CN109831097A - 一种基于两级级联电压转换的降压电源电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电源领域技术领域，公开了一种基于两级级联电压转换降压电源电路及方法，该方法采用的降压电源电路，是采用源变换器通过滤波器与负载变换器相连组成的LLC+Buck两级级联拓扑电路，包括直流输入电压VIN，输入电压信号地GND，输出直流电压VOUT,输出电压信号地SGND，电阻器R1、R2，电容器C1～C7，电感器L1、L2，MOS管Q1～Q6，单片机U1，MOS驱动器U2～U6，变压器T1～T3。本发明旨在解决宽范围输入电压情况下电路效率低、MOSFET等功率器件较难选型等问题。

Description

一种基于两级级联电压转换的降压电源电路及方法

技术领域

本发明涉及电源领域技术领域，尤其涉及一种基于两级级联电压转换的降压电源电路及方法。

背景技术

随着电力电子技术的发展，开关电源越来越趋向于高频化。变压器和电感电容等元件的体积重量是随着开关频率的提高而减少的，因而高频化既提高了开关电源的功率密度，促进了开关电源的小型化。经典的Buck、Boost及隔离型的桥式电路、反激、正激变换器等能够满足大部分系统下的正常应用。但是在一些比较特殊的场合，通常的单级功率变换器无法满足性能指标。比如一些需要高功率因数电源的场合，通常都是Boost PFC+Flyback电路级联组成。如今，在越来越多的场合，使用单一的电力电子变换器来满足各种要求已经显得十分困难，因此对级联式变换器的研究显得尤为重要。

发明内容

为克服现有技术的不足，本发明提供一种基于两级级联电压转换的降压电源电路及方法。旨在解决宽范围输入电压情况下电路效率低、MOSFET等功率器件较难选型等问题。

为了实现上述发明目的解决上述技术问题，本发明采用了如下技术方案：

一种基于两级级联电压转换的降压电源电路，包括直流输入电压VIN，输入电压信号地GND，输出直流电压VOUT,输出电压信号地SGND，电阻器R1、R2，电容器C1～C7，电感器L1、L2，MOS管Q1～Q6，单片机U1，MOS驱动器U2～U6，变压器T1～T3；

直流输入电压VIN接电阻器R1、电容器C1、电容器C3和MOS管Q1的一端；电阻器R1另一端接电阻器R2、电容器C1、电容器C2、变压器T1初级一端；MOS管Q1的另一端接电感器L1和MOS管Q2的一端；电感器L1另一端接变压器T1初级另一端；电阻器R2、电容器C2、电容器C3和MOS管Q2另一端接输入电压信号地GND；

变压器T1次级一端接MOS管Q3一端；变压器T1次级另一端接MOS管Q4一端；变压器T1次级中心抽头一端接MOS管Q5、电容器C4、电容器C5一端；MOS管Q5另一端接电感器L2和MOS管Q6的一端；MOS管Q6的另一端接电容器C6、C7的一端；MOS管Q3、Q4、电容器C4、C5、C6、C7和电感器L2的另一端接输出电压信号地SGND。

一种基于两级级联电压转换的降压电源电路：所述的直流输入电压VIN为9V～600V直流电压，LLC电路为开环控制，Buck-Boost电路闭为环控制。

一种基于两级级联电压转换的降压电源方法，是采用源变换器通过滤波器与负载变换器相连组成LLC+Buck两级级联拓扑电路的降压方法，其步骤如下：

1)制作半桥LLC谐振变换器，由两个串联的开关管Q1、Q2通过串联的二极管D1、D2与串联的寄生电容C1、C2相连，谐振电容Cr通过谐振电感Lr与励磁电感Lm连接组成谐振回路；采用中心抽头结构的变压器次级通过同步整流二极管D3、D4与滤波电容Co相连；

LLC谐振变换器采取的是的调频控制方式，即开关管Q1和Q2的导通占空比都为50％交替工作；为防止开关管Q1和Q2同时导通，在两个开关管的驱动信号之间加入设置的死区时间；

LLC谐振变换器设置有两个谐振频率，其中一个由谐振电感Lr与谐振电容Cr所产生的串联谐振频率fr：

另一个由谐振电感Lr加励磁电感Lm串联后与共同与谐振电容Cr产生的并联谐振频率fr2：

根据变换器输入电压与所带负载情况的不同，两个谐振频率fr与fr2将变换工作频率区间大致分为三个部分,即fr2<fs<fr、fs＝fr和fs>fr；在每个频率区间内，变换器的工作情况都有所区别；

2)制作Buck变换器电路，由开关管V1、滤波电感L、续流管V2、滤波电容C和负载电阻R组成，开关管V1一端与滤波电感L、续流管V2的一端连接，滤波电感L的另一端与滤波电容C和负载电阻R的一端连接，续流管V2的另一端与滤波电容C和负载电阻R的另一端连接接地；工作时：

开关管V1导通，续流管V2关断，输入给输出滤波电感储能，并向负载提供能量；

开关管V1关断，续流管V2导通，由于电感上的电流不能突变，此时电感上的电流经过续流管V2形成回路，其储存的能量继续提供给负载；输出滤波电容用来限制输出电压上的开关频率纹波分量，使其远小于稳态时输出的电压；由于续流管V2导通时内阻非常低产生的功耗非常小，适用于低压大电流电路；

其中LLC谐振电路为开环工作状态，BUCK电路为闭环反馈工作状态。

由于采用上述技术方案，本发明具有以下的有益效果：

一种基于两级级联电压转换的降压电源电路及方法，包括直流输入电压VIN，输入电压信号地GND，输出直流电压VOUT,输出电压信号地SGND，电阻器R1、R2，电容器C1～C7，电感器L1、L2，MOS管Q1～Q6，单片机U1，MOS驱动器U2～U6，变压器T1～T3。采用宽范围高压输入的LLC转换器也是研究的一个热点领域，采用LLC+BUCK两级级联的方式，旨在解决宽范围输入电压情况下电路效率低、MOSFET等功率器件较难选型等问题。可以实现高达95％的效率。国内还没有该类型的开关电源转化器模块产品。并且能够对标国外产品的性能和指标和实际产品需求。

附图说明

图1是两级级联变换器结构的电路方框图。

图2是两级级联变换器结构的电路工作框图。

图3是半桥LLC谐振变换器拓扑结构电路图。

图4是Buck变换器拓扑结构的电路图。

图5是两级级联电压转换的降压电源电路原理图。

图6是单片机连接的两级级联变换器结构电路方框图。

具体实施方式

下面结合附图对本专利进一步解释说明。但本专利的保护范围不限于具体的实施方式。

如图1、2、3、4、5、6所示，一种基于两级级联电压转换的降压电源电路，包括直流输入电压VIN，输入电压信号地GND，输出直流电压VOUT,输出电压信号地SGND，电阻器R1、R2，电容器C1～C7，电感器L1、L2，MOS管Q1～Q6，单片机U1，MOS驱动器U2～U6，变压器T1～T3；单片机U1采用的型号为dsPIC33FJ16GS502。

直流输入电压VIN接电阻器R1、电容器C1、电容器C3和MOS管Q1的一端；电阻器R1另一端接电阻器R2、电容器C1、电容器C2、变压器T1初级一端；MOS管Q1的另一端接电感器L1和MOS管Q2的一端；电感器L1另一端接变压器T1初级另一端；电阻器R2、电容器C2、电容器C3和MOS管Q2另一端接输入电压信号地GND；

变压器T1次级一端接MOS管Q3一端；变压器T1次级另一端接MOS管Q4一端；变压器T1次级中心抽头一端接MOS管Q5、电容器C4、电容器C5一端；MOS管Q5另一端接电感器L2和MOS管Q6的一端；MOS管Q6的另一端接电容器C6、C7的一端；MOS管Q3、Q4、电容器C4、C5、C6、C7和电感器L2的另一端接输出电压信号地SGND。

所述的直流输入电压VIN为9V～600V直流电压，LLC电路为开环控制，Buck-Boost电路闭为环控制。

LLC谐振变换器的工作模式、小信号分析建模、仿真和参数计算都有相关芯片公司推出的模拟的LLC控制器，能够应用于全数字电源或者电源模块的设计，包括全数字的半桥或者全桥LLC转换器。随着宽范围输入电压模块实际需求的增加，多种拓扑级联的解决方案也应运而生。

一种基于两级级联电压转换的降压电源方法，是采用源变换器通过滤波器与负载变换器相连组成LLC+Buck两级级联拓扑电路的降压方法，如图1所示的两级级联变换器结构，前级变换器通常被称为源变换器，后级变换器通常被称为负载变换器。级联后的系统可以弥补单一变换器的不足，进而提高系统的性能。

所采用的设计方案为LLC+Buck两级级联拓扑，其中LLC谐振电路开环工作，BUCK电路闭环反馈，整机电路可实现高达95％的效率。电路工作如图2所示。

半桥LLC谐振变换器结构如图3所示。组成半桥LLC谐振变换器的主要器件有：两个开关管Q1、Q2及体二极管D1、D2寄生电容C1、C2，谐振电容Cr、Lr、励磁电感Lm，副边采用中心抽头结构的变压器，次级整流二极管(实际为同步整流MOS管)，滤波电容Co等器件。不同于传统PWM变换器的控制方式，LLC谐振变换器采取的是的调频控制方式，即开关管Q1和Q2的导通占空比都约为50％，交替工作。但为防止它们同时导通，在两个开关管的驱动信号之间加入一定的死区时间。

Buck变换器电路由开关管V1、滤波电感L、续流管V2、滤波电容C和负载电阻R组成。开关管V1导通续流管V2关断，输入给输出滤波电感储能，并向负载提供能量。开关管V1关断续流管V2导通，由于电感上的电流不能突变，此时电感上的电流经过续流管V2形成回路，其储存的能量继续提供给负载。输出滤波电容主要用来限制输出电压上的开关频率纹波分量，使其远小于稳态时输出的电压。由于续流管V2导通时内阻非常低，因而产生的功耗非常小，使其更适用于低压大电流电路，并且效率也更高。

其中LLC谐振变换器有三个谐振元件，故有两个谐振频率，其中一个由谐振电感Lr与谐振电容Cr所产生的串联谐振频率fr：

另一个由谐振电感Lr加励磁电感Lm串联后与共同与谐振电容Cr产生的并联谐振频率fr2：

根据变换器输入电压与所带负载情况的不同，两个谐振频率fr与fr2可将变换工作频率区间大致分为三个部分,即fr2<fs<fr、fs＝fr和fs>fr。在每个频率区间内，变换器的工作情况都有所区别。

传统的谐振边换器为了实现最高效率，通常会设计变换器运行在谐振频率点上。但是，如果变换器运行在谐振点的左边，电路将会工作在ZCS状态。因此在电路设计时，为了保证电路运行在ZVS状态，必须保留很大的设计余量，这样电路将不能保证工作在最优状态。

对于LLC谐振变换器而言，开关频率不管是在谐振频率的左边还是右边，都能实现开关管的ZVS。因此在设计过程中不需要留有余量，电路也能运行在谐振频率点上，从而实现效率最优。

Claims (3)

1.一种基于两级级联电压转换的降压电源电路，其特征是：包括直流输入电压VIN，输入电压信号地GND，输出直流电压VOUT,输出电压信号地SGND，电阻器R1、R2，电容器C1～C7，电感器L1、L2，MOS管Q1～Q6，单片机U1，MOS驱动器U2～U6，变压器T1～T3；

直流输入电压VIN接电阻器R1、电容器C1、电容器C3和MOS管Q1的一端；电阻器R1另一端接电阻器R2、电容器C1、电容器C2、变压器T1初级一端；MOS管Q1的另一端接电感器L1和MOS管Q2的一端；电感器L1另一端接变压器T1初级另一端；电阻器R2、电容器C2、电容器C3和MOS管Q2另一端接输入电压信号地GND；

变压器T1次级一端接MOS管Q3一端；变压器T1次级另一端接MOS管Q4一端；变压器T1次级中心抽头一端接MOS管Q5、电容器C4、电容器C5一端；MOS管Q5另一端接电感器L2和MOS管Q6的一端；MOS管Q6的另一端接电容器C6、C7的一端；MOS管Q3、Q4、电容器C4、C5、C6、C7和电感器L2的另一端接输出电压信号地SGND。

2.根据权利要求1所述一种基于两级级联电压转换的降压电源电路，其特征是：所述的直流输入电压VIN为9V～600V直流电压，LLC电路为开环控制，Buck-Boost电路闭为环控制。

3.一种基于两级级联电压转换的降压电源方法，是采用源变换器通过滤波器与负载变换器相连组成LLC+Buck两级级联拓扑电路的降压方法，其步骤如下：

1)制作半桥LLC谐振变换器，由两个串联的开关管Q1、Q2通过串联的二极管D1、D2与串联的寄生电容C1、C2相连，谐振电容Cr通过谐振电感Lr与励磁电感Lm连接组成谐振回路；采用中心抽头结构的变压器次级通过同步整流二极管D3、D4与滤波电容Co相连；

LLC谐振变换器采取的是的调频控制方式，即开关管Q1和Q2的导通占空比都为50％交替工作；为防止开关管Q1和Q2同时导通，在两个开关管的驱动信号之间加入设置的死区时间；

LLC谐振变换器设置有两个谐振频率，其中一个由谐振电感Lr与谐振电容Cr所产生的串联谐振频率fr：

另一个由谐振电感Lr加励磁电感Lm串联后与共同与谐振电容Cr产生的并联谐振频率fr2：

根据变换器输入电压与所带负载情况的不同，两个谐振频率fr与fr2将变换工作频率区间大致分为三个部分,即fr2<fs<fr、fs＝fr和fs>fr；在每个频率区间内，变换器的工作情况都有所区别；

2)制作Buck变换器电路，由开关管V1、滤波电感L、续流管V2、滤波电容C和负载电阻R组成，开关管V1一端与滤波电感L、续流管V2的一端连接，滤波电感L的另一端与滤波电容C和负载电阻R的一端连接，续流管V2的另一端与滤波电容C和负载电阻R的另一端连接接地；工作时：

开关管V1导通，续流管V2关断，输入给输出滤波电感储能，并向负载提供能量；

开关管V1关断，续流管V2导通，由于电感上的电流不能突变，此时电感上的电流经过续流管V2形成回路，其储存的能量继续提供给负载；输出滤波电容用来限制输出电压上的开关频率纹波分量，使其远小于稳态时输出的电压；由于续流管V2导通时内阻非常低产生的功耗非常小，适用于低压大电流电路；

其中LLC谐振电路为开环工作状态，BUCK电路为闭环反馈工作状态。