CN109742954A

CN109742954A - 一种dc/dc变换器

Info

Publication number: CN109742954A
Application number: CN201910010694.XA
Authority: CN
Inventors: 崔洪主; 张志成; 蓝东升
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2019-01-07
Filing date: 2019-01-07
Publication date: 2019-05-10

Abstract

本发明公开了一种DC/DC变换器，包括BUCK变换器、推挽变换器、控制电路和驱动电路，推挽变换器为同步整流管整流，其特征在于还包括电压检测电路。本发明通过电压检测电路检测BUCK变换器正输出端的电压值来控制推挽变换器的同步整流管的工作状态，当BUCK变换器正输出端的电压值未建立到稳态工作的电压值前，推挽变换器的副边同步整流管工作在二极管整流状态，切断DC/DC变换器输出端的电流往输入端倒灌的路径，从而保护了BUCK变换器的功率开关管不被损坏，同时稳态工作时不影响DC/DC变换器的效率。

Description

一种DC/DC变换器

技术领域

本发明涉及DC/DC变换器，特别涉及具有同步整流的BUCK加推挽两级电路拓扑的DC/DC变换器。

背景技术

输入电压范围在40-160V的DC/DC隔离式大功率DC/DC铁路电源产品中，为降低输入开关管电压应力、减少变压器匝数，以及提高变换器的效率，通常采用具有同步整流的BUCK加推挽两级电路拓扑的电源电路。

如图1所示的即为具有同步整流的BUCK加推挽两级电路拓扑变换器的原理图。包括，BUCK变换器，推挽变换器，控制电路，驱动电路。

BUCK变换器通常由输入电容C1、功率开关管Q1、续流管Q2、储能电感L1和输出端电容组成；推挽变换器通常由输入电容、功率开关管Q3和Q4、变压器T1、输出端同步整流管Q5和Q6以及输出端电容C3组成；其中，电容C2既作为BUCK变换器的输出端电容，又作为推挽变换器的输入电容。

控制电路至少包含四个信号端：BUCK变换器功率开关管Q1的控制信号输出端HD，BUCK变换器续流管Q2的控制信号输出端LD，推挽变换器功率开关管Q3的控制信号输出端PUSH，推挽变换器功率开关管Q4的控制信号输出端PULL。控制电路还有个开启电压VCC(图1中未给出)。控制电路的输出端HD和输出端LD输出两个互补的驱动信号。输出端PUSH和输出端PULL输出两个互补的驱动信号。输出端HD输出的驱动信号开关频率是输出端PUSH输出驱动信号的2倍。输出端HD与输出端LD端输出的驱动信号受控于输出电压VO。

驱动电路至少包含5个信号端：输入信号端VIA，输入信号端VIB，输出信号端VOA，输出信号端VOB，使能端DISABLE。输入信号VIA与输出信号VOA为时间同步的驱动信号，输入信号VIB与输出信号VOB为时间同步的驱动信号。驱动电路用于把控制电路输出端PUSH和输出端PULL输出的驱动信号经过隔离后同步传输到推挽变换器副边，用于驱动功率开关管Q5与功率开关管Q6。驱动电路使能端DISABLE具有阀值判断功能，当DISABLE为0V电平时，驱动电路工作，驱动电路的输出信号端VOA，输出信号端VOB有高电平驱动信号。

功率开关管Q1和续流管Q2为典型的电子开关管，比如为MOSFET管。当功率开关管Q1导通时，输入端VIN电压通过功率开关管Q1给储能电感L1进行充电，并给电容C2提供能量。当功率开关管Q1截止后，续流管Q2导通，流经储能电感L1的电流经续流管Q2进行续流，同时电容C2放电，使BUCK变换器的输出电压V1得以维持。

推挽变换器的输入电压取自于BUCK变换器的输出电压，为V1。功率开关管Q3和Q4以及整流管Q5和Q6为典型的电子开关管，比如为一个MOSFET管，该MOSFET的源极S为图1中MOS管3脚，该MOSFET的漏极D为图1中MOS管2脚，该MOSFET的栅极G为图1中MOS管1脚。推挽变换器的功率开关管Q3与整流管Q5同时开通关断，推挽变换器的功率开关管Q4与整流管Q6同时开通关断。推挽变换器的输入电压V1在功率开关管Q3与整流管Q5开通时，经变压器T1给输出端VO提供能量。当功率开关管Q3与整流管Q5截止后，功率开关管Q4与整流管Q6开始导通，输入电压V1，经变压器T1给输出端VO提供能量。

图1在电流经过同步整流管Q5与Q6流向输出端时，同步整流管的导通能够代替单向二极管，消除单向二级管压降，起到同步整流的作用，提高效率。但由于同步整流管具有双向导通电流能力，电流也能够经同步整流管从输出端反向流回输入端，导致图1变换器应用在电池、电容等储能设备供电时，因输出端VO会储存大量的能量，从而会损坏BUCK变换器中的功率开关管Q1。具体分析如下。

当输入端VIN频繁进行开关切换时，在输入端VIN电压下降到0V后，由于输出端VO储存大量能量，输出端VO电压不会迅速掉下来，而是缓慢下降。此时，输入端VIN电压下降到0V后又重新开启，当输入端VIN电压达到控制电路的开启电压VCC后，控制电路的输出端PUSH和输出端PULL开始输出高电平的驱动信号。驱动电路同时开启工作，功率开关管Q3、功率开关管Q4、整流管Q5、整流管Q6开始交替同步工作。此时，BUCK变换器的输出端会从两级拓扑变换器的输出端VO通过变压器T1感应到一个电压V11。感应到的电压V11的大小跟输出端VO储存的能量大小有关，储存的能量越大感应到的电压V11越大。

BUCK变换器的输出电压V1＝VIN×D，D为控制电路HD输出的驱动信号的占空比。刚开启时，控制电路处于软启动状态，D从零开始缓慢增大，此时D很小，感应电压V11大于VIN×D，BUCK变换器处于反向工作状态，即boost工作状态。功率开关管Q1会承受一个从S到D的反向大电流。感应电压V11越大，反向电流会越大，当电流超过功率开关管Q1能承受的电流后，功率开关管Q1就会损坏。

因此，为了解决功率开关管Q1在输入端VIN进行频繁开关切换时损坏的问题。需要提出一种防止输出电流倒灌的技术方案。

发明内容

有鉴于此，本发明要解决的技术问题是提供一种DC/DC变换器，采用具有同步整流的BUCK加推挽两级电路拓扑，在输入端电压频繁开关切换时，不会因输出电流倒灌，导致损坏BUCK变换器中的功率开关管。

为解决上述技术问题，本发明的构思为：通过检测BUCK变换器正输出端的电压值来控制推挽变换器的副边同步整流管的工作状态，当BUCK变换器正输出端的电压值未建立到稳态工作的电压值前，推挽变换器的副边同步整流管工作在二极管整流状态，切断DC/DC变换器输出端的电流往输入端倒灌的路径，从而保护了BUCK变换器的功率开关管不被损坏，同时稳态工作时不影响DC/DC变换器的效率。

基于上述发明构思，本发明的技术方案如下：

一种DC/DC变换器，包括BUCK变换器、推挽变换器、控制电路和驱动电路，BUCK变换器的输入端即为DC/DC变换器的输入端，BUCK变换器的正输出端连接推挽变换器的正输入端，BUCK变换器的负输出端连接推挽变换器的负输入端，推挽变换器的输出端即为DC/DC变换器的输出端，推挽变换器为同步整流管整流，其特征在于：还包括电压检测电路，电压检测电路包括供电端、输入端和输出端，电压检测电路的供电端用于为其输入工作电压，电压检测电路还通过其输入端检测BUCK变换器正输出端的电压值，将其处理为电平信号后通过其输出端输出至驱动电路的使能端，驱动电路依据该电平信号判断是否输出高电平的驱动信号。

作为驱动电路的一种具体的实施方式，其特征在于：当驱动电路的使能端的电平信号低于第一比较基准电压时，驱动电路工作，驱动电路输出高电平的驱动信号，当驱动电路使能端的电平信号高于第二比较基准电压时，驱动电路不工作，驱动电路停止输出高电平的驱动信号。

优选地，第一比较基准电压小于第二比较基准电压。

优选地，第一比较基准电压为1.2V，第二比较基准电压为1.8V。

优选地，电压检测电路供电端输入的工作电压为5V的固定电平。

作为电压检测电路的第一种具体的实施方式，其特征在于：包括稳压二极管D1、电阻R1、电阻R2、电阻R3和三极管Q7；电阻R1的一端为电压检测电路的输入端，电阻R1的另一端接稳压二极管D1的阴极，稳压二级管D1的阳极同时电联接三极管Q7的基极和电阻R2的一端，电阻R2的另一端接地，三极管Q7的集电极接电阻R3的一端，电阻R3的另一端为电压检测电路的供电端，三极管Q7的发射极电联接地，三极管Q7的集电极为电压检测电路的输出端。

优选地，针对上述电压检测电路的第一种具体的实施方式，稳压二级管D1的稳压值选择接近BUCK变换器的输出电压。

作为电压检测电路的第二种具体的实施方式，其特征在于：包括电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电容C4、运放U1；电阻R4的一端为电压检测电路的输入端，电阻R4的另一端经电阻R5后接地，电阻R6的一端为电压检测电路的供电端，电阻R6的另一端经电阻R7后接地，电容C4与电阻R7并联，运放U1的反向输入端接电阻R4和电阻R5的连接点，运放U1的同向输入端接电阻R6和电阻R7的连接点，运放U1的供电端接电压检测电路的供电端，运放U1的接地端接地，运放U1的输出端为电压检测电路的输出端，电阻R8连接于运放U1的供电端和运放U1的输出端之间。

优选地，针对上述电压检测电路的第二种具体的实施方式，运放U1为电压比较器。

优选地，针对上述电压检测电路的第二种具体的实施方式，运放U1的同向输入端与反向输入端之间的电压固定为2.5V。

本发明的工作原理简要分析如下：

在输入端进行频繁开关切换时，检测电路对BUCK变换器正输出端的电压进行实时检测。在BUCK变换器的正输出端电压未建立到稳态工作电压值时，检测电路输出一个高电平，大于驱动电路使能端第一比较基准电平，驱动电路不工作。推挽变换器的同步整流管工作在二极管整流状态。由于二极管的单向导电性，输出端的电流无法倒灌回原边。

当BUCK变换器的正输出端U1电压值建立到稳态工作电压值后，检测电路输出一个低电平，小于驱动电路使能端第二比较基准电平，驱动电路工作，推挽变换器的同步整流管工作在同步整流状态，此时控制电路完成软启动，V1＝VIN×D，BUCK变换器工作在充电状态，功率开关管Q1无从S到D的反向BOOST大电流，功率开关管Q1不会损坏。

本发明的有益效果为：

在采用具有同步整流的BUCK加推挽两级电路拓扑的DC/DC变换器的输入端进行频繁开关切换，未建立稳态工作时，使推挽变换器的同步整流管工作在二极管整流状态，切断DC/DC变换器输出端的电流往输入端倒灌的路径，从而保护了BUCK变换器的功率开关管不被损坏。

附图说明

图1为现有技术具有同步整流的BUCK加推挽两级电路拓扑变换器的原理图；

图2为本发明DC/DC变换器的原理框图；

图3为第一实施例DC/DC变换器中的电压检测电路的原理图；

图4为第二实施例DC/DC变换器中的电压检测电路的原理图。

具体实施方式

图2为本发明DC/DC变换器的原理框图，采用的也是具有同步整流的BUCK加推挽两级电路拓扑变换器的原理图，该原理框图包括BUCK变换器、推挽变换器、控制电路和驱动电路，BUCK变换器的输入端即为DC/DC变换器的输入端，BUCK变换器的正输出端连接推挽变换器的正输入端，BUCK变换器的负输出端连接推挽变换器的负输入端，推挽变换器的输出端即为DC/DC变换器的输出端，推挽变换器为同步整流管整流，与图1现有技术不同之处在于要切断输出电流往原边倒灌的路径，因此还包括电压检测电路，电压检测电路的输入端检测BUCK变换器的正输出端的电压值，通过其输出端输出至驱动电路的使能端，当驱动电路的使能端的电平低于第一比较基准电压时，驱动电路工作，驱动电路输出端有高电平的驱动信号输出，当驱动电路使能端的电平高于第二比较基准电压时，驱动电路不工作，驱动电路输出端无驱动信号输出，从而切断了输出电流往原边倒灌的路径，保护了BUCK变换器中的功率开关管不被损坏。

为了使得本领域的技术人员更加容易理解本发明，下面结合具体的实施方式对本发明进行说明。

第一实施例

图3所示为本发明第一实施例DC/DC变换器中的电压检测电路的原理图，其它电路与图1及图2相同，因此没有进行绘制。

本实施例的电压检测电路由稳压二极管D1、电阻R1、电阻R2、电阻R3、输入端1、输入端2、接地端1和三极管Q7组成。

输入端1即为电压检测电路的输入端，接BUCK变换器的正输出端U1；输入端2即为电压检测电路的供电端。

电阻R1的一端接输入端1，电阻R1的另一端接稳压二极管D1的阴极。稳压二级管D1的阳极接三极管Q7的基极，稳压二级管D1的阳极同时电联接电阻R2的一端，电阻R2的另一端接接地端1。三极管Q7的集电极接电阻R3的一端，电阻R3另一端接输入端2。三极管Q7的发射极电联接接地端1，三极管Q7集电极为电压检测电路的输出端，接驱动电路使能端DISABLE。

需要说明的是，本实施例的电压检测电路对应权利要求6，本实施例及权利要求6中在描述三极管的基极与发射极的连接关系时，记载的为“电联接三极管Q7的基极”、“三极管Q7的发射极电联接地”，原因在于“电联接”既包括直接连接，也包括间接连接，因此对于在三极管的基极和/或发射极串入限流电阻等惯用手段也落入该权利要求6的保护范围。

优选地，输入端2输入的电压VL为控制电路采用TI公司的LM5041主控制芯片输出的5V参考电平，无需增加供电电路。

优选地，三极管Q7为NPN型三极管。

优选地，第一比较基准电压V_DISL小于第二比较基准电压V_DISH，通过回差设计而能有效避免驱动电路误动作。

进一步地，第一比较基准电平V_DISL为1.2V，第二比较基准电平V_DISH为1.8V。

优选地，稳压二级管D1的稳压值选择接近BUCK变换器的输出电压。

工作原理如下：

当DC/DC变换器输入端VIN电压达到控制电路工作电压VCC电压值后，控制电路开始工作，控制电路的输出端HD，输出端LD，输出端PUSH，输出端PULL有高电平的驱动信号输出，BUCK变换器的正输出端U1的电压V1开始上升。当电压V1上升到高于稳压二级管D1的稳压值后，稳压二级管D1的阳极被击穿导通。电阻R2上有电流流过，产生电压V2。当V2值上升到三极管Q7的门槛电压Vth后，Vth通常为0.7V。三极管Q7导通，三极管Q7的集电极C极与发射极E极导通，三极管的集电极C的电平被拉低到0V，同时，驱动电路的使能端DISABLE输入电平也被拉到0V，小于第一比较基准电压V_DISL。驱动电路工作，驱动电路输出端VOA与VOB产生高电平驱动信号，整流管Q5，Q6开始工作在同步整流状态。

BUCK变换器的正输出端电压V1未上升到稳压二级管D1的稳压值前，稳压二级管D1的阳极未被击穿。电阻R2上没有电流流过，电阻R2上的电压V2为0V，小于三极管Q7的门槛电压Vth，三极管Q7工作在截止区，三极管的集电极C的电平为VL，所述的驱动电路使能端DISABLE输入电平也为VL，大于第二比较基准电压V_DISH。驱动电路不工作，所述的驱动电路输出端VOA、VOB无驱动信号输出，整流管Q5，Q6工作在二极管整流状态。

推挽变换器整流管Q5、Q6工作在二极管整流状态。由于二极管的单向导通性，DC/DC变换器的输出端VO储存的电流能量没法通过变压器T1反灌到BUCK变换器的正输出端U1。

BUCK变换器U1端电压上升到高于稳压二级管D1的稳压值后，驱动电路开始工作，整流管Q5，Q6工作在同步整流状态。此时，控制电路完成软启动，DC/DC变换器工作在稳态，其中的BUCK变换器的正输出端U1感应到的电压V11小于V1＝VIN×D。功率开关管Q1工作在正向BUCK降压充电状态，不是工作在反向BOOST状态，功率开关管Q1没有反向充电电流，解决了BUCK变换器中功率开关管Q1容易出现电流倒灌引起的损坏风险。

需要说明的是，本实施例和第二实施例的控制逻辑均为：当驱动电路的使能端的电平信号低于第一比较基准电压时，驱动电路工作，驱动电路输出高电平的驱动信号，当驱动电路使能端的电平信号高于第二比较基准电压时，驱动电路不工作，驱动电路停止输出高电平的驱动信号。本领域的技术人员也可想到采用相反的控制逻辑，此时只要当BUCK变换器输出端电压V1未建立到稳态前，驱动不工作，无高电平驱动信号输出即可。

第二实施例

图4所示为本发明第二实施例DC/DC变换器中的电压检测电路的原理图，其它电路与图1及图2相同，因此也没有进行绘制。

本实施例的电压检测电路包括：电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电容C4，输入端1，输入端2，接地端1，运放U1。

输入端1即为电压检测电路的输入端，输入端2即为电压检测电路的供电端。

所述的运放U1，至少包含五个信号端。运放的正输入端引脚3，其电压值为Vp，运放的负输入端引脚4，其电压值为Vn，接地端引脚2，供电端引脚5，输出端引脚1。

所述的电阻R4一端接输入端1，另一端接电阻R5和运放U1的负输入端引脚4。所述电阻R5另一端接接地端1。

所述的电阻R6一端接输入端2与运放U1的供电端引脚5，另一端接电阻R7一端与运放的正输入端引脚3。所述电阻R7另一端接接地端1。所述的电容C4一端接电阻R7一端，另一端接接地端1。

所述的电阻R8一端接输入端2，另一端接运放U1的输出端引脚1。所述的运放U1输出端引脚1接驱动电路的输入端DISABLE引脚。

所述的运放U1为一个电压比较器。所述的运放的正输入端引脚3电平Vp大于负输入端引脚4电平Vn时，所述运放输出端引脚1输出一个等同于VL的高电平。所述的运放的输入端引脚3电平Vp小于输入端引脚4电平Vn时，所述运放输出端引脚1输出0V电平。

所述电容C1作为滤波电容，起到平滑稳定Vp的电压。

优选地输入端2输入的电压VL为一个固定电平，优选为5V。

工作原理简述：

如图4所示，本实施例中的运放U1优选为TI公司的LM2904。输入的电压VL优选为控制电路采用TI公司的LM5041主控制芯片输出的5V参考电平。运放U1的输入端电压Vp通过优化电阻R6与电阻R7的参数，固定为2.5V。

DC/DC变换器的输入端VIN电压达到控制电路工作电压VCC电压值后，控制电路开始工作，控制电路的输出端HD，输出端LD，输出端PUSH，输出端PULL有高电平的驱动信号输出，BUCK变换器的正输出端U1的电压V1开始上升。

电阻R5上的电压Vn跟随BUCK变换器的正输出端U1的电压V1上升。当电压V1上升到稳态工作值后，Vn电平比Vp电平高时，运放U1的输出端引脚1输出一个0V低电平。此时，驱动电路的输入端DISABLE为0V，小于第一比较基准电压V_DISL。驱动电路正常工作，驱动电路输出端VOA、VOB产生高电平驱动信号，整流管Q5，Q6工作在同步整流状态。

在DC/DC变换器的输入端VIN电压从开始上升到稳态工作值时，电阻R5上的电压Vn小于电阻R7上电压Vp，运放U1的输出引脚1输出VL电平，大于第二比较基准电压V_DISH。驱动电路不工作，驱动电路输出端VOA、VOB无驱动信号输出，整流管Q5，Q6工作在二极管整流状态。

推挽变换器整流管Q5、Q6工作在二极管整流状态。由于二极管的单向导通性，DC/DC变换器的输出端VO储存的电流能量没法通过变压器T1反灌到BUCK变换器正输出端U1。

BUCK变换器的正输出端U1电压V1上升到稳态工作值后，驱动电路开始工作，整流管Q5，Q6工作在同步整流状态。此时，控制电路完成软启动，DC/DC变换器工作在稳态，BUCK变换器感应到的电压V11小于V1＝VIN×D。功率开关管Q1工作在正向BUCK降压充电状态，不是工作在反向BOOST状态，功率开关管Q1没有反向充电电流，解决了BUCK变换器中的功率开关管Q1容易出现的电流倒灌引起的损坏风险。

本发明实施例对比于第一实施例，在检测BUCK变换器的正输出端U1的电压V1值时更加精准。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干等同变换、改进和润饰，这些等同变换、改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。专利中涉及到的所有“电联接”、“接”和“连接”关系，均并非单指构件直接相接，而是指可根据具体实施情况，通过添加或减少联接辅件，来组成更优的联接结构，本发明中明确用“电联接”的地方只是为了强调此含义，但并不排除用“接”和“连接”的地方也具备这样的含义。本发明创造中的各个技术特征，在不互相矛盾冲突的前提下可以交互组合。

Claims

1.一种DC/DC变换器，包括BUCK变换器、推挽变换器、控制电路和驱动电路，BUCK变换器的输入端即为DC/DC变换器的输入端，BUCK变换器的正输出端连接推挽变换器的正输入端，BUCK变换器的负输出端连接推挽变换器的负输入端，推挽变换器的输出端即为DC/DC变换器的输出端，推挽变换器为同步整流管整流，其特征在于：还包括电压检测电路，电压检测电路包括供电端、输入端和输出端，电压检测电路的供电端用于为其输入工作电压，电压检测电路通过其输入端检测BUCK变换器正输出端的电压值，将其处理为电平信号后通过其输出端输出至驱动电路的使能端，驱动电路依据该电平信号判断是否输出高电平的驱动信号。

2.根据权利要求1所述的DC/DC变换器，其特征在于：当驱动电路的使能端的电平信号低于第一比较基准电压时，驱动电路工作，驱动电路输出高电平的驱动信号，当驱动电路使能端的电平信号高于第二比较基准电压时，驱动电路不工作，驱动电路停止输出高电平的驱动信号。

3.根据权利要求2所述的DC/DC变换器，其特征在于：第一比较基准电压小于第二比较基准电压。

4.根据权利要求2所述的DC/DC变换器，其特征在于：第一比较基准电压为1.2V，第二比较基准电压为1.8V。

5.根据权利要求1所述的DC/DC变换器，其特征在于：电压检测电路供电端输入的工作电压为5V的固定电平。

6.根据权利要求1至5任一项所述的DC/DC变换器，其特征在于：电压检测电路包括稳压二极管D1、电阻R1、电阻R2、电阻R3和三极管Q7；电阻R1的一端为电压检测电路的输入端，电阻R1的另一端接稳压二极管D1的阴极，稳压二级管D1的阳极同时电联接三极管Q7的基极和电阻R2的一端，电阻R2的另一端接地，三极管Q7的集电极接电阻R3的一端，电阻R3的另一端为电压检测电路的供电端，三极管Q7的发射极电联接地，三极管Q7的集电极为电压检测电路的输出端。

7.根据权利要求6所述的DC/DC变换器，其特征在于：稳压二级管D1的稳压值选择接近BUCK变换器的输出电压。

8.根据权利要求1至5任一项所述的DC/DC变换器，其特征在于：电压检测电路包括电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电容C4、运放U1；电阻R4的一端为电压检测电路的输入端，电阻R4的另一端经电阻R5后接地，电阻R6的一端为电压检测电路的供电端，电阻R6的另一端经电阻R7后接地，电容C4与电阻R7并联，运放U1的反向输入端接电阻R4和电阻R5的连接点，运放U1的同向输入端接电阻R6和电阻R7的连接点，运放U1的供电端接电压检测电路的供电端，运放U1的接地端接地，运放U1的输出端为电压检测电路的输出端，电阻R8连接于运放U1的供电端和运放U1的输出端之间。

9.根据权利要求8所述的DC/DC变换器，其特征在于：运放U1为电压比较器。

10.根据权利要求8所述的DC/DC变换器，其特征在于：运放U1的同向输入端与反向输入端之间的电压固定为2.5V。