CN108809107B - 一种有源钳位反激变换器自适应控制的方法及电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种有源钳位反激变换器自适应控制方法和电路，用于对钳位管的导通时间进行控制。有以下特点和效果：复用辅助绕组电压采样引脚判断是否实现主开关管ZVS开通，无需额外的引脚，减小了封装体积；将主开关管导通期间的开关节点电压比例值保存下来，在主开关管驱动信号的上升沿逐周期判断其ZVS开通实现情况，实现了真正意义上的自适应；由于保存的开关节点电压比例值逐周期刷新，所以主开关管ZVS开通实现情况的判断结果不受器件精度的影响，判断结果更加准确；对钳位管驱动信号宽度的双向控制，在实现主开关管ZVS开通的前提下，尽量减小主开关管体二极管流过的负向电流，降低了损耗。

Description

一种有源钳位反激变换器自适应控制的方法及电路

技术领域

本发明涉及钳位管自适应控制的方法及电路，特别涉及有源钳位反激变换器中的钳位管的自适应控制方法及电路。

背景技术

反激变换器因其成本低、拓扑简单等优点广泛应用于中小功率离线式开关电源。实际工作过程中，反激变换器的原边能量并不能够完全传递到副边，留在原边的能量通过漏感和开关节点寄生电容的谐振在开关节点，即主开关管的漏端，产生很高的电压尖峰。为了减小开关管的电压应力，需要吸收电路，常规的吸收电路有RCD钳位电路、LCD钳位电路和有源钳位电路。其中，有源钳位电路添加额外的钳位管及较大的钳位电容，可以将漏感能量保存下来，并回收此能量至变换器输入端。另外，由于漏感的电惯性，有源钳位电路在漏感能量的回收过程结束后可以将主开关管漏端的电压拉低，从而实现主开关管的ZVS开通，减小主开关管的开通损耗，便于变换器功率密度的提升。

如图1所示，100为典型有源钳位反激变换器的电路图。图中，L_K为漏感、L_M为励磁电感、C_A为钳位电容、M_A为钳位管、M_P为主开关管、C_PAR为开关节点的寄生电容、R_S为励磁电感电流采样电阻、N_P为变压器原边绕组匝数、N_S为变压器副边绕组匝数、D_R为整流二极管、C_OUT为变换器输出电容、单元101为变换器的主控制芯片、单元102为隔离反馈电路。主控制芯片通过采样变换器输出电压和电流采样电阻R_S上的压降实现双环路峰值电流模控制，确定主开关管M_P何时开通、何时关断。为了实现主开关管M_P的ZVS开通，需要合理控制钳位管M_A导通的时间。实际上，仅仅依靠漏感很难将开关节点的电压拉至地电位，而需要将励磁电感L_M的感量适当减小，使得励磁电感也存在负向电流。在钳位管关闭之后，励磁电感和漏感仍然流过负向电流，从开关节点的寄生电容上抽取能量，使得开关节点电压拉至地电位。如图2所示，为典型的互补模式有源钳位反激变换器的关键信号波形，其中，G_M_P为主开关管的栅端驱动波形，G_M_A为钳位管的栅端驱动波形，DS_M_P为主开关管漏端电压波形，I_LM为励磁电感电流波形，I_LK为漏感电流波形。假设，励磁电感的感量为L_M，漏感的感量为L_K，励磁电感电流正向的峰值为I_PKP，负向的峰值为I_PKN，主开关管漏端电压为V_{DS_MP}，开关节点寄生电容容值为C_PAR，主开关管实现ZVS开通的条件是：对于变换器而言，励磁电感正向峰值电流I_PKP是随负载电流变化的，所以，为可靠实现主开关管的ZVS开通，需要保持一定的励磁电感负向峰值电流。即便如此，变换器不同的工作条件会带来器件参数的漂移，比如，输入电压变高，这时，就需要适当增大励磁电感的负向峰值电流。负向峰值电流的斜率为其中，V_OUT为变换器输出电压，则需要适当增加钳位管的导通时间才能增大负向峰值电流。然而，负向峰值电流过大，又会造成从主开关管体二极管通过的电流量增大，造成体二极管损耗增大。

综上所述，需要在可靠实现主开关管ZVS开通和减小体二极管损耗之间作出折中，即需要自适应地控制钳位管导通时间。针对此技术难点，TI芯片UCC28780复用启动耗尽管作为阻挡管，采样开关节点的电压波形，若在设定死区时间之内，开关节点电压低于阈值电压，则认为变换器系统实现了主开关管ZVS开通；若在设定的死区时间之内，开关节点电压高于阈值电压，则认为没有实现主开关管ZVS开通，逐周期增大钳位管导通时间，直到检测到开关节点电压低于阈值电压，保持钳位管导通时间。该芯片采样开关节点电压需要额外的引脚，且控制方式在钳位管导通时间过大时不能回调。安森美也推出了一款有源钳位反激变换器控制芯片NCP1568，该芯片控制的钳位管导通时间虽然可以双向调节，但仍需额外的引脚来采样开关节点的电压，造成芯片封装较大。此外，实审专利CN107733235也给出了一种钳位管控制电路，该专利通过辅助绕组检测开关节点的电压或其电压变化率，进而提前或延迟钳位管在下一个周期的关断时刻。然而，该专利使用电容记录开关节点电压的大小，并且利用固定的阈值电压作为比较阈值，以确定钳位管关断时刻的变化方向。在芯片内部，集成电容容值存在偏差，比较阈值是固定的，这样电路的一致性就不好。另外，该专利所述的电流源电流是随开关节点电压变化的，放电过程电容电压与比较阈值比较决定钳位管何时关断，这样就谈不上自适应，没有真正判断在主开关管开通之前开关节点电压是否拉低到地电位，进而确定下个周期钳位管的导通时间。

发明内容

鉴于现有技术的不足，本发明的目的是，提供一种有源钳位反激变换器的自适应控制方法用于自适应地控制钳位管的导通时间，从而可靠地实现主开关管ZVS开通，并且尽量减小主开关管体二极管的负向导通电流。

与此相应，本发明的另一个目的是，提供一种有源钳位反激变换器的自适应控制电路，该电路包括检测和控制两个单元。检测电路判断开关节点电压在主开关管开通之前是否已经为地电位，控制电路根据检测电路判断的结果，决定增大或减小钳位管导通时间。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

就方法主题而言，本发明提供一种有源钳位反激变换器的自适应控制方法，具体而言，该方法由辅助绕组、分压电阻、检测单元和控制单元实现。如图3所示，为辅助绕组N_A、分压电阻R_S1/R_S2、检测电源302、控制单元303以及钳位管M_A的连接关系。辅助绕组端电压反映开关节点的电压，分压电阻将辅助绕组端电压转换为电流，该电流流入检测单元电路的输入端；检测单元将电流通过转换电阻转换为电压，并在主开关管导通阶段将此电压采样保存下来，在下个周期主开关管开通前一刻(G_M_P信号的上升沿)判断转换电阻实时的电压是否等于保存的电压，若等于保存电压，则认为主开关管实现了ZVS开通，若转换电阻电压小于保存的电压，则认为主开关管没有实现ZVS开通，检测单元根据ZVS的实现情况输出ZVS判断信号ZVS_OK至控制单元；控制单元根据判断信号ZVS_OK，决定增大或减小钳位管驱动信号G_M_A的宽度。

优选的，当再次转换的实时电压等于保存的电压时，则主开关管实现零电压开通，所述的判断信号ZVS_OK为高电平，逐渐减小钳位管驱动信号G_M_A的宽度；当再次转换的实时电压小于保存的电压时，则主开关管没有实现零电压开通，所述的判断信号ZVS_OK为低电平，逐渐增大钳位管驱动信号G_M_A的宽度。

就电路主题而言，本发明提供一种有源钳位反激变换器的自适应控制电路。该电路包括，检测单元电路和控制单元电路。

所述的检测单元电路的输入端连接有源钳位反激变换器中变压器的辅助绕组的电流采样点，将采样的电流转换为电压并保存，在下个周期主开关管的驱动信号G_M_P为上升沿时再次采样辅助绕组的电流，并将电流转换为电压，判断再次转换的电压是否等于保存的电压，所述的检测单元电路的输出端输出判断信号ZVS_OK到所述的控制单元电路的输入端，所述的控制单元电路的输出端输出控制信号G_M_A到有源钳位反激变换器中的钳位管，控制钳位管的导通时间。

当所述的判断信号ZVS_OK为低电平时，逐渐增大所述的控制信号G_M_A的宽度，逐渐增大钳位管的导通时间；当所述的判断信号ZVS_OK变为高电平时，停止增大钳位管的导通时间，钳位管的导通时间逐渐减小，直至判断信号ZVS_OK变为低电平，重复以上动作。

所述的辅助绕组的电流采样点，为两个串联的分压电阻的串联节点，两个串联的分压电阻的另外一端分别连接所述辅助绕组的两端，所述辅助绕组的异名端接地。

可选的，检测单元包括，第一NPN三极管，第二NPN三极管，第一电流镜，第一转换电阻，第一开关，第一电容，第一比较器，第一D触发器。所述第一NPN三极管与第二NPN三极管结成电流镜结构，第一NPN三极管的发射极接地，集电极与基极相连，流过偏置电流I_BIAS，并接到第二NPN三极管的基极；所述第二NPN三极管的发射极作为所述检测单元电路的输入端，集电极接第一电流镜；所述第一电流镜输出与输入端的电流成比例的电流到第一转换电阻的一端；所述第一转换电阻的另一端接地，所述第一转换电阻的一端还分别接第一开关的一端和第一比较器的正向输入端；所述第一开关的另一端接第一电容的上极板和第一比较器的负向输入端，控制端接主开关管驱动信号G_M_P；所述第一电容的下极板接地；所述第一比较器的输出端接第一D触发器的输入端；所述第一D触发器的触发端接主开关管的驱动信号G_M_P，输出端给出判断信号ZVS_OK。上述I_BIAS由外部的偏置电路产生。

所述的主开关管的驱动信号G_M_P为高电平时，所述第一开关闭合，所述的主开关管的驱动信号G_M_P为低电平时，所述第一开关断开。

检测单元电路工作原理如下：当G_M_P信号为高电平时，主开关管导通，其漏端的电压接近地电位，具体电压值为主开关导通内阻与励磁电流的乘积。此时，励磁电感上的压降近似为V_IN，则辅助绕组N_A的端电压为负值由于第二NPN三极管的基极电压被偏置到V_BEQ1，所以，第二NPN三极管流过适量电流时，其发射极被钳位在0V(地电位)左右，则主开关导通期间，流过辅助绕组上分压电阻R_S1的电流为此电流流过第一电流镜，生成一个与分压电阻R_S1上的电流成比例的电流流过第一转换电阻，则第一转换电阻上的电压与V_IN存在一个比例关系。通过第一开关在G_M_P信号为高电平的时候将第一转换电阻上的电压信号采样并保存到第一电容上。如果主开关管实现了ZVS开通，则在G_M_P信号变为高电平之前，主开关管漏端电压已经接近地电位，此现象与主开关管导通时的现象一致。即，在G_M_P信号变为高电平时，第一电阻上的实时电压会等于第一电容上的电压。所述第一比较器本身存在一个小的负阈值电压-△V_TH，当第一电阻上的实时电压等于第一电容上保存的电压，则第一比较器的输出为高电平。所述第一D触发器的触发端上升沿有效，则，在G_M_P的上升沿，第一D触发器输出ZVS判断信号为高电平，该高电平表示主开关管实现了ZVS开通。反之，如果主开关没有实现ZVS开通，则辅助绕组N_A的端电压大于第一转换电阻上的实时电压值小于保存在第一电容上的电压值，所以第一比较器输出低电平，G_M_P的上升沿到来时，第一D触发器输出ZVS判断信号为低电平，该低电平表示主开关管未实现ZVS开通。

可选的，控制单元电路包括，第二电流镜，第二开关，第三开关，第四开关，第五开关，第二电容，第六开关，第二比较器，第一缓冲器，第一延时器，第一高电平置位器，第二D触发器，第一驱动器，第一反相器，第一二路选择器，第一可逆计数器。所述第二电流镜流出一路固定电流至第二电容的上极板，并经过第二开关、第三开关、第四开关和第五开关分别流出8倍的基准电流、4倍的基准电流、2倍的基准电流、1倍的基准电流，这几路电流都流到第二电容的上极板；所述第二电容的上极板还接第六开关的一端和第二比较器的负向输入端，所述第二电容的下极板接地；所述第六开关的控制端接第一反相器的输出端，另一端接地；所述第二比较器的正向输入端接基准电压REF，输出端接第一缓冲器的输入端；所述第一缓冲器的输出端接第二D触发器的复位端CLR；所述第二D触发器的D输入端接第一高电平置位器的输出端，第二D触发器的触发端CP接第一延时器的输出端，第二D触发器的输出端Q接第一驱动器的输入端和所述第一反相器的输入端；所述第一延时器的输入端接主开关管驱动信号G_M_P；所述第一驱动器的输出端给出钳位管驱动信号G_M_A。所述第一二路选择器的选择输入端接检测单元电路输出的判断信号ZVS_OK，第一二路选择器的两个信号输入端分别接主开关管的驱动信号G_M_P和G_M_P的N倍分频信号N*G_M_P，选择器的输出端接第一可逆计数器的一个输入端；所述第一可逆计数器的另一输入端接判断信号ZVS_OK，输出端分别给出所述第二开关、第三开关、第四开关和第五开关的控制端控制信号。

所述的第二开关、第三开关、第四开关、第五开关、第六开关，都是控制端为高电平信号时开通，控制端为低电平信号时关断。

控制单元电路工作原理如下：第一可逆计数器被初始化为第二开关控制端信号为高电平，第三开关、第四开关、第五开关控制端为低电平。所述钳位管驱动信号G_M_A由以下方式产生：G_M_P信号的下降沿经过第一延时器延时一个死区时间之后触发第二D触发器的触发端，第二D触发器的输出端Q变为高电平，经过第一驱动器之后，钳位管驱动信号G_M_A变为高电平；第二D触发器的输出端输出高电平经过第一反相器之后输出低电平将第六开关的断开；第二电流镜给出的固定电流和接通的各支路电流给第二电容充电，当第二电容的电压达到基准电压REF，第二比较器输出低电平，此低电平经过第一缓冲器后将第二D触发器复位，第二D触发器输出信号变为低电平，即钳位管驱动信号G_M_A的高电平宽度由第二电容充电到基准电压的时间决定。假设检测单元输出的ZVS判断信号为低电平，表示主开关管没有实现ZVS开通，则第一二路选择器选择G_M_P信号输出到第一可逆计数器的输入端；第一可逆计数器的另一输入端接ZVS判断信号，进行逆向计数，控制第二、第三、第四、第五开关的通断。从而给所述第二电容的充电电流逐周期减小，8个G_M_P信号周期之后第二、第三、第四、第五开关全部关闭，4条支路给出的电流为零。基于以上原理，当ZVS判断信号为低电平时，钳位管驱动信号G_M_A的宽度逐周期增大直到ZVS判断信号变为高电平，即主开关管实现ZVS开通。然而，由于主功率级工作状况发生变化或器件参数发生漂移，则主开关管可能在其漏端电压已经拉低至地电位一段时间后才开通，这样主开关管体二极管流过的电流较大，损耗较大。这时，需要将钳位管驱动信号G_M_A的宽度缓慢变窄。实现方式如下：ZVS判断信号变为高电平，第一二路选择器选择N*G_M_P信号输出到第一可逆计数器的一个输入端，ZVS判断信号的变化使得可逆计数器正向计数，控制第二、第三、第四、第五开关的通断。给所述第二电容的充电电流逐周期增大，8*N个G_M_P信号周期之后第二、第三、第四、第五开关全部导通，4条支路给出的电流达到最大值。钳位管驱动信号G_M_A的宽度逐周期减小，直到ZVS判断信号变为低电平。

本发明的有益效果在于：

1、复用辅助绕组电压采样引脚间接采样开关节点电压，从而判断是否实现主开关管ZVS开通，无需额外的引脚，减小了封装体积；

2、将主开关管导通期间的开关节点电压比例值保存下来，在主开关管驱动信号的上升沿逐周期判断其ZVS开通实现情况，实现了真正意义上的自适应；

3、由于保存的开关节点电压比例值逐周期刷新，所以ZVS开通实现情况的判断结果不受器件精度的影响，判断结果更加准确；

4、可逆计数器实现了钳位管驱动信号宽度的双向控制，在实现主开关管ZVS开通的前提下，尽量减小主开关管体二极管流过的负向电流，降低了损耗。

附图说明

图1为典型有源钳位反激变换器的拓扑图；

图2为典型互补模式有源钳位反激变换器的关键信号波形图；

图3为本发明钳位管自适应控制电路的框图；

图4为本发明自适应控制电路中检测电路的原理图；

图5为本发明自适应控制电路中控制电路的原理图；

图6为本发明自适应控制电路关键信号波形图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图3，附图4，附图5，附图6对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例一

如图3所示，一种有源钳位反激变换器自适应控制电路包括检测单元电路302和控制单元电路303。302通过辅助绕组N_A及分压电阻R_S1/R_S2间接采样开关节点电压，并输出ZVS判断信号ZVS_OK到303。假设开关节点电压为V_{DS_MP}，则励磁电感两端的压差为V_IN-V_{DS_MP}，辅助绕组N_A的端电压为从检测单元302抽取的电流为当主开关管实现了ZVS开通，即主开关管漏端电压在其开通之前已经拉至地电位，V_{DS_MP}近似为0V。在主开关管M_P导通期间，其漏端电压也近似为地电位。这样，就可以将M_P导通期间，从检测单元流出的电流采样保存下来，并且每周期都刷新保存的电流，如果主开关管开通的时刻，从检测单元流出的电流接近保存的电流，可以认为变换器实现了主开关管ZVS开通，否则，从检测单元流出的电流小于保存的电流，认为变换器未实现主开关管ZVS开通。检测单元流出的电流信号在电路上不好处理，所以将其通过一个电阻转换为电压，上述电流的采样、保存、比较，转换为对应电压的采样、保存、比较。

检测单元电路302给出ZVS判断信号ZVS_OK到控制单元电路303，ZVS_OK信号的低电平表示未实现主开关管的ZVS开通，控制单元在每个G_M_P信号周期逐渐增大钳位管的导通时间，分8个周期增大到最大值。在此期间，若ZVS_OK信号变为高电平，即主开关管实现了ZVS开通，则停止增大钳位管导通时间。N个G_M_P周期之后，钳位管导通时间逐渐减小，每经过N个G_M_P周期，导通时间减小一次，直到ZVS_OK信号变低。

这样，钳位管导通时间处于动态调节之中。由于正向增大的过程每G_M_P信号周期就进行一次，而逆向减小的过程要经过N个G_M_P周期才进行一次，所以，主开关管长期实现ZVS开通，中间偶尔单个周期会未实现ZVS开通。平均来讲，钳位管导通时间长期保持在恰好可以实现主开关管ZVS开通，而又不会使导通时间过长，导致主开关管体二极管经过较大负向电流。

如图4，为检测单元电路的一种实现方式，包括，NPN三极管Q1、Q2，电流镜401，转换电阻R_T，采样开关K_S，保存电容C_S，负阈值比较器402，D触发器403。Q1的基极和集电极接到一起，形成二极管连接，一路偏置电流I_BIAS流入Q1的基极和集电极，Q1为Q2的基极提供一个V_BEQ1的电压偏置。由于Q2的电流放大倍数较大，其基极提供较小的偏置电流就可以保证发射极流出很大的工作电流。Q2的发射极接辅助绕组N_A端电压经过分压电阻R_S1/R_S2的分压节点，集电极接电流镜401。当主开关管导通时，其漏端电压接近地电位，N_A的端电压为与V_IN成比例的负电压，由于Q2能够通过较大电流，而N_A的电流又受到R_S1的限制，所以Q2的发射极将R_S1/R_S2的分压点几乎钳位在地电位。流过Q2的电流大小反映了辅助绕组端的负电压值，进而反映了主开关管漏端的电压值。Q2的电流经过401之后产生一个比例电流在转换电阻R_T上产生压降，此压降反映了主开关管漏端电压。利用G_M_P信号将开关K_S打开，采样R_T上的压降，并保存到电容C_S上。主开关管实现ZVS开通意味着在其开通时刻，其漏端电压已经被拉至地电位，对应的转换电阻R_T上的实时压降接近C_S上的电压。由于负阈值比较器402本身有一个小的负阈值电压-△V_TH，所以，402在主开关管开通时刻会输出高电平。D触发器403在G_M_P的上升沿将402的比较结果采样出来，输出为ZVS判断信号ZVS_OK。此时，ZVS_OK为高电平，表示主开关管实现了ZVS开通。反之，如果主开关管未实现ZVS开通，则R_T上的实时压降在主开关管开通时刻比C_S电容上保存的电压小，比较器402输出低电平，经过D触发器403输出低电平的ZVS_OK信号。

如图5，为控制单元电路的一种实现方式，包括，电流镜501，开关K8、K4、K2、K1，时间设置电容CT，复位开关KR，延时器502，高电平置位器503，D触发器504，驱动器505，比较器506，缓冲器507，反相器508，二路选择器509，可逆计数器510。501的流出一路固定电流I_SET到时间设置电容C_T上，同时，经过开关K₈、K₄、K₂、K₁分别流出8倍基准电流I₈、4倍基准电流I₄、2倍基准电流I₂、1倍基准电流I₁到C_T上。C_T的电压输出到比较器506的负向输入端，并且接到复位开关K_R的一端。506的正向输入端接基准电压REF，输出端接缓冲器507的输入端；K_R的另一端接地，507的输出端接D触发器504的复位端CLR；504的D输入端接高电平置位器，触发端CP接延时器502的输出端，输出端Q接驱动器505的输入端和反相器508的输入端，508的输出端接复位开关K_R的控制端；502的输入端接主开关管驱动信号G_MP；505的输出端给出钳位管驱动信号G_M_A。另外，二路选择器509的选择输入端输入ZVS判断信号ZVS_OK，另外两个输入端分别输入主开关管驱动信号G_M_P和G_M_P的N倍分频信号N*G_M_P，N为大于1的整数；输出端接可逆计数器510的一个输入端。510的另一个输入端接ZVS判断信号ZVS_OK，输出开关K8、K4、K2、K1的控制端控制信号。

G_MP信号的下降沿经过延时器502延时一个死区时间触发504的CP输入端，使得504输出D输入端的信号。而504的D输入端接高电平置位器503，所以，504输出高电平，经过驱动器505后使得钳位管驱动信号G_M_A变高。反相器508输出低电平将复位开关K_R断开，电流镜501流出的所有电流给时间设置电容C_T充电，C_T上电压达到REF的时间为：

本发明中，K₈、K₄、K₂、K₁除了表示开关，还表示各开关控制端对应的信号，高电平时为“1”，低电平时为“0”；此信号由可逆计数器510输出，高电平有效。在上述公式中，K₈、K₄、K₂、K₁表示各开关控制端对应的信号；V_CT为电容C_T两端的电压值，V_REF为参考电压值。

当C_T电压大于REF，比较器506输出低电平，经过缓冲器507将D触发器504复位，使得钳位管驱动信号G_M_A变低，从而设置了G_M_A的高电平宽度。

根据T的表达式，可以看出改变分母总的电流值可以改变T的值，K₈、K₄、K₂、K₁为高电平或低电平用“1”或“0”表示，进而改变K₈、K₄、K₂、K₁的值可以改变T的值。二路选择器509根据ZVS判断信号ZVS_OK选择G_M_P或N*G_M_P输出到可逆计数器510，ZVS_OK为低电平选择G_M_P，ZVS_OK为高电平选择G_M_P。可逆计数器510的输出K₈、K₄、K₂、K₁初始化为1、0、0、0，ZVS_OK信号为低电平时，510进行逆向计数，每个G_M_P周期计数一次，则分8个周期逐渐减小K₈K₄K₂K₁的值，依次为：0111、0110、0101、0100、0011、0010、0001、0000，对应的，逐渐减小时间设置电容C_T的充电电流至最小值，进而，逐渐增大G_M_A信号高电平的宽度至最大值。上述变化过程会随着主开关实现ZVS开通，即ZVS_OK信号变高而中断，此处，假设直到K₈K₄K₂K₁的值变到0000时ZVS_OK信号才变高。ZVS_OK信号变高以后，每N个G_M_P信号周期，510才计数一次，并且是正向计数，逐渐增大K₈K₄K₂K₁的值，逐渐增大C_T的充电电流，进而逐渐减小G_M_A信号高电平的宽度至ZVS_OK信号变低。

如图6，为本发明自适应控制的关键信号波形示意图，G_M_P表示主开关管的驱动信号，G_M_A表示钳位管驱动信号，DS_M_P表示主开关管漏端电压信号，I_LM表示励磁电感的电流信号。前三个周期，从时序上看，未实现主开关管ZVS开通，计数器逆向计数，钳位管驱动信号逐渐变宽，励磁电感的负峰值电流值逐渐增大，直到第四个周期，主开关管实现ZVS开通。此后，计数器正向计数，每N个G_MP信号周期，减小一次钳位管驱动信号宽度，直到主开关管又不能够实现ZVS开通，计数器重新逆向计数，一般隔一个周期主开关管又重新实现ZVS开通。上述N个G_M_P周期的N具体多大，可以根据ZVS的可靠实现和主开关管体二极管流过负向电流之间的折中，合理设置。一般而言，N个G_M_P周期约为几毫秒。

本发明的实施方式不限于此，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明的有源钳位反激变换器自适应控制电路还有其它的实施方式；因此本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (8)

1.一种有源钳位反激变换器的自适应控制方法，其特征在于：由检测单元和控制单元实现；检测单元采样有源钳位反激变换器中变压器的辅助绕组的电流，并将电流转换为电压，并在有源钳位反激变换器中主开关管导通阶段将此电压采样保存下来，在下个周期主开关管的驱动信号G_M_P为上升沿时再次采样辅助绕组的电流，并将电流转换为电压，判断再次转换的电压是否等于保存的电压，将判断结果转换为判断信号ZVS_OK输出至控制单元；控制单元根据判断信号ZVS_OK，决定增大或减小有源钳位反激变换器中钳位管驱动信号G_M_A的宽度；

所述的检测单元包括三极管Q1、三极管Q2、电流镜401、转换电阻RT、采样开关KS、保存电容CS、负阈值比较器402、D触发器403；一路偏置电流I_BIAS流入Q1的基极和集电极，三极管Q1为三极管Q2的基极提供一个电压偏置；三极管Q2的发射极接有源钳位反激变换器中变压器的辅助绕组的电流，三极管Q2的集电极接电流镜401；当主开关管导通时，三极管Q2的漏端电压接近地电位，流过三极管Q2的电流大小反映了辅助绕组端的负电压值，进而反映了主开关管漏端的电压值；三极管Q2的电流经过401之后产生一个比例电流在转换电阻RT上产生压降，此压降反映了主开关管漏端电压；利用驱动信号G_M_P信号将开关KS打开，采样RT上的压降，并保存到电容CS上；主开关管实现ZVS开通，主开关管漏端电压被拉至地电位，对应的转换电阻RT上的实时压降接近CS上的电压；负阈值比较器402在主开关管开通时刻输出高电平；D触发器403在G_M_P的上升沿将负阈值比较器402的比较结果采样出来，输出判断信号ZVS_OK。

2.根据权利要求1所述的一种有源钳位反激变换器的自适应控制方法，其特征在于：当再次转换的电压等于保存的电压时，则主开关管实现零电压开通，所述的判断信号ZVS_OK为高电平，逐渐减小钳位管驱动信号G_M_A的宽度；当再次转换的电压小于保存的电压时，则主开关管没有实现零电压开通，所述的判断信号ZVS_OK为低电平，逐渐增大钳位管驱动信号G_M_A的宽度。

3.一种有源钳位反激变换器的自适应控制电路，其特征在于：包括检测单元电路和控制单元电路，所述的检测单元电路的输入端连接有源钳位反激变换器中变压器的辅助绕组的电流采样点，将采样的电流转换为电压并保存，在下个周期主开关管的驱动信号G_M_P为上升沿时再次采样辅助绕组的电流，并将电流转换为电压，判断再次转换的电压是否等于保存的电压，所述的检测单元电路的输出端输出判断信号ZVS_OK到所述的控制单元电路的输入端，所述的控制单元电路的输出端输出控制信号G_M_A到有源钳位反激变换器中的钳位管，控制钳位管的导通时间；

所述的检测单元电路包括第一NPN三极管、第二NPN三极管、第一电流镜、第一转换电阻、第一开关、第一电容、第一比较器和第一D触发器；所述第一NPN三极管的发射极接地，第一NPN三极管的集电极与基极相连，流过偏置电流I_BIAS；所述第二NPN三极管的基极连接到第一NPN三极管的基极，所述第二NPN三极管的发射极作为所述检测单元电路的输入端，所述第二NPN三极管的集电极接第一电流镜的输入端；所述第一电流镜输出与输入端的电流成比例的电流到第一转换电阻的一端；所述第一转换电阻的另一端接地，第一转换电阻的一端还分别接第一开关的一端和第一比较器的正向输入端；所述第一开关的另一端接第一电容的上极板和第一比较器的负向输入端，所述第一开关的控制端接主开关管驱动信号G_M_P；所述第一电容的下极板接地；所述第一比较器的输出端接第一D触发器的输入端；所述第一D触发器的触发端接主开关管的驱动信号G_M_P，所述第一D触发器的输出端输出判断信号ZVS_OK。

4.根据权利要求3所述的一种有源钳位反激变换器的自适应控制电路，其特征在于：所述的辅助绕组的电流采样点，为两个串联的分压电阻的串联节点，两个串联的分压电阻的另外一端分别连接所述辅助绕组的两端，所述辅助绕组的异名端接地。

5.根据权利要求3所述的一种有源钳位反激变换器的自适应控制电路，其特征在于：当所述的判断信号ZVS_OK为低电平时，逐渐增大所述的控制信号G_M_A的宽度，逐渐增大钳位管的导通时间；当所述的判断信号ZVS_OK变为高电平时，停止增大钳位管的导通时间，钳位管的导通时间逐渐减小，直至判断信号ZVS_OK变为低电平，重复以上动作。

6.根据权利要求5所述的一种有源钳位反激变换器的自适应控制电路，其特征在于：所述的主开关管的驱动信号G_M_P为高电平时，所述第一开关闭合，所述的主开关管的驱动信号G_M_P为低电平时，所述第一开关断开。

7.根据权利要求5所述的一种有源钳位反激变换器的自适应控制电路，其特征在于：所述的控制单元电路包括第二电流镜、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关、第二电容、第六开关、第二比较器、第一缓冲器、第一延时器、第一高电平置位器、第二D触发器、第一驱动器、第一反相器、第一二路选择器和第一可逆计数器；所述第二电流镜流出一路固定电流至第二电容的上极板，所述第二电流镜并经过第二开关、第三开关、第四开关和第五开关分别流出8倍的基准电流、4倍的基准电流、2倍的基准电流、1倍的基准电流，这几路电流都流到第二电容的上极板；所述第二电容的上极板还接第六开关的一端和第二比较器的负向输入端，所述第二电容的下极板接地；所述第六开关的控制端接第一反相器的输出端，所述第六开关的另一端接地；所述第二比较器的正向输入端接基准电压REF，所述第二比较器的输出端接第一缓冲器的输入端；所述第一缓冲器的输出端接第二D触发器的复位端CLR；所述第二D触发器的D输入端接第一高电平置位器的输出端，所述第二D触发器的触发端CP接第一延时器的输出端，所述第二D触发器的输出端Q接第一驱动器的输入端和所述第一反相器的输入端；所述第一延时器的输入端接主开关管驱动信号G_M_P；所述第一驱动器的输出端作为控制单元电路的输出端给出钳位管驱动信号G_M_A；所述第一二路选择器的选择输入端接检测单元电路输出的判断信号ZVS_OK，所述第一二路选择器的两个信号输入端分别接主开关管的驱动信号G_M_P和G_M_P的N倍分频信号N*G_M_P，所述第一二路选择器的输出端接第一可逆计数器的一个输入端；所述第一可逆计数器的另一输入端接判断信号ZVS_OK，所述第一可逆计数器的输出端分别给出所述第二开关、第三开关、第四开关和第五开关的控制端控制信号。

8.根据权利要求7所述的一种有源钳位反激变换器的自适应控制电路，其特征在于：所述的第二开关、第三开关、第四开关、第五开关、第六开关，都是控制端为高电平信号时开通，控制端为低电平信号时关断。