CN110572037A - 有源钳位反激变换器的控制方法及电路 - Google Patents

有源钳位反激变换器的控制方法及电路 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种有源钳位反激变换器的控制方法及电路。利用电流采样电路采样励磁电感正向峰值电流生成电压信号VCS、电压采样电路采样变换器的输入电压VIN生成误差电压信号VFB，与控制模式由非互补转为互补的转换阈值和由互补转为非互补的转换阈值进行比较，来确定变换器的工作状态，变换器可以根据输入电压变化自适应调整模式转换阈值。本发明将互补模式和非互补模式兼容在同一有源钳位反激变换器中，在重载下采用互补模式，在轻载下采用非互补模式，从而使得有源钳位变换器在整个负载范围内均能获得较高的能量转换效率，进一步地，由于有源钳位反激变换器在互补模式和非互补模式的工作频率只相差2～3倍，在进行模式切换时，电路的环路稳定性较好。

Description

有源钳位反激变换器的控制方法及电路
技术领域
本发明涉及开关电源，特别涉及有源钳位反激变换器的控制方法及电路。
技术背景
伴随着电子产品的多功能化和小型化，对于开关电源也提出了新的要求：更小的体积和提供尽可能多的能量。这就需要尽量精简拓扑的电路结构和提高开关电源的转换效率。反激变换器具有电路结构简单和能量转换效率高的特点，因而被广泛应用于中小功率离线式开关电源中。
常见的反激拓扑钳位方式有：RCD钳位、LCD钳位和有源钳位三种。在有源钳位反激拓扑的电路中，增加了钳位管和较大的钳位电容，可以将变压器漏感中的能量储存下来，回收至变换器输入端，从而实现主开关管的ZVS(Zero Voltage Switch，零电压开关)导通，以便于减小开关管的开通损耗，提升变换器能量转换效率。
图1为现有技术典型的有源钳位反激拓扑电路图，其中，LK为漏感、LM为励磁电感、CA为钳位电容、MA为钳位管、MP为主开关管、CPAR为开关节点的寄生电容、RS为励磁电感电流采样电阻、NP为变压器原边绕组匝数、NS为变压器副边绕组匝数、DR为整流二极管、COUT为变换器输出电容、单元101为变换器的主控制芯片、单元102为隔离反馈电路。主控制芯片101控制主开关管MP和钳位管MA的导通和关断。通过控制主开关管MP和钳位管MA的不同导通时序，可以使有源钳位反激变换器在不同的控制模式下工作。
图2为现有技术典型的互补模式有源钳位反激变换器的关键信号波形。其中，G_MP为主开关管的栅端驱动波形，G_MA为钳位管的栅端驱动波形，DS_MP为主开关管漏端电压波形，ILM为励磁电感电流波形，ILK为漏感电流波形。其存在的问题如下：
当有源钳位反激变换器工作在互补模式时，在重载下，主开关管和钳位管实现了ZVS导通，变换器的功率管开通损耗显著降低；同时，漏感、钳位电容和回路寄生电阻组成的谐振回路中的循环能量在寄生串联电阻上产生的损耗占比较小，因而变换器可以获得较高的能量转换效率；然而，轻载下谐振回路中的循环能量过大，损耗增加，因此轻载下的变换器能量转换效率明显降低。
其次，有源钳位反激变换器工作于互补模式时需要满足伏秒积平衡定理，即ΔI为励磁电感电流的变化量，即励磁电感正向峰值电流IPKP与负向峰值电流IPKN的差值，故可得
由上可得，励磁电感的励磁时间可以表示为同理，励磁电感的消磁时间可以表示为其中，N为变换器的变压器原副边匝比，VIN和VO分别为变换器的输入电压和输出电压。由此可得变换器的工作频率为：
一般令负向峰值电流保持一致，以便在实现主开关管ZVS开通的同时减小开关管损耗和变压器损耗。所以，在互补模式下，有源钳位反激变换器的工作频率会随正向励磁电流的减小而增大，如图3中曲线①所示；同时，也会随着输入电压的减小而减小，如图3中曲线②所示。当负载减小或输入电压增加时，开关管的开关次数增加，从而使开关损耗增加；在轻载下，开关损耗的比重增加，使得变换器的效率会降低很多。
为了降低有源钳位反激变换器在轻载阶段的工作频率，目前市面上通常采用互补模式和DCM模式兼容的控制方法。为了保证效率，在轻载下令变换器工作在DCM模式，其工作频率要降低至互补模式的1/7～1/8。但是由于工作频率变化太大，在进行模式切换时容易造成环路不稳。与此同时，工作在DCM模式下的有源钳位反激变换器不能再实现主开关管的ZVS导通，也会造成一定的能量损耗。
图4为现有技术典型的非互补模式有源钳位反激变换器的关键信号波形。与互补模式相比，工作在非互补模式下的有源钳位反激变换器保持了主开关管ZVS导通的特性，并且，随着负载减轻，可以实现降频控制。综合来看，由互补模式转非互补模式，可以实现全负载范围内的变换器效率的最优化。由于非互补模式保持了主开关管的ZVS导通，转换到非互补模式时，变换器工作频率可以降至互补模式下的1/2～1/3，保证效率的同时，避免了直接转换至DCM模式的大范围频率变动，有利于环路稳定。
目前业内虽有互补模式和非互补模式兼容的技术方案，但为数不多且技术复杂度较高。
发明内容
有鉴如此，本发明要解决的技术问题是在全负载范围内优化有源钳位反激变换器的效率曲线，同时保证变换器电路的环路稳定性，提出一种控制方法和电路，使得有源反激变换器的控制兼容互补模式和非互补模式，在不同的工作状态下实现两种模式之间的平滑过渡，电路简单可靠。
本发明通过采样变换器的输入电压和励磁电感正向峰值电流实现对变换器工作状态的监控，主控制芯片根据检测到的输入电压和励磁电感正向峰值电流确定此时的工作模式。本发明的内在原理如下：
有源钳位反激变换器的能量守恒公式可以表示为
其中，LM为励磁电感感量，IPKP为励磁电感正向峰值电流，IPKN为负向峰值电流，f为对应功率下变换器的工作频率，Po为变换器输出功率，η为变换器的转换效率。为了实现主管的ZVS开通，需要保持IPKN为一定值，具体的负向峰值电流控制方法可以参照公开专利CN109713907A。对于峰值电流模控制的变换器，假设变换器的误差电压信号VFB与正向峰值电流IPKP存在比例关系K，将互补模式下频率f的表达带入能量守恒公式，整理之后可得
变换器需要在输入电压或负载变化的情况下保持输出电压的稳定可靠并且性能优良，尤其是效率在变换器工作状态变化时需要保持在较高的水平。根据上面的分析，有源钳位反激变换器工作于互补模式和非互补模式时对于不同的工作条件各有优势。上面的能量守恒公式中，存在三个变量：负载电流IO、误差电压信号VFB和输入电压VIN。对于大多数有源钳位反激控制器而言，还是处于变换器的原边，检测输入电压VIN和误差电压信号VFB来得方便，其中两个变量确定了，另外的变量也就确定了。可以通过检测VIN和VFB来判断工作状态，进而确定变换器需要工作在互补模式还是非互补模式。
本发明提供的有源钳位反激变换器的控制方法具体的技术方案如下：
一种有源钳位反激变换器的控制方法，其特征在于：各控制周期包括如下步骤：
主开关管控制信号发生电路中的电流采样电路采样励磁电感正向峰值电流生成电压信号VCS，同时电压采样电路采样变换器的输入电压VIN生成误差电压信号VFB；
PWM控制器根据电压信号VCS和误差电压信号VFB确定是否输出主开关管控制信号S1，当电压信号VCS大于误差电压信号VFB时，PWM控制器输出主开关管控制信号S1；
状态检测电路采样误差电压信号VFB和变换器的输入电压VIN，与设置的第一阈值CTH和第二阈值NTH进行比较，其中设置的第一阈值CTH低于第二阈值NTH，然后选择如下方式之一输出状态检测结果信号CTRL，并设置变换器的控制模式：
(1)第一阈值CTH和第二阈值NTH受控于变换器的输入电压VIN，输入电压越高对应的第一阈值CTH和第二阈值NTH越低；当误差电压信号VFB低于第一阈值CTH时，输出状态检测结果信号CTRL为0，变换器由互补模式转换到非互补模式；当误差电压信号VFB高于第二阈值NTH时，输出状态检测结果信号CTRL为1，变换器由非互补模式转换到互补模式；
(2)第一阈值CTH和第二阈值NTH受控于变换器的误差电压信号VFB，误差电压信号VFB越高对应的第一阈值CTH和第二阈值NTH越低；当输入电压VIN低于第一阈值CTH时，输出状态检测结果信号CTRL为0，变换器由互补模式转换到非互补模式；当输入电压VIN高于第二转换阈值NTH时，输出状态检测结果信号CTRL为1，变换器由非互补模式转换到互补模式；
(3)第一阈值CTH和第二阈值NTH保持为定值，误差电压信号VFB和输入电压VIN经过叠加，或误差电压信号VFB比例值和输入电压VIN比例值经过叠加之后与第一阈值CTH和第二阈值NTH比较；当叠加电压低于第一阈值CTH时，输出状态检测结果信号CTRL为0，变换器由互补模式转换到非互补模式；当叠加电压高于第二阈值NTH时，输出状态检测结果信号CTRL为1，变换器由非互补模式转换为互补模式；
钳位管控制信号发生电路中的互补控制信号发生器在检测到主开关管控制信号S1后生成互补控制信号S2_COM、非互补控制信号发生器在检测到主开关管控制信号S1后生成非互补控制信号S2_NON、控制信号选择器根据输出状态检测结果信号CTRL，选择将互补控制信号S2_COM或非互补控制信号S2_NON输出作为钳位管控制信号S2；当输出状态检测结果信号CTRL为0，选择的是非互补控制信号S2_NON；当输出状态检测结果信号CTRL为1，选择的是互补控制信号S2_COM。
较优地，输入电压VIN越高转换到非互补模式下的工作基频越高。
较优地，当变换器的工作模式由互补模式转变为非互补模式，变换器的工作频率跳变至原来的1/2～1/3。
较优地，当变换器的工作模式由非互补模式转变为互补模式，同时工作频率也跳变至非互补模式下的2～3倍。
对应地，本发明提供的有源钳位反激变换器的控制电路具体的技术方案如下：
一种有源钳位反激变换器的控制电路，其特征在于：包括主开关管控制信号发生电路、钳位管控制信号发生电路和状态检测电路；
主开关管控制信号发生电路包括电流采样电路、电压采样电路和PWM控制器，电流采样电路采样励磁电感正向峰值电流生成电压信号VCS、电压采样电路采样变换器的输入电压VIN生成误差电压信号VFB，PWM控制器根据电压信号VCS和误差电压信号VFB确定是否输出主开关管控制信号S1，当电压信号VCS大于误差电压信号VFB时，PWM控制器输出主开关管控制信号S1；
状态检测电路采样误差电压信号VFB和变换器的输入电压VIN，与设置的第一阈值CTH和第二阈值NTH进行比较，其中设置的第一阈值CTH低于第二阈值NTH，然后选择如下方式之一输出状态检测结果信号CTRL，并设置变换器的控制模式：
(1)第一阈值CTH和第二阈值NTH受控于变换器的输入电压VIN，输入电压越高对应的第一阈值CTH和第二阈值NTH越低；当误差电压信号VFB低于第一阈值CTH时，输出状态检测结果信号CTRL为0，变换器由互补模式转换到非互补模式；当误差电压信号VFB高于第二阈值NTH时，输出状态检测结果信号CTRL为1，变换器由非互补模式转换到互补模式；
(2)第一阈值CTH和第二阈值NTH受控于变换器的误差电压信号VFB，误差电压信号VFB越高对应的第一阈值CTH和第二阈值NTH越低；当输入电压VIN低于第一阈值CTH时，输出状态检测结果信号CTRL为0，变换器由互补模式转换到非互补模式；当输入电压VIN高于第二转换阈值NTH时，输出状态检测结果信号CTRL为1，变换器由非互补模式转换到互补模式；
(3)第一阈值CTH和第二阈值NTH保持为定值，误差电压信号VFB和输入电压VIN经过叠加，或误差电压信号VFB比例值和输入电压VIN比例值经过叠加之后与第一阈值CTH和第二阈值NTH比较；当叠加电压低于第一阈值CTH时，输出状态检测结果信号CTRL为0，变换器由互补模式转换到非互补模式；当叠加电压高于第二阈值NTH时，输出状态检测结果信号CTRL为1，变换器由非互补模式转换为互补模式；
钳位管控制信号发生电路，包括互补控制信号发生器、非互补控制信号发生器和控制信号选择器，互补控制信号发生器在检测到主开关管控制信号S1后生成互补控制信号S2_COM、非互补控制信号发生器在检测到主开关管控制信号S1后生成非互补控制信号S2_NON、控制信号选择器根据输出状态检测结果信号CTRL，选择将互补控制信号S2_COM或非互补控制信号S2_NON输出作为钳位管控制信号S2；当输出状态检测结果信号CTRL为0，选择的是非互补控制信号S2_NON；当输出状态检测结果信号CTRL为1，选择的是互补控制信号S2_COM。
较优地，输入电压VIN越高转换到非互补模式下的工作基频越高。
较优地，当变换器的工作模式由互补模式转变为非互补模式，变换器的工作频率跳变至原来的1/2～1/3。
较优地，当变换器的工作模式由非互补模式转变为互补模式，同时工作频率也跳变至非互补模式下的2～3倍。
作为状态检测电路的第一种具体的实施方式，其特征在于包括：基准电流源IC、基准电流源IN、NMOS管M1、NMOS管M2、第一阈值电压CTH生成电阻RC、第二阈值电压NTH生成电阻RN、比较器CMP1、反相器NOT1、反相器NOT2和反相器NOT3；基准电流源IC和第一阈值电压CTH生成电阻RC的一端相连，第一阈值电压CTH生成电阻RC的另一端接地，基准电流源IC和第一阈值电压CTH生成电阻RC的连接点与NMOS管M1漏端相连；基准电流源IN和第二阈值电压NTH生成电阻RN的一端相连，第二阈值电压NTH生成电阻RN的另一端接地，基准电流源IC和第二阈值电压NTH生成电阻RC的连接点与NMOS管M2漏端相连，NMOS管M1和NMOS管M2的源端连接至比较器CMP1的反向输入端，比较器CMP1的正向输入端用于输入误差电压信号VFB，比较器CMP1的输出端连接至反相器NOT1的输入端，反相器NOT1的输出端连接至反相器NOT3输入端、NMOS管M2的栅端和反相器NOT2的输入端，反相器NOT2的输出端连接至NMOS管M1的栅端，反相器输入端输出信号CTRL。
较优地，上述状态检测电路的第一种具体的实施方式中的基准电流IC和基准电流IN受变换器输入电压VIN或误差电压VFB控制。
作为状态检测电路的第二种具体的实施方式，其特征在于包括：基准电流源IC、基准电流源IN、第一阈值电压CTH生成电阻RC、第二阈值电压NTH生成电阻RN、比较器CMP2和比较器CMP3、和RS触发器RS；基准电流源IC和第一阈值电压CTH生成电阻RC的一端相连，第一阈值电压CTH生成电阻RC的另一端接地，基准电流源IC和第一阈值电压CTH生成电阻RC的连接点连接至比较器CMP2的正向输入端；基准电流源IN和第二阈值电压NTH生成电阻RN的一端相连，第二阈值电压NTH生成电阻RN的另一端接地，基准电流源IN和第二阈值电压NTH生成电阻RN的连接点连接至比较器CMP3的负向输入端，比较器CMP2的负向输入端和比较器CMP3的正向输入端均用于输入误差电压信号VFB，比较器CMP2的输出端连接至RS触发器RS的输入端，比较器CMP3的输出端连接至RS触发器RS的输入端，RS触发器RS的Q输出端作为状态检测结果信号CTRL的输出。
较优地，上述状态检测电路的第二种具体的实施方式中的基准电流IC和基准电流IN受变换器输入电压VIN或误差电压VFB控制。
术语解释：
互补模式：变换器的变压器漏感电流为CCM模式(continuous current mode，电感电流连续模式)的工作模式，此工作模式下每个开关周期内，主功率开关管开通时，有源钳位开关管处在截止状态；有源钳位开关管开通时，主功率开关管截止。钳位管开通时间较长，两个开关管的死区时间较短。
非互补模式：变换器的变压器漏感电流为DCM模式(discontinuous currentmode，电感电流断续模式)的工作模式，此工作模式下每个开关周期内，主功率开关管开通时，有源钳位开关管处在截止状态；有源钳位开关管开通时，主功率开关管截止。钳位管只在每周期末尾开通一个窄脉冲时间，两个开关管之间死区时间较长。
第一阈值：为有源钳位反激变换器由非互补模式向互补模转变的阈值电压，本说明书的代码为CTH；
第二阈值：为有源钳位反激变换器由互补模式向非互补模转变的阈值电压，本说明书的代码为NTH。
本发明利用电流采样电路采样励磁电感正向峰值电流生成电压信号VCS、电压采样电路采样变换器的输入电压VIN生成误差电压信号VFB，与控制模式由非互补转为互补的转换阈值和由互补转为非互补的转换阈值进行比较，来确定变换器的工作状态，变换器可以根据输入电压变化自适应调整模式转换阈值，实现了将互补模式和非互补模式兼容在同一有源钳位反激变换器中，在重载下采用互补模式，在轻载下采用非互补模式，从而使得有源钳位变换器在整个负载范围内均能获得较高的能量转换效率，同时，由于有源钳位反激变换器在互补模式和非互补模式的工作频率只相差2～3倍，在进行模式切换时，电路的环路稳定性较好。
本发明所带来的优势如下：
1、轻载下由互补模式平滑过渡到非互补模式，重载下由非互补模式平滑过渡到互补模式，优化了变换器的整体效率。
2、模式之间转换时，频率变化倍数较小，环路稳定性好。
3、电路简单可靠，易实现，不需复杂的控制算法。
附图说明
图1现有技术典型的有源钳位反激变换器电路原理图；
图2为现有技术典型互补模式有源钳位反激变换器的关键信号波形图；
图3为现有技术互补模式下有源钳位反激变换器工作频率与负载和输入电压的关系图；
图4为现有技术典型非互补模式有源钳位反激变换器的关键信号波形图；
图5为本发明主控制电路原理框图；
图6为本发明控制模式转换示意图；
图7是本发明主开关管控制信号发生电路的原理图；
图8为本发明钳位管控制信号发生电路原理框图；
图9为本发明状态检测电路第一种实施方式原理图；
图10为本发明状态检测电路第二种实施方式原理图。
具体实施方式
图5为本发明主控制电路原理框图。图5中的虚线框中的内容就是本发明的有源钳位反激变换器的控制电路的原理图，包括主开关管控制信号发生电路201、钳位管控制信号发生电路202和状态检测电路203，主开关控制信号发生电路的两个输入端分别接收误差电压信号VFB和励磁电感电流采样的电压信号VCS，误差电压信号VFB同时接入状态检测电路的一个输入端，状态检测电路的另一输入端连接至变换器的输入端，采样输入电压VIN，主开关管控制信号发生电路和状态检测电路的输出端分别连接至钳位管控制信号发生电路的两个输入端，主开关控制信号发生电路的输出端同时也连接至主开关管的栅极，钳位管控制信号发生电路的输出端连接至钳位管的栅极。
图6是本发明控制模式转换示意图，横坐标表示误差电压VFB、纵坐标表示变换器工作频率、NTH1表示最大的输入电压下的非互补转换阈值、NTH2表示最小的输入电压下的非互补转换阈值、CTH1表示最大的输入电压下的互补转换阈值、CTH2表示最小的输入电压下的互补转换阈值、VIN_max表示输入电压的最大值、VIN_min表示输入电压的最小值、fmin表示非互补模式下变换器的最小工作频率，误差电压VFB可反映负载的变化。当有源钳位反激变换器的负载从满载开始减小时，VFB也随之从最大值开始减小，当减小至NTH阈值时(即VIN_max减小至NTN1，VIN_min减小至NTN2)，变换器的工作模式由互补模式转变为非互补模式；当有源钳位反激变换器的负载从空载开始增加时，VFB也随之从最小值开始增大，当增大至CTH阈值时(即VIN_max增大至CTN1，VIN_min增大至CTN2)，变换器的工作模式由非互补模式转变为互补模式。在互补模式下，有源钳位反激变器的工作频率随负载的减小而增大，在非互补模式下，为了减小损耗，在负载减小时，变换器进行降频处理，工作频率随负载减小而减小。并且在负载一样的情况下，输入电压越大，工作频率越高。
另外，需要注意以下几点：
(1)输入电压越高转换到非互补模式下的工作基频越高，原因在于：在互补模式下，根据公式输入电压越高，工作频率越高，当互补转非互补时，若基频较高可防止频率变化过大引起环路不稳；
(2)当变换器的工作模式由互补模式转变为非互补模式，变换器的工作频率跳变至原来的1/2～1/3，原因在于：互补转非互补，工作频率变化小，环路更加稳定；
(3)当变换器的工作模式由非互补模式转变为互补模式，同时工作频率也跳变至非互补模式下的2～3倍，原因在于：非互补转互补，工作频率变化小，环路更加稳定。
图7是主开关管控制信号发生电路的原理图，主开关管控制信号发生电路包括电流采样电路(即采样电阻RS)、电压采样电路和PWM控制器，电流采样电路采样励磁电感正向峰值电流后生成电压信号VCS、电压采样电路采样变换器的输入电压生成误差电压信号VFB、PWM控制器根据电压信号VCS和VFB输出主开关管控制信号S1。
在有源钳位反激变换器中，当励磁电感电流在流过电流采样电阻RS时，会产生一个对应的电压信号VCS，主开关管控制信号发生电路采样电压信号VCS，主开关管控制信号发生电路的另一端输入误差电压信号VFB，主开关管控制信号发生电路内部的PWM控制器根据采样到的励磁电感电流采样的电压信号VCS和误差电压信号VFB生成主开关管控制信号S1，用以控制主开关管MP的导通和关断。
图8为本发明的钳位管控制信号发生电路的电路图，包括一个互补控制信号发生器、一个非互补控制信号发生器和一个控制信号选择器MUX。互补控制信号发生器和非互补控制信号发生器的输入端接收主开关管控制信号S1，输出端分别连接至控制信号选择器MUX的A1输入端和A0输入端，控制信号选择器MUX的另一输入端S连接至状态检测电路的输出端，控制信号选择器的输出端连接至变换器的钳位管栅端，输出信号S2控制钳位管的导通和关断。
当互补控制信号发生器和非互补控制信号发生器在检测到S1信号之后分别生成一个互补控制信号S2_COM和非互补控制信号S2_NON，控制信号选择器根据接收到的CTRL信号选择将S2_COM或S2_NON输出，当CTRL为“1”时，选择器输出S2_COM；当CTRL为“0”时，选择器输出S2_NON。
CTRL为状态检测电路的输出，状态检测电路通过将误差电压信号VFB与设置的互补模式转换阈值CTH和非互补模式转换阈值NTH进行比较来判断有源钳位反激变换器的工作状态，并输出控制信号CTRL。当有源钳位反激变换器工作在互补模式时，CTRL输出高电平“1”；当有源钳位反激变换器工作在非互补模式时，CTRL输出低电平“0”。
本发明第一种状态检测电路的原理图如图9所示。包括基准电流源IC、基准电流源IN、NMOS管M1、NMOS管M2、第一阈值电压CTH生成电阻RC(下文简称为电阻RC)、第二阈值电压NTH生成电阻RN(下文简称为电阻RN)、比较器CMP1、反相器NOT1、反相器NOT2和反相器NOT3。
基准电流源IC和电阻RC的一端相连，电阻RC的另一端接地，基准电流源IC和电阻RC的连接点与NMOS管M1漏端相连；基准电流源IN和电阻RN的一端相连，电阻RN的另一端接地，基准电流源IC和电阻RC的连接点与NMOS管M2漏端相连，NMOS管M1和NMOS管M2的源端连接至比较器CMP1的反向输入端，比较器CMP1的正向输入端用于输入误差电压信号VFB，比较器CMP1的输出端连接至反相器NOT1的输入端，反相器NOT1的输出端连接至反相器NOT3输入端、NMOS管M2的栅端和反相器NOT2的输入端，反相器NOT2的输出端连接至NMOS管M1的栅端，反相器输入端输出信号CTRL。
本状态检测电路的具体的工作原理如下：
首先，通过基准电流源IC和电阻RC设置转换阈值CTH，当电流IC在流经电阻RC时，会在电阻RC上产生一个电压降，该电压降即为转换阈值CTH；同理，可通过基准电流源IN和电阻RN设置转换阈值NTH，电流IN流经电阻RN的电压降即为转换阈值NTH。转换阈值电压CTH大于NTH。
基准电流IC和基准电流IN受变换器输入电压VIN或误差电压信号VFB控制，当VIN较大时，基准电流IC和基准电流IN较小，CTH和NTH也较小；当VIN较小时，基准电流IC和基准电流IN较大，CTH和NTH也较大。
当VFB电压值从低向高增加时，VFB首先与NTH进行比较。在VFB小于NTH电压时，比较器CMP1将输出逻辑电平0，反相器NOT1输出逻辑电平1，反相器NOT2和反相器NOT3均输出逻辑电平0，同时NMOS管M1关断，NMOS管M2打开，比较器继续将VFB和NTH进行比较，反相器NOT3将稳定输出逻辑电平0，此时为非互补模式。
当VFB大于NTH电压时，比较器CMP1将输出逻辑电平1，反相器NOT1输出逻辑电平0，反相器NOT2和反相器NOT3均输出逻辑电平1，同时NMOS管M1打开，NMOS管M2关断，VFB和CTH进行比较，此时存在两种情况：
1、VFB大于CTH电压，比较器CMP1将输出逻辑电平1，反相器NOT1输出逻辑电平0，反相器NOT2和反相器NOT3均输出逻辑电平1，比较器继续将VFB和CTH电压进行比较，反相器NOT3将稳定输出逻辑电平1，变换器变为互补模式。
2、VFB小于CTH电压，比较器CMP1将输出逻辑电平0，反相器NOT1输出逻辑电平1，反相器NOT2和反相器NOT3均输出逻辑电平0，比较器最终将VFB和CTH电压进行比较，反相器NOT3输出0，电路保持原来的非互补模式输出。
当VFB电压值从高向低减小时，VFB首先与CTH进行比较。在VFB大于CTH电压时，比较器CMP1将输出逻辑电平1，反相器NOT1输出逻辑电平0，反相器NOT2和反相器NOT3均输出逻辑电平1，同时NMOS管M1打开，NMOS管M2关断，比较器继续将VFB和CTH进行比较，反相器NOT3将稳定输出逻辑电平1，此时为互补模式。
当VFB小于CTH电压时，比较器CMP1将输出逻辑电平0，反相器NOT1输出逻辑电平1，反相器NOT2和反相器NOT3均输出逻辑电平0，同时NMOS管M1关断，NMOS管M2打开，比较器将VFB和NTH进行比较，此时也存在两种情况：
1、VFB小于NTH电压，比较器CMP1将输出逻辑电平0，反相器NOT1输出逻辑电平1，反相器NOT2和反相器NOT3均输出逻辑电平0，比较器继续将VFB和NTH电压进行比较，反相器NOT3将稳定输出逻辑电平0，变换器变为非互补模式模式
2、VFB大于NTH电压，比较器CMP1将输出逻辑电平1，反相器NOT1输出逻辑电平0，反相器NOT2和反相器NOT3均输出逻辑电平1，比较器最终将VFB和NTH电压进行比较，反相器NOT3输出1，电路保持原来的互补模式输出。
反相器NOT3的输出结果将作为状态检测电路的结果，输出到钳位管控制信号发生电路的控制信号选择器。
本发明的状态检测电路还可以利用RS触发器RS的寄存功能，实现对CTRL信号的短暂保存，即图10所示方案。
图10为本发明状态检测电路的第二种实施方式的电路原理图，包括比较器CMP2和比较器CMP3、和RS触发器RS。类似于实施例一，电路还包括：基准电流源IC、基准电流源IN、CTH电阻RC和NTH电阻RN。基准电流源IC和电阻RC的一端相连，电阻RC的一端接地，基准电流源IC和电阻RC的连接点连接至比较器CMP2的正向输入端；基准电流源IN和电阻RN的一端相连，电阻RN的一端接地，基准电流源IN和电阻RN的连接点连接至比较器CMP3的负向输入端，比较器CMP2的负向输入端和比较器CMP3的正向输入端均用于输入误差电压信号VFB，比较器CMP2的输出端连接至RS触发器RS的输入端，比较器CMP3的输出端连接至RS触发器RS的输入端，RS触发器RS的Q输出端作为状态检测结果信号CTRL的输出。
同实施例一，基准电流IC和基准电流IN受变换器输入电压VIN或误差电压信号VFB控制，当VIN较大时，CTH和NTH较小；当VIN较小时，CTH和NTH较大。状态检测电路的输出结果CTRL将作为钳位管控制电路的输入信号，使控制信号发生器在不同的控制模式下输出合适的钳位管控制信号S2。
当VFB的值大于CTH时，比较器CMP2输出逻辑电平0，当VFB的值小于CTH时，比较器CMP2输出逻辑电平1；同理，VFB的值大于NTH时，比较器CMP3输出逻辑电平1，VFB的值小于NTH时，比较器CMP3输出逻辑电平0。
对于比较器CMP2和比较器CMP3的输出结果，都具有1和0两种情况，但是由于CTH阈值大于NTH阈值，故不存在VFB既大于CTH电压又小于NTH电压的情况，即不存在比较器CMP2输出比较结果0，比较器CMP3输出0的情况；故对于状态电路一共有3种输入：比较器CMP2输出0；比较器CMP3输出1，比较器CMP2输出1，比较器CMP3输出0；比较器CMP2输出1，比较器CMP3输出1。分别对应互补模式、非互补模式和维持状态，RS触发器RS的Q输出端分别对应输出0、1和Qn-1，Qn-1为RS触发器RS的上一次输出结果。
CMP2输出 CMP3输出 模式判断电路输出 控制模式
0 0 错误 错误
0 1 1 互补模式
1 0 0 非互补模式
1 1 Q<sup>n-1</sup> 保持原控制模式
根据状态检测电路的输出CTRL，钳位管控制信号发生电路在其输出为“1”时将互补控制信号输出作为钳位管控制信号S2，在CTRL为“0”时输出非互补控制信号作为钳位管控制信号S2。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干等同变换、改进和润饰，这些等同变换、改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (12)

1.一种有源钳位反激变换器的控制方法，其特征在于：各控制周期包括如下步骤：
主开关管控制信号发生电路中的电流采样电路采样励磁电感正向峰值电流生成电压信号VCS，同时电压采样电路采样变换器的输入电压VIN生成误差电压信号VFB；
PWM控制器根据电压信号VCS和误差电压信号VFB确定是否输出主开关管控制信号S1，当电压信号VCS大于误差电压信号VFB时，PWM控制器输出主开关管控制信号S1；
状态检测电路采样误差电压信号VFB和变换器的输入电压VIN，与设置的第一阈值CTH和第二阈值NTH进行比较，其中设置的第一阈值CTH低于第二阈值NTH，然后选择如下方式之一输出状态检测结果信号CTRL，并设置变换器的控制模式：
(1)第一阈值CTH和第二阈值NTH受控于变换器的输入电压VIN，输入电压越高对应的第一阈值CTH和第二阈值NTH越低；当误差电压信号VFB低于第一阈值CTH时，输出状态检测结果信号CTRL为0，变换器由互补模式转换到非互补模式；当误差电压信号VFB高于第二阈值NTH时，输出状态检测结果信号CTRL为1，变换器由非互补模式转换到互补模式；
(2)第一阈值CTH和第二阈值NTH受控于变换器的误差电压信号VFB，误差电压信号VFB越高对应的第一阈值CTH和第二阈值NTH越低；当输入电压VIN低于第一阈值CTH时，输出状态检测结果信号CTRL为0，变换器由互补模式转换到非互补模式；当输入电压VIN高于第二转换阈值NTH时，输出状态检测结果信号CTRL为1，变换器由非互补模式转换到互补模式；
(3)第一阈值CTH和第二阈值NTH保持为定值，误差电压信号VFB和输入电压VIN经过叠加，或误差电压信号VFB比例值和输入电压VIN比例值经过叠加之后与第一阈值CTH和第二阈值NTH比较；当叠加电压低于第一阈值CTH时，输出状态检测结果信号CTRL为0，变换器由互补模式转换到非互补模式；当叠加电压高于第二阈值NTH时，输出状态检测结果信号CTRL为1，变换器由非互补模式转换为互补模式；
钳位管控制信号发生电路中的互补控制信号发生器在检测到主开关管控制信号S1后生成互补控制信号S2_COM、非互补控制信号发生器在检测到主开关管控制信号S1后生成非互补控制信号S2_NON、控制信号选择器根据输出状态检测结果信号CTRL，选择将互补控制信号S2_COM或非互补控制信号S2_NON输出作为钳位管控制信号S2；当输出状态检测结果信号CTRL为0，选择的是非互补控制信号S2_NON；当输出状态检测结果信号CTRL为1，选择的是互补控制信号S2_COM。
2.根据权利要求1所述的有源钳位反激变换器的控制方法，其特征在于：输入电压VIN越高转换到非互补模式下的工作基频越高。
3.根据权利要求1或2所述的有源钳位反激变换器的控制方法，其特征在于：当变换器的工作模式由互补模式转变为非互补模式，变换器的工作频率跳变至原来的1/2～1/3。
4.根据权利要求1或2所述的有源钳位反激变换器的控制方法，其特征在于：当变换器的工作模式由非互补模式转变为互补模式，同时工作频率也跳变至非互补模式下的2～3倍。
5.一种有源钳位反激变换器的控制电路，其特征在于：包括主开关管控制信号发生电路、钳位管控制信号发生电路和状态检测电路；
主开关管控制信号发生电路包括电流采样电路、电压采样电路和PWM控制器，电流采样电路采样励磁电感正向峰值电流生成电压信号VCS、电压采样电路采样变换器的输入电压VIN生成误差电压信号VFB，PWM控制器根据电压信号VCS和误差电压信号VFB确定是否输出主开关管控制信号S1，当电压信号VCS大于误差电压信号VFB时，PWM控制器输出主开关管控制信号S1；
状态检测电路采样误差电压信号VFB和变换器的输入电压VIN，与设置的第一阈值CTH和第二阈值NTH进行比较，其中设置的第一阈值CTH低于第二阈值NTH，然后选择如下方式之一输出状态检测结果信号CTRL，并设置变换器的控制模式：
(1)第一阈值CTH和第二阈值NTH受控于变换器的输入电压VIN，输入电压越高对应的第一阈值CTH和第二阈值NTH越低；当误差电压信号VFB低于第一阈值CTH时，输出状态检测结果信号CTRL为0，变换器由互补模式转换到非互补模式；当误差电压信号VFB高于第二阈值NTH时，输出状态检测结果信号CTRL为1，变换器由非互补模式转换到互补模式；
(2)第一阈值CTH和第二阈值NTH受控于变换器的误差电压信号VFB，误差电压信号VFB越高对应的第一阈值CTH和第二阈值NTH越低；当输入电压VIN低于第一阈值CTH时，输出状态检测结果信号CTRL为0，变换器由互补模式转换到非互补模式；当输入电压VIN高于第二转换阈值NTH时，输出状态检测结果信号CTRL为1，变换器由非互补模式转换到互补模式；
(3)第一阈值CTH和第二阈值NTH保持为定值，误差电压信号VFB和输入电压VIN经过叠加，或误差电压信号VFB比例值和输入电压VIN比例值经过叠加之后与第一阈值CTH和第二阈值NTH比较；当叠加电压低于第一阈值CTH时，输出状态检测结果信号CTRL为0，变换器由互补模式转换到非互补模式；当叠加电压高于第二阈值NTH时，输出状态检测结果信号CTRL为1，变换器由非互补模式转换为互补模式；
钳位管控制信号发生电路，包括互补控制信号发生器、非互补控制信号发生器和控制信号选择器，互补控制信号发生器在检测到主开关管控制信号S1后生成互补控制信号S2_COM、非互补控制信号发生器在检测到主开关管控制信号S1后生成非互补控制信号S2_NON、控制信号选择器根据输出状态检测结果信号CTRL，选择将互补控制信号S2_COM或非互补控制信号S2_NON输出作为钳位管控制信号S2；当输出状态检测结果信号CTRL为0，选择的是非互补控制信号S2_NON；当输出状态检测结果信号CTRL为1，选择的是互补控制信号S2_COM。
6.根据权利要求5所述的有源钳位反激变换器的控制电路，其特征在于：输入电压VIN越高转换到非互补模式下的工作基频越高。
7.根据权利要求5所述的有源钳位反激变换器的控制电路，其特征在于：当变换器的工作模式由互补模式转变为非互补模式，变换器的工作频率跳变至原来的1/2～1/3。
8.根据权利要求5所述的有源钳位反激变换器的控制电路，其特征在于：当变换器的工作模式由非互补模式转变为互补模式，同时工作频率也跳变至非互补模式下的2～3倍。
9.根据权利要求5所述的有源钳位反激变换器的控制电路，其特征在于：状态检测电路包括：基准电流源IC、基准电流源IN、NMOS管M1、NMOS管M2、第一阈值电压CTH生成电阻RC、第二阈值电压NTH生成电阻RN、比较器CMP1、反相器NOT1、反相器NOT2和反相器NOT3；基准电流源IC和第一阈值电压CTH生成电阻RC的一端相连，第一阈值电压CTH生成电阻RC的另一端接地，基准电流源IC和第一阈值电压CTH生成电阻RC的连接点与NMOS管M1漏端相连；基准电流源IN和第二阈值电压NTH生成电阻RN的一端相连，第二阈值电压NTH生成电阻RN的另一端接地，基准电流源IC和第二阈值电压NTH生成电阻RC的连接点与NMOS管M2漏端相连，NMOS管M1和NMOS管M2的源端连接至比较器CMP1的反向输入端，比较器CMP1的正向输入端用于输入误差电压信号VFB，比较器CMP1的输出端连接至反相器NOT1的输入端，反相器NOT1的输出端连接至反相器NOT3输入端、NMOS管M2的栅端和反相器NOT2的输入端，反相器NOT2的输出端连接至NMOS管M1的栅端，反相器输入端输出信号CTRL。
10.根据权利要求9所述的有源钳位反激变换器的控制电路，其特征在于：基准电流IC和基准电流IN受变换器输入电压VIN或误差电压VFB控制。
11.根据权利要求5所述的有源钳位反激变换器的控制电路，其特征在于：状态检测电路包括：基准电流源IC、基准电流源IN、第一阈值电压CTH生成电阻RC、第二阈值电压NTH生成电阻RN、比较器CMP2和比较器CMP3、和RS触发器RS；基准电流源IC和第一阈值电压CTH生成电阻RC的一端相连，第一阈值电压CTH生成电阻RC的另一端接地，基准电流源IC和第一阈值电压CTH生成电阻RC的连接点连接至比较器CMP2的正向输入端；基准电流源IN和第二阈值电压NTH生成电阻RN的一端相连，第二阈值电压NTH生成电阻RN的另一端接地，基准电流源IN和第二阈值电压NTH生成电阻RN的连接点连接至比较器CMP3的负向输入端，比较器CMP2的负向输入端和比较器CMP3的正向输入端均用于输入误差电压信号VFB，比较器CMP2的输出端连接至RS触发器RS的输入端，比较器CMP3的输出端连接至RS触发器RS的输入端，RS触发器RS的Q输出端作为状态检测结果信号CTRL的输出。
12.根据权利要求11所述的有源钳位反激变换器的控制电路，其特征在于：基准电流IC和基准电流IN受变换器输入电压VIN或误差电压VFB控制。
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