CN107370366B - 一种降压型dc-dc变换器系统 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及降压型DC‑DC变换器技术领域，尤其涉及一种降压型DC‑DC变换器系统，包括上MOS管、上MOS管驱动电路、下MOS管、下MOS管驱动电路、第一电容、电感、开关、电源、死区时间控制电路、反馈控制电路、第二电容，第一电容充电控制电路和脉冲整合电路，反馈控制电路用于产生PWM控制信号，当PWM控制信号的占空比接近或等于100％时，第一电容充电控制电路用于产生一个开关信号来控制下MOS管的导通时间和导通频率，使得第一电容充电并获得足够的电压以保证上MOS管驱动电路对上MOS管的正常开关控制。本发明利用第一电容充电控制电路使得在占空比较大或者等于100％时，使得第一电容有充足的充电时间，从而保证了系统对上MOS管的控制。
Description
技术领域
本发明涉及降压型DC-DC变换器技术领域，尤其涉及一种降压型DC-DC变换器系统。
背景技术
现有的降压型DC-DC变换器控制方法中，PWM控制因具有转换效率高、输出电压纹波的优点被广泛采用，特别是在对特定谐波频率有限制的应用场合，一般采用固定频率的PWM控制。
采用固定频率PWM控制的降压型DC-DC变换器的控制原理为：通过对输入电压斩波，控制占空比的方式来实现对输出电压的控制。如图1所示，为现有的一种常用的降压型DC-DC变换器的电路结构，上下半桥的功率器件通常同时采用N型MOSFET，上管HS_NFET和下管LS_NFET的导通基本是互补的状态，即当上管HS_NFET导通时，下管LS_NFET关断，当下管LS_NFET导通时，上管HS_NFET关断。实际应用时，为了防止上管和下管同时导通，在上管关断后和下管开通前会加入死区时段1(记为DT1)，在下管关断后和上管开通前会加入死区时段2(记为DT2)，由于功率器件的开关，上管门极驱动DRV1的电源负端VSW的电压是浮动的。具体应用时，如图2所示，上管门极驱动DRV1的电源由电容CBST来提供，CBST电容在LS_NFET导通，CBST负端VSW的电压接近零的时候，通过开关S1和电源VCCL来充电保持CBST上的电压，开关S1在LS_NFET不导通的时候处于断开状态。
上述方案虽然解决了上管HS_NFET驱动电源的问题，但也带来了一些限制，尤其是在高频开关应用中，PWM控制信号(通常情况下，PWM控制信号定义为高电平时上管HS_NFET导通、下管LS_NFET关断；占空比定义为在一个开关周期内，高电平时间占开关周期的比例)的最大占空比会受到限制，原因如下：
如图3所示，为图2所示电路的波形示意图，从图3中可以看出，由于需要让下管LS_NFET导通一段时间以满足电容CBST有足够的充电时间，该段时间取最小值即最小导通时间，记为MIN_LS，再加上两个死区时段，这样上管HS_NFET的最大占空比DMAX可表示为：
DMAX＝1–MAX_HS/TS＝1– (DT1+DT2+MIN_LS) /TS 式(1)
式(1)中为MAX_HS上管HS_NFET的最大导通时间，TS为开关周期，
从式(1)中可以看出，DMAX的大小受限于DT1、DT2、MIN_LS和TS的值，而在高频开关应用中，开关周期相对较短，即TS值相对较小，这就使得DMAX值更加受限。
同时，如果为了获得较大的最大占空比，尽量减小MAX_HS/TS的值，当系统输入电压比较低时(例如：输入端采用电池供电，当电池电量较低时就会出现输入电压较低的情况)，基于以下公式：
VOUT＝VIN*MAX_HS/TS 式(2)
式(2)中，VIN表示系统输入电压，VOUT表示系统输出电压，
从式(2)中可以看出，当VIN较小时，MAX_HS/TS又比较小，此时的输出电压VOUT又会得不到保证。
发明内容
针对现有技术中的问题，本发明提供一种降压型DC-DC变换器系统，该DC-DC变换器系统能够在上管HS_NFET获得较大占空比(占空比可达100％)时，仍然可以对上管电容CBST正常充电，得以保证上管HS_NFET的门极驱动电压，同时即使输入端采用电池供电，当供电电压较低时，仍能保证输出电压值，利用电池的最大可用容量。
为实现以上技术目的，本发明的技术方案是：
一种降压型DC-DC变换器系统，其特征在于：包括上MOS管、上MOS管驱动电路、下MOS管、下MOS管驱动电路、第一电容、电感、开关、电源、死区时间控制电路、反馈控制电路、第二电容、第一电容充电控制电路和脉冲整合电路，所述上MOS管和下MOS管均为N型MOS管；
所述上MOS管的漏极作为系统的信号输入端；
所述上MOS管驱动电路的正极电源输入端与第一电容的一端相连，负极电源输入端分别与第一电容的另一端、上MOS管的源极、下MOS管的漏极和电感的一端相连，控制信号输入端与死区时间控制电路的第一信号输出端相连，驱动信号输出端与上MOS管的栅极相连；
所述下MOS管驱动电路的正极电源输入端与电源正极相连，负极电源输入端分别与电源负极、下MOS管的源极相连且接地，控制信号输入端与死区时间控制电路的第二信号输出端相连，驱动信号输出端与下MOS管的栅极相连；
所述开关串接在电源的正极和第一电容的一端之间，用于控制开关断开和闭合的开关控制端与死区时间控制电路的第二输入端相连；
所述电感的另一端分别与反馈控制电路的信号输入端、第二电容的一端相连且作为系统的信号输出端；
所述第二电容的另一端接地；
所述反馈控制电路的信号输出端与脉冲整合电路的第一信号输入端相连；
所述第一电容充电控制电路的信号输出端与脉冲整合电路的第二信号输入端相连；
所述脉冲整合电路的信号输出端与死区时间控制电路的输入端相连；
所述上MOS管驱动电路用于控制上MOS管的导通和截止；
所述下MOS管驱动电路用于控制下MOS管的导通和截止；
所述死区时间控制电路用于产生死区时间控制信号，对系统的死区时间进行控制以避免上MOS管和下MOS管同时导通；
所述反馈控制电路用于产生PWM控制信号PWM，对上MOS管和下MOS管进行开关控制以保证系统输出电压稳定输出，当控制信号PWM为高电平时，上MOS管导通，当控制信号PWM为低电平时，下MOS管导通，所诉控制信号PWM的频率称为开关频率；
当所述控制信号PWM的占空比接近或等于100％时，所述第一电容充电控制电路用于产生一个控制信号PWM_BST来控制下MOS管的导通时间和导通频率，所述控制信号PWM_BST的频率小于开关频率，所述控制信号PWM_BST的频率及在控制信号PWM_BST控制下产生的下管导通时间应满足：第一电容充电并获得足够的电压以保证上MOS管驱动电路对上MOS管的正常开关控制；
所述脉冲整合电路将控制信号PWM和控制信号PWM_BST整合为单一的控制信号PWM_CMB，并结合死区时间控制信号对上MOS管和下MOS管进行控制。
从以上描述可以看出，本发明具备以下优点：本发明利用第一电容充电控制电路使得在PWM控制信号的占空比较大或者等于100％时，下MOS管以固定频率导通，每次导通一定时间，使得第一电容有充足的充电时间，从而保证第一电容有足够的电压以实现上MOS管驱动电路对上MOS管的正常开关控制，从而保证了系统的输出电压不受PWM控制信号占空比影响，能够获得较大且稳定的系统输出电压。
作为优选，当控制信号PWM的占空比接近100％时，下MOS管导通时间不足，第一电容充电时间不足，所述控制信号PWM_CMB由控制信号PWM_BST和控制信号PWM整合生成，所述控制信号PWM_BST的频率称为导通频率，所述导通频率与开关频率的关系为：导通频率＝开关频率/N，N取正整数。
作为优选，在所述控制信号PWM_BST控制下产生的下管导通时间与在控制信号PWM控制下产生的下管导通时间重叠并且控制信号PWM_CMB控制下产生的下管导通时间不小于控制信号PWM_BST控制下产生的下管导通时间和控制信号PWM控制下产生的下管导通时间，所述控制信号PWM_CMB控制下产生的下管导通时间成连续性，以使得下MOS管在控制信号PWM的每个开关周期内只导通一次。
作为优选，当控制信号PWM的占空比等于100％时，下MOS管不导通，第一电容充电无法充电，所述控制信号PWM_CMB完全由控制信号PWM_BST生成，所述控制信号PWM_BST的频率称为导通频率，所述导通频率与开关频率的关系为：导通频率＝开关频率/N，N取正整数。
作为优选，所述控制信号PWM_CMB与控制信号PWM_BST相同。
作为改进，当降压型DC-DC变换器系统应用于有特定频率的场合时，所述开关频率和导通频率均不等于该特定频率。
作为改进，当降压型DC-DC变换器系统应用于有频段限制要求的场合时，所述开关频率和导通频率均不在该频段限制要求之内。
作为改进，还包括电压比较器，所述电压比较器用于检测第一电容两端的电压并将其与一个阈值电压进行比较，根据比较结果控制第一电容充电控制电路的启动与关闭。
作为优选，所述电压比较器的同相输入端输入阈值电压，所述阈值电压大于上MOS管的阈值电压，反相输入端接入第一电容两端的电压，输出端与第一电容充电控制电路的使能信号输入端相连。
附图说明
图1是现有的降压型DC-DC变换器的电路结构示意图；
图2是现有的降压型DC-DC变换器的电路结构示意图；
图3是图2所示的电路结构的波形示意图；
图4是本发明所述的降压型DC-DC变换器的电路结构示意图；
图5是本发明实施例1的电路结构示意图；
图6是本发明实施例1的波形示意图；
图7是本发明实施例1的波形示意图；
图8是本发明实施例1的波形示意图；
图9是本发明实施例1的波形示意图；
图10是本发明实施例1的波形示意图；
图11是本发明实施例2的电路结构示意图。
具体实施方式
结合图4至图10，详细说明本发明的一个具体实施例，但不对本发明的权利要求做任何限定。
如图4所示，一种降压型DC-DC变换器系统，包括上MOS管、上MOS管驱动电路、下MOS管、下MOS管驱动电路、第一电容、电感、开关、电源、死区时间控制电路、反馈控制电路、第二电容、第一电容充电控制电路和脉冲整合电路，所述上MOS管和下MOS管均为N型MOS管；
上MOS管的漏极作为系统的信号输入端；
上MOS管驱动电路的正极电源输入端与第一电容的一端相连，负极电源输入端分别与第一电容的另一端、上MOS管的源极、下MOS管的漏极和电感的一端相连，控制信号输入端与死区时间控制电路的第一信号输出端相连，驱动信号输出端与上MOS管的栅极相连；
下MOS管驱动电路的正极电源输入端与电源正极相连，负极电源输入端分别与电源负极、下MOS管的源极相连且接地，控制信号输入端与死区时间控制电路的第二信号输出端相连，驱动信号输出端与下MOS管的栅极相连；
开关串接在电源的正极和第一电容的一端之间，用于控制开关断开和闭合的开关控制端与死区时间控制电路的第二输入端相连；
电感的另一端分别与反馈控制电路的信号输入端、第二电容的一端相连且作为系统的信号输出端；
第二电容的另一端接地；
反馈控制电路的信号输出端与脉冲整合电路的第一信号输入端相连；
第一电容充电控制电路的信号输出端与脉冲整合电路的第二信号输入端相连；
脉冲整合电路的信号输出端与死区时间控制电路的输入端相连；
上MOS管驱动电路用于控制上MOS管的导通和截止；
下MOS管驱动电路用于控制下MOS管的导通和截止；
死区时间控制电路用于产生死区时间控制信号，对系统的死区时间进行控制以避免上MOS管和下MOS管同时导通；
反馈控制电路用于产生PWM控制信号PWM，对上MOS管和下MOS管进行开关控制以保证系统输出电压稳定输出，当控制信号PWM为高电平时，上MOS管导通，当控制信号PWM为低电平时，下MOS管导通，控制信号PWM的频率称为开关频率；
当PWM控制信号的占空比接近或等于100％时，第一电容充电控制电路用于产生一个控制信号PWM_BST来控制下MOS管的导通时间和导通频率，控制信号PWM_BST的频率小于开关频率，控制信号PWM_BST的频率及在控制信号下产生的下管导通时间应满足：第一电容充电并获得足够的电压以保证上MOS管驱动电路对上MOS管的正常开关控制；
脉冲整合电路将控制信号PWM和控制信号PWM_BST整合为单一的控制信号PWM_CMB，并结合死区时间控制信号对上MOS管和下MOS管进行控制。
本发明所述系统的控制原理为：
(1)当PWM控制信号PWM的占空比等于100％时，下MOS管完全不导通，第一电容CBST得不到充电，此时第一电容充电控制电路产生一个固定频率为FBST＝1/TP_BST的开关信号PWM_BST强制下MOS管以频率FBST导通，每次导通时间为TON_BST，控制信号PWM_CMB完全是由控制信号PWM_BST生成，此时的控制信号PWM一直为高电平，并不控制下MOS管的导通时间；
固定频率FBST和导通时间TON_BST的取值应满足能够使第一电容CBST能得到足够的充电时间，从而保证第一电容有足够的电压以实现上MOS管驱动电路对上MOS管的正常开关控制，同时尽量减小导通时间TON_BST和固定频率FBST的取值，以减小输出电压的文波和对能量转换效率的影响，具体地，为了减小开关损耗以及不产生不必要的电磁干扰频率，固定频率FBST取值可以为：FBST＝FS/N，N取正整数；
此种控制情形下，系统中控制信号PWM、第一电容充电控制电路控制信号PWM_BST的控制波形、脉冲整合电路控制信号PWM_CMB、上MOS管输出信号HSON和下MOS管输出信号LSON的波形如图5所示，图中DT1表示上MOS管关断后和下MOS管开通前加入的死区时段，DT2表示在下管关断后和上管开通前加入的死区时段。
(2)当PWM控制信号PWM的占空比接近100％但小于100％时，由于下MOS管导通时间较短，导致第一电容CBST充电时间不足，此时第一电容充电控制电路产生一个固定频率为FBST＝1/TP_BST的开关信号PWM_BST,该开关信号PWM_BST和控制信号PWM共同控制下MOS管以固定频率FBST导通，每次导通时间为TON_BST，控制信号PWM_CMB是由控制信号PWM和控制信号PWM_BST整合而成；
固定频率FBST和导通时间TON_BST的取值应满足能够使第一电容CBST能得到足够的充电时间，从而保证第一电容有足够的电压以实现上MOS管驱动电路对上MOS管的正常开关控制，同时尽量减小导通时间TON_BST和固定频率FBST的取值，以减小输出电压的文波和对能量转换效率的影响；具体地，为了减小开关损耗以及不产生不必要的电磁干扰频率，固定频率FBST和导通时间TON_BST的取值可以为：
a.FBST＝FS/N，N取正整数；
b.第一电容充电控制电路开关信号(PWM_BST)的脉冲与PWM控制信号(PWM)的脉冲重叠，并保证合成的脉冲不小于第一电容充电控制电路开关信号(PWM_BST)的脉冲，这样保证了下MOS管在PWM控制信号的每个开关周期内最多只导通一次。
此种控制情形下，系统中控制信号PWM、第一电容充电控制电路开关信号PWM_BST、脉冲整合电路控制信号PWM_CMB、上MOS管输出信号HSON和下MOS管输出信号LSON的脉冲波形如图6所示，图中DT1表示上MOS管关断后和下MOS管开通前加入的死区时段，DT2表示在下管关断后和上管开通前加入的死区时段；
第一电容充电控制电路开关信号PWM_BST的脉冲与PWM控制信号PWM的脉冲重叠的情形包括以下几种：
(2.1)如图7所示，PWM_BST信号脉冲的上升沿与PWM信号脉冲的上升沿重叠；
(2.2)如图8所示，PWM_BST信号脉冲的下降沿与PWM信号脉冲的上升沿重叠；
(2.3)如图9所示，PWM_BST信号脉冲大于PWM信号脉冲；
(2.4)如图10所示，PWM_BST信号脉冲小于PWM信号脉冲，这种情况下，等同于没有增加专门的PWM_BST信号脉冲。
结合图11，详细说明本发明的实施例2，但不对本发明的权利要求做任何限定。
为了进一步对第一电容充电控制电路进行控制，使其在需要强制下MOS管导通以保证第一电容充分充电的情况下才开启工作，在实施例1的基础上进行改进，如图11所示，在实施例1所示的系统结构中增设电压比较器，电压比较器的同相输入端输入阈值电压BST_THRSH，反相输入端接入第一电容两端的电压，输出端与第一电容充电控制电路的使能信号输入端相连，阈值电压BST_THRSH的值应至少大于上MOS管的阈值电压。当第一电容两端电压大于阈值电压时，表示第一电容尚有足够的电压，不需要下管的额外导通来对其充电，电压比较器输出逻辑低信号，第一电容充电控制电路在这种情况下不会产生要求充电的脉冲；相反，当第一电容电压小于阈值电压时，表示第一电容上没有足够的电压，电压比较器输出逻辑高信号，第一电容充电控制电路在这种情况下将产生要求充电的脉冲。
利用电压比较器对第一电容两端的电压进行检测并跟阈值电压进行比较，根据比较结果确定是否开启第一电容充电控制电路，从而提高了系统的适用性。
本发明所述的降压型DC-DC变换器系统在具体应用时，如果应用于对某个特定频段具有特殊需求的场合时，反馈控制电路产生的PWM控制信号和第一电容充电控制电路产生的开关信号应避开该频段,例如：应用场合要求尽量减小某个射频频段的电磁干扰，则开关频率FS和固定频率FBST的选择应避开该频段。
综上所述，本发明具有以下优点：本发明利用第一电容充电控制电路使得在PWM控制信号的占空比较大或者等于100％时，下MOS管以固定频率导通，每次导通一定时间，使得第一电容有充足的充电时间，从而保证第一电容有足够的电压以实现上MOS管驱动电路对上MOS管的正常开关控制，从而保证了系统的输出电压不受PWM控制信号占空比影响，能够获得较大且稳定的系统输出电压。
可以理解的是，以上关于本发明的具体描述，仅用于说明本发明而并非受限于本发明实施例所描述的技术方案。本领域的普通技术人员应当理解，仍然可以对本发明进行修改或等同替换，以达到相同的技术效果；只要满足使用需要，都在本发明的保护范围之内。
Claims (9)
1.一种降压型DC-DC变换器系统，其特征在于：包括上MOS管、上MOS管驱动电路、下MOS管、下MOS管驱动电路、第一电容、电感、开关、电源、死区时间控制电路、反馈控制电路、第二电容、第一电容充电控制电路和脉冲整合电路，所述上MOS管和下MOS管均为N型MOS管；
所述上MOS管的漏极作为系统的信号输入端；
所述上MOS管驱动电路的正极电源输入端与第一电容的一端相连，负极电源输入端分别与第一电容的另一端、上MOS管的源极、下MOS管的漏极和电感的一端相连，控制信号输入端与死区时间控制电路的第一信号输出端相连，驱动信号输出端与上MOS管的栅极相连；
所述下MOS管驱动电路的正极电源输入端与电源正极相连，负极电源输入端分别与电源负极、下MOS管的源极相连且接地，控制信号输入端与死区时间控制电路的第二信号输出端相连，驱动信号输出端与下MOS管的栅极相连；
所述开关串接在电源的正极和第一电容的一端之间，用于控制开关断开和闭合的开关控制端与死区时间控制电路的第二输入端相连；
所述电感的另一端分别与反馈控制电路的信号输入端、第二电容的一端相连且作为系统的信号输出端；
所述第二电容的另一端接地；
所述反馈控制电路的信号输出端与脉冲整合电路的第一信号输入端相连；
所述第一电容充电控制电路的信号输出端与脉冲整合电路的第二信号输入端相连；
所述脉冲整合电路的信号输出端与死区时间控制电路的输入端相连；
所述上MOS管驱动电路用于控制上MOS管的导通和截止；
所述下MOS管驱动电路用于控制下MOS管的导通和截止；
所述死区时间控制电路用于产生死区时间控制信号，对系统的死区时间进行控制以避免上MOS管和下MOS管同时导通；
所述反馈控制电路用于产生PWM控制信号PWM，对上MOS管和下MOS管进行开关控制以保证系统输出电压稳定输出，当控制信号PWM为高电平时，上MOS管导通，当控制信号PWM为低电平时，下MOS管导通，所诉控制信号PWM的频率称为开关频率；
当所述控制信号PWM的占空比接近或等于100％时，所述第一电容充电控制电路用于产生一个控制信号PWM_BST来控制下MOS管的导通时间和导通频率，所述控制信号PWM_BST的频率小于开关频率，所述控制信号PWM_BST的频率及在控制信号PWM_BST控制下产生的下管导通时间应满足：第一电容充电并获得足够的电压以保证上MOS管驱动电路对上MOS管的正常开关控制；
所述脉冲整合电路将控制信号PWM和控制信号PWM_BST整合为单一的控制信号PWM_CMB，并结合死区时间控制信号对上MOS管和下MOS管进行控制。
2.根据权利要求1所述的降压型DC-DC变换器系统，其特征在于：当所述控制信号PWM的占空比接近100％时，下MOS管导通时间不足，第一电容充电时间不足，所述控制信号PWM_CMB由控制信号PWM_BST和控制信号PWM整合生成，所述控制信号PWM_BST的频率称为导通频率，所述导通频率与开关频率的关系为：导通频率＝开关频率/N，N取正整数。
3.根据权利要求2所述的降压型DC-DC变换器系统，其特征在于：在所述控制信号PWM_BST控制下产生的下管导通时间与在控制信号PWM控制下产生的下管导通时间重叠并且控制信号PWM_CMB控制下产生的下管导通时间不小于控制信号PWM_BST控制下产生的下管导通时间和控制信号PWM控制下产生的下管导通时间，所述控制信号PWM_CMB控制下产生的下管导通时间成连续性，以使得下MOS管在控制信号PWM的每个开关周期内只导通一次。
4.根据权利要求1所述的降压型DC-DC变换器系统，其特征在于：当所述控制信号PWM的占空比等于100％时，下MOS管不导通，第一电容充电无法充电，所述控制信号PWM_CMB完全由控制信号PWM_BST生成，所述控制信号PWM_BST的频率称为导通频率，所述导通频率与开关频率的关系为：导通频率＝开关频率/N，N取正整数。
5.根据权利要求4所述的降压型DC-DC变换器系统，其特征在于：所述控制信号PWM_CMB与控制信号PWM_BST相同。
6.根据权利要求1、2或4所述的降压型DC-DC变换器系统，其特征在于：当降压型DC-DC变换器系统应用于有特定频率的场合时，所述开关频率和导通频率均不等于该特定频率。
7.根据权利要求1、2或4所述的降压型DC-DC变换器系统，其特征在于：当降压型DC-DC变换器系统应用于有频段限制要求的场合时，所述开关频率和导通频率均不在该频段限制要求之内。
8.根据权利要求1、2或4所述的降压型DC-DC变换器系统，其特征在于：还包括电压比较器，所述电压比较器用于检测第一电容两端的电压并将其与一个阈值电压进行比较，根据比较结果控制第一电容充电控制电路的启动与关闭。
9.根据权利要求8所述的降压型DC-DC变换器系统，其特征在于：所述电压比较器的同相输入端输入阈值电压，所述阈值电压大于上MOS管的阈值电压，反相输入端接入第一电容两端的电压，输出端与第一电容充电控制电路的使能信号输入端相连。
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| CN109613856A (zh) * | 2018-12-03 | 2019-04-12 | 广西云瑞科技有限公司 | 一种基于植保无人机水泵和航向灯的控制装置和方法 |
| CN111697910B (zh) * | 2019-03-13 | 2022-05-03 | 广汽埃安新能源汽车有限公司 | 电机控制器控制方法、装置及电机控制器 |
| CN109981093B (zh) * | 2019-03-25 | 2023-08-22 | 瓴芯电子科技(无锡)有限公司 | 功率器件驱动装置与驱动方法 |
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| CN114583933B (zh) * | 2022-05-09 | 2022-07-12 | 上海芯龙半导体技术股份有限公司南京分公司 | 驱动控制模块及同步整流电路 |
Citations (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005304226A (ja) * | 2004-04-14 | 2005-10-27 | Renesas Technology Corp | 電源ドライバ回路及びスイッチング電源装置 |
| CN1925293A (zh) * | 2006-09-11 | 2007-03-07 | 天津英诺华微电子技术有限公司 | 脉冲频率调制型dc/dc升压转换器 |
| CN101278468A (zh) * | 2005-10-03 | 2008-10-01 | 三垦电气株式会社 | 多输出开关电源装置 |
| JP2009124824A (ja) * | 2007-11-13 | 2009-06-04 | Rohm Co Ltd | チャージポンプ回路ならびにその制御回路、制御方法 |
| JP2009124826A (ja) * | 2007-11-13 | 2009-06-04 | Rohm Co Ltd | パルス変調器、変調方法およびそれを利用したチャージポンプ回路、スイッチングレギュレータならびにそれらの制御回路 |
| CN201846233U (zh) * | 2010-08-06 | 2011-05-25 | 东南大学 | 死区时间自适应控制的开关级电路 |
| CN105245098A (zh) * | 2014-07-02 | 2016-01-13 | 南京博兰得电子科技有限公司 | 用于电源变换器的脉冲频率调制器及调制方法 |
| CN106100352A (zh) * | 2016-08-05 | 2016-11-09 | 广州金升阳科技有限公司 | 反激控制电路及控制方法 |
| CN106505865A (zh) * | 2016-11-21 | 2017-03-15 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种不对称半桥反激变换器及其驱动控制方法 |
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Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006061924A1 (ja) * | 2004-12-08 | 2006-06-15 | Sanken Electric Co., Ltd. | 多出力電流共振型ｄｃ－ｄｃコンバータ |
| KR101291344B1 (ko) * | 2011-10-28 | 2013-07-30 | 숭실대학교산학협력단 | 스위치 모드 전원 제어장치 |
| JP2017093158A (ja) * | 2015-11-10 | 2017-05-25 | ローム株式会社 | 降圧ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、制御方法、ならびに車載用電源装置 |
| TWI562513B (en) * | 2015-12-07 | 2016-12-11 | M3 Technology Inc | Synchronous buck dc-dc?converter and method thereof |
-
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Patent Citations (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005304226A (ja) * | 2004-04-14 | 2005-10-27 | Renesas Technology Corp | 電源ドライバ回路及びスイッチング電源装置 |
| CN101278468A (zh) * | 2005-10-03 | 2008-10-01 | 三垦电气株式会社 | 多输出开关电源装置 |
| CN1925293A (zh) * | 2006-09-11 | 2007-03-07 | 天津英诺华微电子技术有限公司 | 脉冲频率调制型dc/dc升压转换器 |
| JP2009124824A (ja) * | 2007-11-13 | 2009-06-04 | Rohm Co Ltd | チャージポンプ回路ならびにその制御回路、制御方法 |
| JP2009124826A (ja) * | 2007-11-13 | 2009-06-04 | Rohm Co Ltd | パルス変調器、変調方法およびそれを利用したチャージポンプ回路、スイッチングレギュレータならびにそれらの制御回路 |
| CN201846233U (zh) * | 2010-08-06 | 2011-05-25 | 东南大学 | 死区时间自适应控制的开关级电路 |
| CN105245098A (zh) * | 2014-07-02 | 2016-01-13 | 南京博兰得电子科技有限公司 | 用于电源变换器的脉冲频率调制器及调制方法 |
| CN106100352A (zh) * | 2016-08-05 | 2016-11-09 | 广州金升阳科技有限公司 | 反激控制电路及控制方法 |
| CN106505865A (zh) * | 2016-11-21 | 2017-03-15 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种不对称半桥反激变换器及其驱动控制方法 |
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Non-Patent Citations (1)
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| 自适应开启时间的Buck型DC-DC控制器设计实现;李演明;来新泉;袁冰;贾新章;张伟;叶强;;半导体学报(第07期);全文 * |
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