上一定的死区时间，总的工作周期为T。T0时刻，开关管S1开通，输入电压给激磁电感负向去磁，激磁电流过零后正向激磁，电流从电压输入端流向变压器然后流经开关管S1，变压器副边整流二极管几乎没有电流流过，T1时刻，S1关断，此时原边电流给S1的结电容充电，S2的结电容放电，当S1结电容电压达到Vin+N*Vo(N为变压器原副边匝比)时原边电流通过S2的体二极管流向谐振电容，副边空载几乎没有电流，所以在T1-T4期间是原边的钳位电容在和整个激磁电感谐振，激磁电流首先正向减小然后负向增加，正向和负向的电流峰值是一样大的，也就是说没有能量传输到副边，平均输出电流为零。

其空载功耗大和轻载效率低的损耗来源主要是：一、峰值电流大，电流有效值大，引起关断损耗和绕组损耗大；二、开关频率高，进一步增加了关断损耗，同时磁芯的铁损也很大。峰值电流大是因为该类互补工作型的拓扑在空载和满载下占空比几乎是不变的，所以峰值电流会比较大，同时因为空载和满载的占空比变化不大所以不能直接降频，这样会导致激磁时间过长使变压器饱和从而击穿开关管。

发明内容

为解决上述问题，本发明提供了一种可以间接实现降频的反激控制电路方案，在保证轻载以上的负载下实现传统电路的效率和EMI优势的条件下，改善轻载效率，降低空载功耗。

相应的，本发明还提供一种可以间接实现降频的反激控制方法方案。

就电路方案而言，本发明提供一种反激控制电路，包括控制开关管和钳位管的集成控制电路，集成控制电路包括开关管的驱动单元和钳位管的驱动单元，开关管的驱动单元，生成开关管的驱动时序信号；钳位管的驱动单元，生成钳位管的驱动时序信号，集成控制电路，还包括关断保持驱动单元，在轻载或空载时，生成开关管和钳位管的关断保持的驱动时序信号；在轻载或空载时，开关管的开通时间与钳位管的开通时间以及其间的死区时间之和形成一单周期，单周期的时间时长为一固定值，开关管的开通时间与钳位管的开通时间在单周期内呈互补关系；单周期的时间和关断保持的时间构成总的工作周期。

优选的，所述关断保持驱动单元，包括计时模块，其以计时方式记录开关管和钳位管的总开通时间，当到达单周期的设定时长时，产生钳位管关断状态的关断保持的开通时序信号；当工作周期达到总的工作周期时长时，开关管的驱动单元发出开通信号，使关断保持驱动单元复位，进入下一工作周期。

优选的，所述计时模块，包括恒流源、第一开关、计时电容和计时比较器，在开关管的开通时序，第一开关开通，恒流源经第一开关给计时电容充电；在开关管的开通时序与钳位管的开通时序之间的死区时间，第一开关关断，计时电容电荷保持不变；在钳位管的开通时序，第一开关开通，恒流源经第一开关给计时电容继续充电，计时比较器检测到计时电容的电压达到参考电压Vref1时控制生成钳位管的关断保持时序的开始信号。

优选的，当FB脚电压在预设电压值以下时，计时模块开启，单周期内开关管和钳位管的导通成互补状态，反激电路的工作频率随着FB脚电压降低而降低；当FB脚电压在预设电压值以上时，计时模块不工作，反激电路以设定频率工作，钳位管和开关管互补开关。

优选的，所述集成控制电路，其单周期依反激控制电路设定的最大工作频率fmax，得到其对应的周期为Tmin，即单周期的时长Tmin＝1/fmax，是一个固定值；并依其最大占空比Dmax，限制开关管的最大导通时间Tonmax为Tmin*Dmax；计时模块的计时时间为开关管和钳位管导通时间之和。

优选的，所述反激控制电路，在开关管和钳位管的关断保持时间内，包含一个变换器的不工作时间段。

优选的，所述反激控制电路，在开关管和钳位管的关断保持时序开始时，原边负向电流续流，首先把开关管S1的结电容电压抽到零后，负向电流流过开关管S1的体二极管，输入电压给原边电感负向去磁，使励磁电流降到零，原边电流也变为零，所述变换器的不工作时间段自此时刻开始，直至工作周期达到总的工作周期时长为止。

优选的，所述关断保持驱动单元，其关断保持时间是自钳位管关断开始，到开关管再次开通为止的这段时间。

就方法方案而言，本发明提供一种反激电路控制方法，包括如下步骤，在轻载或空载时，开关管的开通时间与钳位管的开通时间以及其间的死区时间之和形成一单周期时间，单周期的时间时长为一固定值，开关管的开通时间与钳位管的开通时间在单周期内呈互补关系；单周期时间以外的时间即关断保持的时间；单周期时间和关断保持时间构成反激控制电路总的工作周期。

优选的，所述单周期的时间长度是通过计时一个固定时间的方式得到的，即所述单周期依反激控制电路设定的最大工作频率fmax，得到其对应的周期为Tmin，即单周期的时长Tmin＝1/fmax，是一个固定值；关断保持时间和总工作周期是根据负载变化而变化的。

本发明反激控制电路，其实质是在单个最小固定周期内实现两个管子的互补开通，在整体工作频率上面实现降频，从而改善轻载效率和空载功耗。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

(1)不影响拓扑本身在轻负载以上的效率和EMI优势；

(2)大大降低空载功耗；

(3)提高了轻载效率；

(4)可实现产品化。

附图说明

图1为有源钳位反激拓扑电路原理图；

图2为不对称半桥反激拓扑原理图；

图3为传统有源钳位反激电路工作在空载下的波形图；

图4为本发明反激控制电路的电路原理图；

图5为本发明反激控制电路工作在空载下的波形图；

图6为本发明反激控制电路工作在满载下的波形图；

图7为本发明反激控制电路的逻辑时序图；

图8本发明实施一的反激控制电路的集成控制电路的电路原理图；

图9本发明实施一的反激控制电路的集成控制电路的时序图；

图10本发明实施一的反激控制电路中FB脚信号和负载Io的关系曲线；

图11本发明实施一的反激控制电路中FB脚信号和频率f的关系曲线。

具体实施方式

实施例一

如图4所示，为本发明反激控制电路的电路原理图，该电路方案包括：主功率回路、钳位回路、输出整流滤波回路、控制电路。主功率回路由变压器T1和主开关管S1连接而成；钳位回路由钳位开关管S2和钳位电容Cr连接而成；所述的输出整流滤波模块由输出整流二极管D1和输出电容C2连接而成；所述的控制电路由集成控制电路U1、电压采样隔离反馈模块U4和两个驱动电路模块U2、U3构成，驱动电路模块U2用于驱动钳位管S2，驱动电路模块U3用于驱动主开关管S1。其中，驱动电路模块U2可以是自举类型的电路，也可以是隔离驱动类型的电路。钳位管S2的驱动电路模块U2和主开关管S1的驱动电路模块U3可集成于集成控制电路U1中。

集成控制电路U1，包括开关管的驱动单元、钳位管的驱动单元和关断保持驱动单元，开关管的驱动单元，生成开关管的驱动时序信号GATE1；钳位管的驱动单元，生成钳位管的驱动时序信号GATE2；关断保持驱动单元，在轻载或空载时，生成开关管和钳位管的关断保持的驱动时序信号GATE3。

在轻载或空载时，开关管的开通时间与钳位管的开通时间以及其间的死区时间之和形成一单周期Tmin，单周期即单位最小周期。单周期的时间时长为一固定值，开关管的开通时间与钳位管的开通时间在单周期内呈互补关系。单周期的时间和关断保持的时间构成反激控制电路总的工作周期。

本发明反激控制电路的具体工作原理是：在有源钳位反激拓扑中加入一个内部控制电路U1，通过内部控制电路来控制两个开关管的开通时序，实现空载和轻载下的降频功能，在本发明下空载的工作波形如图5所示，T0时刻，开关管S1开通，S2关断，输入电压给原边激磁电感激磁，原边电流从零线性增加，此处和普通的有源钳位有所区别，普通有源钳位空载下电流是从负向开始的，具体原因在后面T4-T6工作过程中解释，副边没有电流流过，T1时刻S1关断，S2也关断，进入死区时间，此时原边电感电流需要续流，电流给S1的结电容充电，S2的结电容放电，当S1结电容电压达到Vin+N*Vo以后S2的体二极管开通，原边电流全部通过S2的体二极管给钳位电容Cr充电，T2时刻开关管S1关断，S2开通，原边电流由原来通过S2的体二极管给钳位电容充电变为通过S2的本体给钳位电容充电，这个过程中整个激磁电感在和钳位电容进行谐振，到T3时刻，励磁电流谐振到零，然后开始进入负向，同样以N*Vo的电压给原边电感负向激磁，T4时刻S1保持关断，S2关断，负向电流峰值达到最大，等于正向峰值电流，T4到T5期间，两个开关管都关断，原边负向电流续流，首先把S1结电容上面的电压抽到零后负向电流通过S1的体二极管，输入电压给原边电感负向去磁，T5时刻励磁电流降到零，降低到零以后因为S1是关断状态，体二极管反向偏置所以不能正向激磁，原边电流变为零，T5到T6时间段是变换器不工作的时间段，由于引入了这样一段时间所以降低了空载损耗，实现降频，T6进入下一个周期，原边初始电流为零。该电路工作在轻载下效率提高的原理和空载是类似的，不进行详细论述。

重载下工作过程和传统控制方法是一样的，由两个互补的驱动(带死区时间)进行控制，如图6所示，T0时刻，主开关管S1开通，S2关断，此时输入电压首先给激磁电感去磁，激磁电流负向减小(规定从母线端流进电感的方向为正方向)，激磁电流减小到零以后输入电压给电感正向激磁，激磁电流正向增加，到T1时刻主开关管S1关断，进入死区时间，原边电流开始减小，S1的结电容充电，S2的结电容放电，当S1结电容电压充到Vin+N*Vo的时候原边电流流过S2的体二极管，漏感LK和钳位电容Cr谐振，S1的ds电压被钳位在Vin+N*Vo，副边电流流过输出整流二极管；T2时刻S2开通，漏感继续和Cr谐振，激磁电流继续减小，减小到零以后因为谐振电容的激磁作用所以激磁电流负向增加，T3时刻S2关断，此时谐振电流ICr还没有追上激磁电流ILm的大小，副边还有电流存在，T3到T4时间段内S2保持关断，谐振回路由原来的漏感Lk和谐振电容Cr的谐振变为S1和S2的结电容与漏感发生谐振，谐振周期快速减小，T4时刻谐振电流就追上激磁电流，副边电流也迅速降低为零，T4到T5时间段内S1和S2的结电容与激磁电感和漏感共同发生谐振，继续抽取S1结电容的能量，保证在T5时刻S1开通的时候实现零电压开通。

图7是本发明反激控制电路的控制逻辑图，并通过图8的控制电路实现。其中GATE1表示开关管的驱动时序信号，GATE2表示钳位管的驱动时序信号，GATE3表示开关管和钳位管处于关断状态时的关断保持驱动时序信号。本发明反激控制电路的控制原理是：首先振荡器会发出一个GATE1高电平信号，因为GATE2信号是GATE1信号通过反相器得来，所以首先是低电平，然后FB脚检测模块检测FB脚电压，根据电压值得到对应的工作周期，同时判断是否启动计时模块，当FB脚电压低于2.5V时，启机计时模块，判断GATE1是否为高电平，如果是则计时电容开始计时，同时判定GATE1的高电平时间是否达到FB脚电压对应的阈值或者是否达到限定的最大导通时间Tonmax，若满足其中一项则GATE1关断；若不满足则GATE1保持高电平一直进行判定直到满足，GATE1关断后返回GATE1是否为高电平判定，此时判定为否，所以停止计时电容计时，经过死区时间1以后GATE2通过反相器反向得到高电平，此时计时电容再次开始计时，然后判定计时电容是否达到预定电压(充电时间为单周期时间减去两个死区时间对应的电容电压)，如果达到则GATE2继续保持高电平，计时电容继续充电，若达到则GATE3变为高电平，强行把GATE2信号拉低为低电平并保持，计时电容电压释放并复位，然后判定工作周期是否达到了之前FB脚电压对应的周期，若没有达到则保持两个管子都关断，若达到则，GATE1再次变为高电平，GATE3变为低电平复位，进入下一个周期；若FB脚大于等于2.5V，则计时模块不启动，判定GATE1的高电平时间是否达到FB脚电压对应的阈值或者是否达到限定的最大导通时间Tonmax，若满足其中一项则GATE1关断，若不满足则GATE保持高电平一直进行判定直到满足，GATE1关断后经过死区时间1，之后GATE2通过反相器反向得到高电平，钳位管开通，当达到最小周期时间后GATE2关断，经过死区时间2后GATE再次变为高电平，形成频率固定的互补开关形式。

图8是本发明反激控制电路中集成控制电路的第一实施例原理框图，其中，VFB为检测FB脚的反馈电压，反馈电压VFB是随着负载大小变化，负载越大，电压越高，其关系曲线如图10所示，空载时FB脚电压为2V，满载为4V，在不同的VFB电压下，频率调节模块产生不同的信号Vf，Vf控制振荡器变化工作频率，工作频率随FB电压变化的曲线如图11所示，在FB电压为2V的时候对应最小工作频率，一般设计最小工作频率为音频范围以上一点点，大概22kHz，当负载增加，FB电压增加，工作频率增加，在FB达到2.5V之前工作频率线性增加，在FB对应2.5V以上后不再属于轻载范围，工作频率达到最大值并且固定不变。实现在不同负载下的频率变换。

如图8所示，本发明的反激控制电路的集成控制电路U1，包含启动&内部电源模块，振荡器模块，SR1锁存器，反相器1，MOS管Q1、Q2，斜坡补偿模块，PWM调制比较器，控制逻辑模块，延时1电路模块，MOS管Q3、Q4，三极管Q6，电阻R1，R2，频率调节模块，恒流源1，开关SW1，SW2，计时电容C1计时，FB电压比较器，与门1，计时比较器1，整流二极管D1，D2，锁存器SR2，MOS管Q5。其中，计时模块，包括恒流源、开关SW1、计时电容C1和计时比较器，在开关管的开通时序，开关SW1开通，恒流源经开关SW1给计时电容C1充电；在开关管的开通时序与钳位管的开通时序之间的死区时间，开关SW1关断，计时电容C1的电荷保持不变；在钳位管的开通时序，开关SW1开通，恒流源经开关SW1给计时电容C1继续充电，计时比较器检测到计时电容C1的电压达到参考电压Vref1时控制生成钳位管的关断保持时序的开始信号。该集成控制电路U1的具体连接关系为：引脚VDD连接“启动&内部电源”模块，该模块输出芯片内部需要的供电电压VCC给各个模块；CS引脚连接到“斜坡补偿”模块，该模块输出端连接PWM调制比较器的负向输入端，PWM调制比较器的正向输入端连接FB引脚的电压信号VFB，PWM调制比较器的输出端连接到“控制逻辑”模块，FB引脚同时还连接到NPN型三极管Q6的基极和集电极，三极管Q6的集电极连接到电阻R1的一端，R1的另一端连接到内部电源VCC，三极管Q6的发射极连接到电阻R2的一端，R2的另一端连接到芯片参考地，Q6的发射极同时还连接到“频率调节”模块和FB电压比较器的负向输入端；频率调节模块输出一个信号Vf到振荡器；FB电压比较的正向输入端连接参考电压Vref2，FB电压比较器的输出端连接到与门1的一个输入端，与门1的另一个输入端连接到整流二极管D1和D2的阴极，D1的阳极接GATE1信号，D2的阳极接GATE2信号，与门1的输出端接到开关SW1的控制端，开关SW1的另外两端分别接到恒流源1的电流输出端和计时比较器1的正向输入端，恒流源1的电流输入端接到内部电源VCC上，计时比较器的正向输入端同时还连接内控控制电路开关SW2的一个非控制端，和计时电容C1计时的一端，开关SW2的另外一个非控制端和计时电容C1计时的另外一端都连接到参考地端，开关SW2的控制端连接信号GATE3，计时比较器1的负向输入端连接参考电压Vref1，计时比较器1的输出端连接锁存器SR2的置位端S端，锁存器SR2的复位端R端连接信号GATE1，SR2的输出端Q输出信号GATE3；SR2的输出端Q连接到N沟道MOS管Q5的栅极，Q5的源极接参考地，Q5的漏极接N沟道MOS管Q4的漏极和P沟道MOS管Q3的漏极，同时也连接着GATE2引脚端；MOS管Q3的源极接到电源VDD，MOS管Q4的源极接到参考地，MOS管Q3和Q4的栅极连接在一起，同时连接到延时1模块的一端，延时1模块的另外一端连接N沟道MOS管Q2的漏极和P沟道MOS管Q1的漏极,同时连接到引脚GATE1上；振荡器一个输出端接到控制逻辑模块中，另外一个输出端接到锁存器SR1的置位端S上，控制逻辑输出端接到锁存器SR1的复位端R端，锁存器SR1的输出端Q连接到反相器1的输入端，反相器1的输出端连接到P沟道MOS管Q1的栅极，Q1的源极接电源VDD，SR1锁存器的输出端接到MOS管Q2的栅极。

本发明的反激控制电路的具体工作原理为：GATE1是开关管S1的驱动信号，该驱动的控制方法和普通芯片的控制方法是类似的，通过CS引脚的峰值电流检测和输出电压采样反馈信号FB脚的电压比较，通过PWM调制比较器控制PWM的脉冲宽度，同时FB脚电压输出控制振荡器工作频率的信号Vf，调节工作频率Ts，具体时序信号图如图9所示，和普通控制不同的是，我们设定了一个最大工作频率fmax，对应周期为Tmin，即单周期的时长Tmin＝1/fmax，是一个固定值；设定一个最大占空比Dmax为80％左右，据此限制GATE1的最大导通时间Tonmax为Tmin*Dmax，在轻负载时(如图10和图11所示对应关系，即FB脚电压低于参考电压Vref2＝2.5V判定为轻负载)，工作频率降低。为了在单周期Tmin内能够让反激有源钳位的两个开关管S1和S2互补工作，引入计时功能，由计时模块以计时方式记录开关管和钳位管的总开通时间，此时与门1的一个输入端为高电平，另外一个输入端在GATE1或者GATE2为高电平时就是高电平，所以当FB低于2.5V，T0-T1时间段，GATE1首先为高电平的时候SW1开通，恒流源1给计时电容充电，VC1计时线性增加，GATE3为低电平所以开关SW2关断，这段时间内GATE1的最大开通时间为Tonmax，T1-T2时间段为第一死区时间T_延时1，此段时间内内部控制电路开关SW1关断，计时电容电荷保持不变，T2-T3时间段，死区时间结束，GATE2为高电平，S2开通，同时内部控制电路中开关SW1再次开通，计时电容电压继续线性增加，T3时刻计时电容C1计时电压达到参考电压Vref1，计时比较器输出高电平，高电平输入到锁存器SR2的置位端S，锁存器SR2输出端Q输出高电平GATE3，GATE3驱动MOS管Q5把GATE2电压拉低，C1计时电容电压达到Vref1的时间为(Tmin-T_延时1-(T4-T3))，T3-T4为第二死区时间，计时电路的作用就是保证每次GATE1和GATE2的导通时间和两个死区时间之和是一个固定值Tmin，从而保证了GATE1和GATE2在单个最小周期Tmin内是互补的。T3时刻因为GATE3输出为高电平所以内部控制电路中开关SW2开通，计时电容电压释放清零，T4到T5时间段内一直保持GATE3开通，GATE1和GATE2关断，当工作周期Ts达到FB电压对应的工作周期后GATE1再次变为高电平，主管S1开通，同时高电平GATE1信号进入锁存器SR2的复位端，GATE3复位变为低电平，内部控制电路开关SW2关断，C1计时电容又一次开始充电计时。即计时模块在到达单周期的设定时长时，产生钳位管的关断保持信号GATE3的开通时序信号；在工作周期达到总的工作周期时长时，开关管的驱动单元发出GATE1的开通信号，使关断保持驱动单元复位，进入下一工作周期。如此往复循环，当FB脚电压高于2.5V时，与门1的输入端有一个低电平，所以内部控制电路开关SW1不会开通，计时模式停止，以最高频率，最小周期Tmin固定频率工作。

如此，当FB脚电压在预设电压值以下时，计时模块开启，单周期内开关管和钳位管的导通成互补状态，反激电路的工作频率随着FB脚电压降低而降低，即在整体工作频率上面实现降频，从而改善轻载效率和空载功耗。当FB脚电压在预设电压值以上时，计时模块不工作，反激电路以传统控制方法进行工作，即按设定频率工作，钳位管和开关管互补开关。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，对电路进行改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (10)

1.一种反激控制电路，包括控制开关管和钳位管的集成控制电路，集成控制电路包括开关管的驱动单元和钳位管的驱动单元，开关管的驱动单元，生成开关管的驱动时序信号；钳位管的驱动单元，生成钳位管的驱动时序信号，其特征在于：集成控制电路，还包括

关断保持驱动单元，在轻载或空载时，生成开关管和钳位管的关断保持的驱动时序信号；

在轻载或空载时，开关管的开通时间与钳位管的开通时间以及其间的死区时间之和形成一单周期，单周期的时间时长为一固定值，开关管的开通时间与钳位管的开通时间在单周期内呈互补关系；单周期的时间和关断保持的时间构成总的工作周期。

2.根据权利要求1所述的反激控制电路，其特征在于：所述关断保持驱动单元，包括计时模块，其以计时方式记录开关管和钳位管的总开通时间，当到达单周期的设定时长时，产生钳位管关断状态的关断保持的开通时序信号；当工作周期达到总的工作周期时长时，开关管的驱动单元发出开通信号，使关断保持驱动单元复位，进入下一工作周期。

3.根据权利要求2所述的反激控制电路，其特征在于：所述计时模块，包括恒流源、第一开关、计时电容和计时比较器，在开关管的开通时序，第一开关开通，恒流源经第一开关给计时电容充电；在开关管的开通时序与钳位管的开通时序之间的死区时间，第一开关关断，计时电容电荷保持不变；在钳位管的开通时序，第一开关开通，恒流源经第一开关给计时电容继续充电，计时比较器检测到计时电容的电压达到参考电压Vref1时控制生成钳位管的关断保持时序的开始信号。

4.根据权利要求2所述的反激控制电路，其特征在于：当FB脚电压在预设电压值以下时，计时模块开启，单周期内开关管和钳位管的导通成互补状态，反激电路的工作频率随着FB脚电压降低而降低；当FB脚电压在预设电压值以上时，计时模块不工作，反激电路以设定频率工作，钳位管和开关管互补开关。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的反激控制电路，其特征在于：所述集成控制电路，其单周期依反激控制电路设定的最大工作频率fmax，得到其对应的周期为Tmin，即单周期的时长Tmin＝1/fmax，是一个固定值；并依其最大占空比Dmax，限制开关管的最大导通时间Tonmax为Tmin*Dmax；计时模块的计时时间为开关管和钳位管导通时间之和。

6.根据权利要求1所述的反激控制电路，其特征在于：所述反激控制电路，在开关管和钳位管的关断保持时间内，包含一个变换器的不工作时间段。

7.根据权利要求6所述的反激控制电路，其特征在于：所述反激控制电路，在开关管和钳位管的关断保持时序开始时，原边负向电流续流，首先把开关管S1的结电容电压抽到零后，负向电流流过开关管S1的体二极管，输入电压给原边电感负向去磁，使励磁电流降到零，原边电流也变为零，所述变换器的不工作时间段自此时刻开始，直至工作周期达到总的工作周期时长为止。

8.根据权利要求1所述的反激控制电路，其特征在于：所述关断保持驱动单元，其关断保持时间是自钳位管关断开始，到开关管再次开通为止的这段时间。

9.一种反激电路控制方法，包括如下步骤，

在轻载或空载时，开关管的开通时间与钳位管的开通时间以及其间的死区时间之和形成一单周期时间，单周期的时间时长为一固定值，开关管的开通时间与钳位管的开通时间在单周期内呈互补关系；单周期时间以外的时间即关断保持的时间；单周期时间和关断保持时间构成反激控制电路总的工作周期。

10.根据权利要求9所述的反激电路控制方法，其特征在于：所述单周期的时间长度是通过计时一个固定时间的方式得到的，即所述单周期依反激控制电路设定的最大工作频率fmax，得到其对应的周期为Tmin，即单周期的时长Tmin＝1/fmax，是一个固定值；关断保持时间和总工作周期是根据负载变化而变化的。