CN207968333U - 一种llc谐振变换器及其控制电路、谐振电流采样电路 - Google Patents

Abstract

一种LLC谐振变换器及其控制电路、谐振电流采样电路，感应器与LLC谐振变换器的谐振腔连接，以感应谐振腔的谐振电流，并将所述谐振电流转换成交流感应电压；进而电压转换子电路将交流感应电压转换为直流电压并输出给控制器；由此实现了对谐振电流的实时采样，为控制器的进一步控制提供了依据，通过控制开关管的关断电流，有利于降低桥臂开关的开关损耗、提高控制器控制的准确性。

Description

一种LLC谐振变换器及其控制电路、谐振电流采样电路

技术领域

本实用新型涉及LLC谐振变换器领域，具体涉及一种LLC谐振变换器及其控制电路、谐振电流采样电路。

背景技术

随着新能源产业的发展，充电桩行业的需求日益增加，同时对充电桩功率等级要求日益提高，10KW-20KW直流充电模块已经开始普及开来，在现在的AC/DC直流模块中，DC/DC多采用三电平LLC谐振直流变换器，三电平LLC谐振直流变换器能够将开关管电压应力降为输入测直流母线(DC700V-850V)的一半，在高压输入情况下选取低压器件，同时LLC谐振直流变换器既能实现开关管的ZVS,又能实现整流二极管的ZCS,提高变换效率，降低电磁干扰。

常见的三电平LLC拓扑如图1所示，图2为谐振频率大于工作频率时，各个开关管的工作波形图。谐振频率大于工作频率，在这种状态下，开关管工作在ZVS状态，整流二极管工作在ZCS状态。当谐振频率等于工作频率时，iLr(Lr的电流)为完整的正弦波，次级整流器的输出电流临界连续，变换器导通损耗最小，可得到较高效率。当谐振频率小于工作频率时，iLr与iLm还未相等时，开关管已经被强制关断，iLr下降，次级二极管电流也随之迅速减小，此时开关管的关断电流较前两种情况大得多，故损耗较大；此种情况，以开关管Vs1为例进行说明，Vs1关断时，此时流过Vs1的电流iLr大于iLm,损耗较大；此时iLr同时为实现软开关对C1(Vs1对应的等效输出电容)充电，C4(Vs4对应的等效输出电容)放电，实际中设计如果iLr很大，那么关断损耗就比较大，如果iLr比较小，那么关断时会出现对C1充电，C4放电未完成，导致ZVS实现不理想。

可见，在开关管的关断时t2-t4时刻存在比较大的损耗。因为关断时开关管实现的是硬开关，由于LLC谐振直流变换器的控制器无法获得谐振电流，因而无法对桥臂开关进行对应的控制以实现开关管的ZVS，变换器效率低。

实用新型内容

本实用新型主要提供一种LLC谐振变换器及其控制电路、谐振电流采样电路，旨在对谐振电流进行采样，为控制器的控制提供依据。

根据第一方面，一种实施例中提供一种LLC谐振变换器的谐振电流采样电路，包括：

用于感应LLC谐振变换器的谐振电流，并将所述谐振电流转换成交流感应电压的感应器；

用于将交流感应电压转换为直流电压的电压转换子电路；

所述感应器的输入端与LLC谐振变换器的谐振腔连接，所述感应器的输出端通过电压转换子电路连接LLC谐振变换器的控制器AD端口。

所述的谐振电流采样电路，其中，所述控制器的AD端口用于对电压转换子电路输出的直流电压采样，得到采样数据；所述采样数据作为控制器调节控制桥臂开关关断电流大小的依据。

所述的谐振电流采样电路，其中，所述感应器为耦合绕组，所述耦合绕组与LLC谐振变换器的谐振电感耦合，所述耦合绕组连接所述电压转换子电路。

所述的谐振电流采样电路，其中，所述电压转换子电路包括第一电阻和第一电容，所述耦合绕组的一端通过第一电阻连接第一电容的一端；所述第一电容的一端为电压转换子电路的输出端，连接所述控制器AD端口；所述第一电容的另一端连接耦合绕组的另一端和抬高电压提供端。

所述的谐振电流采样电路，其中，抬高电压提供端提供的抬高电压用于将第一电容的最低电压抬高到大于0V，以将第一电容的电压转换为直流电压。

根据第二方面，一种实施例中提供一种LLC谐振变换器的控制电路，包括：

如上任意一项所述的谐振电流采样电路；

控制器，用于将谐振电流采样电路输出的直流电压换算成谐振电流；根据所述谐振电流的大小，增大或减小死区时间，以降低桥臂开关关断时的电流大小。

根据第三方面，一种实施例中提供一种LLC谐振变换器，包括：直流输出电路，开关桥臂，谐振腔，功率转化电路，整流电路以及如上所述的控制电路；所述直流输出电路的输出端通过开关桥臂连接谐振腔，所述谐振腔通过功率转化电路连接整流电路；控制器连接各个桥臂开关的控制端。

依据上述实施例的LLC谐振变换器及其控制电路、谐振电流采样电路，感应器与LLC谐振变换器的谐振腔连接，以感应谐振腔的谐振电流，并将所述谐振电流转换成交流感应电压；进而电压转换子电路将交流感应电压转换为直流电压并输出给控制器；由此实现了对谐振电流的实时采样，为控制器的进一步控制提供了依据，通过控制开关管的关断电流，有利于降低桥臂开关的开关损耗、提高控制器控制的准确性。

附图说明

图1为现有的三电平LLC拓扑图；

图2为图1中，谐振频率大于工作频率时各个开关管的工作波形图；

图3为本实用新型提供的LLC谐振变换器一实施例的电路图。

具体实施方式

下面通过具体实施方式结合附图对本实用新型作进一步详细说明。其中不同实施方式中类似元件采用了相关联的类似的元件标号。在以下的实施方式中，很多细节描述是为了使得本申请能被更好的理解。然而，本领域技术人员可以毫不费力的认识到，其中部分特征在不同情况下是可以省略的，或者可以由其他元件、材料、方法所替代。在某些情况下，本申请相关的一些操作并没有在说明书中显示或者描述，这是为了避免本申请的核心部分被过多的描述所淹没，而对于本领域技术人员而言，详细描述这些相关操作并不是必要的，他们根据说明书中的描述以及本领域的一般技术知识即可完整了解相关操作。

另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，方法描述中的各步骤或者动作也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚描述某一个实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。

本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。而本申请所说“连接”、“联接”，如无特别说明，均包括直接和间接连接(联接)。

请参考图3，本实用新型提供的LLC谐振变换器，包括：直流输出电路10，开关桥臂20，谐振腔30，功率转化电路40，整流电路50以及控制电路60；所述直流输出电路10的输出端通过开关桥臂20连接谐振腔30，所述谐振腔30通过功率转化电路40连接整流电路50；控制器610连接各个桥臂开关(Vs1-Vs4)的控制端。

所述控制电路60，为整个变换器的输入输出状态的总控，通过控制各个桥臂开关，进而控制整个功率传递。

进一步的，所述控制电路60包括谐振电流采样电路和控制器610。

所述谐振电流采样电路，用于实时采样谐振电流，能时刻监测谐振电流变化，便于控制器610进行控制。

所述谐振电流采样电路包括感应器和电压转换子电路；所述感应器的输入端与LLC谐振变换器的谐振腔30连接，所述感应器的输出端连接电压转换子电路的输入端，所述电压转换子电路的输出端连接LLC谐振变换器的控制器610的AD端口。所述控制器的AD(模数转换)端口用于对电压转换子电路输出的直流电压采样，得到采样数据，该采样数据为数字信号。所述采样数据作为控制器调节控制桥臂开关关断电流大小的依据。

所述感应器用于感应谐振腔30的谐振电流，并将所述谐振电流转换成交流感应电压。

感应器输出交流感应电压，所述电压转换子电路用于将交流感应电压转换为直流电压；以便于控制器的AD端口接收。可见，本实用新型实现了对谐振电流的采样，为控制器610的进一步控制提供了依据，通过控制开关管的关断电流，有利于降低桥臂开关的开关损耗。

所述控制器610，用于将谐振电流采样电路输出的直流电压换算成谐振电流，由此可得到各个时刻的谐振电流，尤其是桥臂开关的关断电流；根据所述谐振电流的大小，增大或减小死区时间，以降低桥臂开关关断时的电流大小，进而减少开关损耗。本实用新型通过调节死区时间的大小，降低了桥臂开关的开关损耗，提高了LLC谐振直流变换器的整体效率。所述控制器610可采用DSP。控制器的控制效果，很大程度上与其输入的信号有关，例如谐振电流采样电路输出的直流电压。本发明中，由于谐振电流采样电路输出的是直流电压，故控制器610能实时获得各个时刻的谐振电流，时效性好，提高了控制LLC谐振直流变换器的准确度。

所述感应器为耦合绕组Ls，所述耦合绕组与LLC谐振变换器的谐振电感Lr耦合，所述耦合绕组Ls连接所述电压转换子电路。所述耦合绕组Ls的线圈匝数可调节第一电容C1的电压，具体匝数可根据控制器610可接收的电压大小而定。所述耦合绕组Ls与谐振电感Lr耦合，可采用变压器绕组的形式，例如，谐振电感Lr可以是变压器的初级绕组，耦合绕组Ls可以是变压器的次级绕组。

所述电压转换子电路包括第一电阻R1和第一电容C1，所述耦合绕组Ls的一端通过第一电阻R1连接第一电容C1的一端；所述第一电容C1的一端为电压转换子电路的输出端，连接控制器610的AD端口；所述第一电容C1的另一端连接耦合绕组Ls的另一端和抬高电压提供端VREF。所述抬高电压提供端VREF提供的抬高电压用于将第一电容C1的最低电压抬高到大于0V，以将第一电容的电压转换为直流电压。换而言之，若没有抬高电压，第一电容C1的电压虽跟随谐振电流iLr的变化而变化，但为交流电；通过设置抬高电压，使第一电容C1的电压变为跟随谐振电流iLr的变化而变化直流电，便于DSP、AD端口处理。

本实施例中，LLC谐振变换器30的谐振电感匝数为N；耦合绕组Ls的匝数为1,谐振电流通过Lr，经过变压器T1，在Ls上产生交流感应电压，再由R1,C1组成的RC电路，在C1上产生电压，此时C1上的电压为交流信号，通过VREF上抬一定值，使电压为叠加直流，以便于控制器610采样。控制器610通过检测C1上的电压，来反映谐振腔电流大小。其增益为G。增益G表示流过Lr的电流为I时在C1上产生的电压V1,G＝V1/I。本发明通过检测第一电容C1上的感应电压，得到的电压是电压值不断变化的直流电，控制器610能实时获取，从而能实时的对谐振电流进行采样，从而可以实时、准确的对LLC谐振变换器进行控制。

所述直流输出电路10，用于接收外部的直流电，经过滤波后输出给开关桥臂20，为LLC谐振变换器提供电源。

所述开关桥臂20，包括多个桥臂开关。各个桥臂开关可以由单个或多个MOS管，单个或多个IGBT(绝缘栅双极型晶体管)，或者MOS管与IGBT的组合构成。所述开关桥臂20起到高频方波发生器的作用，即用于产生高频方波，使直流电压变成高频方波电压。

所述功率转化电路40包括功率变压器T。

所述谐振腔30包括第一电感Lr，第二电感Lm和电容Cr，即第一电感Lr，第二电感Lm和电容Cr串联构成谐振电路，其谐振频率为所述谐振腔30使得在电源为直流电源时，谐振腔30中的电流按照正弦规律变化。由于电流或电压按正弦规律变化，存在过零点，如果此时开关器件(桥臂开关)开通或关断，产生的损耗就为零，同时为电路提供能量。本实施例中，第一电感Lr即为上述的谐振电感，第二电感Lm为功率变压器T初级绕组的励磁电感，电路中iLr为谐振电流，iLm为励磁电流。

所述整流电路50，用于对功率变压器T次级绕组输出的交流电进行整流；其由常用的全桥，全波，半波或其他整流方式及滤波电路构成。

所述控制器610具体用于：比较所述谐振电流与预设电流值的大小；在所述谐振电流大于预设电流值时，增大第一死区时间和/或第三死区时间；在所述谐振电流小于预设电流值时，减小第一死区时间和/或第三死区时间。其中，所述预设电流值不低于能实现桥臂零电压开关的最小电流值；所述第一死区时间为一个工作周期中第一次出现的死区时间，所述第三死区时间为一个工作周期中第三次出现的死区时间。

本实施例中，所述LLC谐振变换器为三电平LLC谐振直流变换器。

所述开关桥臂20，包括第一二极管D1'、第二二极管D2'、第一桥臂开关Vs1、第二桥臂开关Vs2、第三桥臂开关Vs3和第四桥臂开关Vs4；第一桥臂开关Vs1和第二桥臂开关Vs2为上桥臂开关，在一个工作周期中，第二桥臂开关Vs2比第一桥臂开关Vs1晚关断；第三桥臂开关Vs3和第四桥臂开关Vs4为下桥臂开关，在一个工作周期中，第三桥臂开关Vs3比第四桥臂开关Vs4晚关断。所述第一桥臂开关Vs1的第一极连接直流电的正极，所述第一桥臂开关Vs1的第二极连接第二桥臂开关Vs2的第一极和第一二极管D1'的负极，所述第一桥臂开关Vs1的控制极(栅极)连接控制器610的第一输出端；第一二极管D1'的正极连接第二二极管D2'的负极；第二桥臂开关Vs2的第二极连接第一电感Lr的一端和第三桥臂开关Vs3的第一极；第一电感Lr的另一端通过功率变压器T的初级绕组连接电容Cr的一端，电容Cr的另一端连接直流输出电路10、第一二极管D1'的正极和第二二极管D2'的负极；第二桥臂开关Vs2的控制极(栅极)连接控制器610的第二输出端；第三桥臂开关Vs3的第二极连接第二二极管D2'的正极和第四桥臂开关Vs4的第一极，第三桥臂开关Vs3的控制极(栅极)连接控制器610的第三输出端；第四桥臂开关Vs4的第二极接地，第四桥臂开关Vs4的控制极(栅极)连接控制器610的第四输出端。

本实施例中，第一桥臂开关Vs1、第二桥臂开关Vs2、第三桥臂开关Vs3和第四桥臂开关为四个相同的功率MOS管。VD1，VD2,VD3,VD4为各个对应功率MOS管的等效体二极管，VC1，VC2,VC3，VC4为各个功率MOS管对应的等效输出电容。第一二极管D1'和第二二极管D2'为三电平钳位二极管。

所述控制器610通过获取LLC谐振腔的实时电流，满足能够实现功率桥臂开关ZVS电流前提下，在比较小的电流时进行关断，进而减小损耗，提高效率。同时实时检测谐振电流，可以实时监控直流变换器的状态，进而做到更多的保护，提高系统可靠性。在不影响控制效果的情况下，为了减小控制器610的数据处理量，控制器610可只在几个关键时间点上获取所述谐振电流。具体的，所述控制器610在一个工作周期开始后，获取第二桥臂开关关断时LLC谐振腔的电流；和/或，获取第三桥臂开关关断时LLC谐振腔的电流。其中，所述第二桥臂开关Vs2为两个上桥臂开关中后关断的那个上桥臂开关，所述第三桥臂开关Vs3为两个下桥臂开关中后关断的那个下桥臂开关。本实施例中，即获取第二桥臂开关关断时LLC谐振腔的电流，又获取第三桥臂开关关断时LLC谐振腔的电流。

所述控制器610增大或减小第一死区时间，具体可通过调节Vs1和/或Vs2的PWM占空比实现；同样的，增大或减小第三死区时间，具体可通过调节Vs 3和/或Vs 4的PWM占空比实现。另外，LLC谐振直流变换器中，开关桥臂20中的各个桥臂开关为周期性工作，故增大或减小第一死区时间、第三死区时间，可以增大或减小下一次出现的第一死区时间、第三死区时间，也可以增大或减小后续一个或多个工作周期中的第一死区时间、第三死区时间。

由于本发明提供的谐振电流采样电路能输出LLC谐振腔的实时电流，使得控制器满足能够实现功率桥臂开关ZVS电流前提下，在比较小的电流时进行关断，进而减小损耗，提高效率。同时控制器可实时检测谐振电流，可以实时监控直流变换器的状态，进而做到更多的保护，提高系统可靠性。

所述预设电流值不低于能实现第二桥臂开关Vs2或第三桥臂开关Vs3零电压开关的最小电流值，从而在降低开关损耗的同时也能保障桥臂开关的ZVS。所述第一死区时间为一个工作周期中第一次出现的死区时间，换而言之，所述第一死区时间为从第一桥臂开关关断到第二桥臂开关关断的时间。所述第三死区时间为一个工作周期中第三次出现的死区时间，换而言之，所述第三死区时间为一个工作周期中从第四桥臂开关关断到第三桥臂开关关断的时间。

以上应用了具体个例对本实用新型进行阐述，只是用于帮助理解本实用新型，并不用以限制本实用新型。对于本领域的一般技术人员，依据本实用新型的思想，可以对上述具体实施方式进行变化。

Claims (7)

1.一种LLC谐振变换器的谐振电流采样电路，其特征在于，包括：

用于感应LLC谐振变换器的谐振电流，并将所述谐振电流转换成交流感应电压的感应器；

用于将交流感应电压转换为直流电压的电压转换子电路；

所述感应器的输入端与LLC谐振变换器的谐振腔连接，所述感应器的输出端通过电压转换子电路连接LLC谐振变换器的控制器AD端口。

2.如权利要求1所述的谐振电流采样电路，其特征在于，所述控制器的AD端口用于对电压转换子电路输出的直流电压采样，得到采样数据；所述采样数据作为控制器调节控制桥臂开关关断电流大小的依据。

3.如权利要求1所述的谐振电流采样电路，其特征在于，所述感应器为耦合绕组，所述耦合绕组与LLC谐振变换器的谐振电感耦合，所述耦合绕组连接所述电压转换子电路。

4.如权利要求3所述的谐振电流采样电路，其特征在于，所述电压转换子电路包括第一电阻和第一电容，所述耦合绕组的一端通过第一电阻连接第一电容的一端；所述第一电容的一端为电压转换子电路的输出端，连接所述控制器AD端口；所述第一电容的另一端连接耦合绕组的另一端和抬高电压提供端。

5.如权利要求4所述的谐振电流采样电路，其特征在于，抬高电压提供端提供的抬高电压用于将第一电容的最低电压抬高到大于0V，以将第一电容的电压转换为直流电压。

6.一种LLC谐振变换器的控制电路，其特征在于，包括：

如权利要求1-5任意一项所述的谐振电流采样电路；

控制器，用于将谐振电流采样电路输出的直流电压换算成谐振电流；根据所述谐振电流的大小，增大或减小死区时间，以降低桥臂开关关断时的电流大小。

7.一种LLC谐振变换器，其特征在于，包括：直流输出电路，开关桥臂，谐振腔，功率转化电路，整流电路以及如权利要求6所述的控制电路；所述直流输出电路的输出端通过开关桥臂连接谐振腔，所述谐振腔通过功率转化电路连接整流电路；控制器连接各个桥臂开关的控制端。