CN107346940A - 一种功率变换电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种功率变换电路，包括：前级电路，输入电压输入前级电路，前级电路用于实现稳压功能，完成第一级的能量变换；与前级电路相连的后级电路，输出电压从后级电路输出，后级电路用于实现隔离功能，完成第二级的能量变换。前级电路包括降压电路，后级电路包括依次相连的逆变电路、隔离电路和整流电路。前级电路采用交错BUCK电路结构，并工作在变频变占空比模式，可单相运行提高转换效率。后级电路采用定频定占空比及同步整流结构，可进一步提高转换效率。本发明采用两级功率变换电路拓扑结构，适用于宽输入电压、全负载输出范围，并能够实现高效率的功率转换。

Description

一种功率变换电路
技术领域
本发明涉及电子电路领域，尤其是涉及一种适用于宽输入电压范围的两级功率变换电路拓扑结构，可以实现高效率的功率转换。
背景技术
目前，在典型的中间总线架构（Intermediate Bus Architecture，简称IBA）供电系统中，一般供电电路的前级采用隔离变换器进行降压，后级采用非隔离变换器进行稳压，从而实现不同电压等级的能量转换。供电电路后级的效率可以做的很高，而前级的效率则直接决定了整个供电系统的效率。对于前级变换电路，目前现有技术中有两种方案，一种是采用单级变换方式，另外一种是采用两级变换方式。
采用单级变换方式以VICOR公司的零电流开关拓扑为代表，以机车用电源（输入电压：66VDC～154VDC；输出电压：24VDC；输出功率：150W）为例，在25℃环境温度，额定输入，满载条件下的效率为89.2%。单级变换方案的电路原理示意图如附图1所示。
采用两级变换方式以SynQor公司的Buck+InterLeaved Forward（降压电路+交错正激电路）拓扑为代表。由FISCHE LLC于1998年1月23日申请，并于1999年11月7日公开，公开号为US5999417A的美国发明专利申请《High efficiency power converter》（高效功率转换器）公开了该技术方案。在该技术方案中，第一级电路实现降压功能，第二级电路实现隔离功能。以机车用电源（输入电压：66VDC～154VDC；输出电压:24VDC；输出功率：144W）为例，在25℃环境温度，满载条件下的效率为89%，半载效率为91%。两级变换方案的电路原理示意图如附图2所示。
在现有技术中，供电系统的前级变换电路无论是采用单级变换方式，还是采用两极变换方式，均存在宽范围电压输入，轻载和满载输出时，转换效率偏低的缺点。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种功率变换电路，能够解决现有功率变换电路存在的在宽范围电压输入，轻载和满载输出时，转换效率偏低的技术问题。
为了实现上述发明目的，本发明具体提供了一种功率变换电路的技术实现方案，一种功率变换电路，包括：
前级电路，输入电压输入所述前级电路，所述前级电路用于实现稳压功能，完成第一级的能量变换；
与所述前级电路相连的后级电路，输出电压从所述后级电路输出，所述后级电路用于实现隔离功能，完成第二级的能量变换。
优选的，所述前级电路包括降压电路，输入电压输入所述降压电路，所述降压电路的输出端与所述后级电路相连，所述降压电路采用两相并联交错BUCK电路结构，并工作在变频变占空比模式。
优选的，所述输入电压为直流电压，所述降压电路包括第一开关管、第二开关管、第四开关管和第五开关管。所述第一开关管，以及与所述第一开关管相连的第二开关管组成其中一相BUCK电路，所述第四开关管，以及与所述第四开关管相连的第五开关管组成另一相BUCK电路。所述第一开关管与所述第二开关管的门极脉冲开通时间互补，所述第四开关管与所述第五开关管的门极脉冲开通时间互补，所述第一开关管与所述第四开关管的门极脉冲相位相差180°，所述第二开关管与所述第五开关管的门极脉冲相位相差180°，所述降压电路完成对输入电压进行降压的功能。
优选的，所述后级电路包括依次相连的逆变电路、隔离电路和整流电路，所述逆变电路与所述降压电路的输出端相连，输出电压从所述整流电路输出。所述逆变电路工作在定频定占空比模式，所述整流电路工作在同步整流模式。
优选的，所述逆变电路采用半桥电路结构，并包括交替导通的第三开关管和第六开关管，所述逆变电路将输入直流电压逆变为方波电压。所述隔离电路包括变压器，所述变压器实现输入和输出之间的隔离。所述整流电路采用同步整流电路结构，并包括交替导通的第七开关管和第八开关管，所述第七开关管、第八开关管根据整流电流的极性交替导通以实现对所述变压器输出的同步整流。通过所述变压器的原边励磁电感电流和副边折射至原边的电流在交替导通死区时间内对所述第三开关管、第六开关管的输出电容进行充放电，以实现所述第三开关管、第六开关管的零电压开通。
优选的，所述逆变电路采用半桥电路结构，并包括交替导通的第三开关管和第六开关管，所述逆变电路将输入直流电压逆变为方波电压。所述隔离电路包括变压器，所述变压器实现输入和输出之间的隔离，所述后级电路还包括第一电容、第四电容和第三电感，所述变压器与第三电感、第一电容、第四电容组成LLC电路结构。所述整流电路采用同步整流电路结构，并包括交替导通的第七开关管和第八开关管，所述第七开关管、第八开关管根据整流电流的极性交替导通以实现对所述变压器输出的同步整流。所述开关管、第六开关管利用LLC谐振实现零电压开通和零电流关断，并通过设置所述整流电路的开关频率等于LLC谐振的频率，以实现所述第七开关管、第八开关管的零电流关断。
优选的，所述降压电路还包括与所述第二开关管相连的第一电感，以及与所述第五开关管相连的第二电感。当所述功率变换电路工作于满载或半载的负载条件时，所述降压电路工作于交错电流临界导通模式，所述第一开关管、第四开关管开通T1时间后关断，T1为开通时间，所述第一电感的电流通过所述第二开关管进行开通续流，所述第二电感的电流通过所述第五开关管进行开通续流，续流时间为T2。在T2时间内，所述第一电感、第二电感的电流反向，在电流反向过零时，所述第二开关管、第五开关管关断。利用所述第二开关管、第五开关管的关断死区时间，泄放所述第一开关管、第四开关管输出电容上的电，所述第一开关管、第四开关管再次零电压开通进入下一个周期。
优选的，所述降压电路的工作频率由开通时间T1与续流时间T2之和决定。
优选的，随着负载的减小和输入电压的升高，处于交错电流临界模式的所述降压电路的工作频率逐渐升高至设定值后，所述降压电路进入单相电流临界导通模式。在所述单相电流临界导通模式下，关闭其中一相BUCK电路的运行，同时所述降压电路的工作频率降为关闭前的二分之一。
优选的，当处于交错电流临界导致模式或单路电流临界导通模式的所述降压电路的工作频率上升至接近第一开关管、第二开关管、第四开关管和第五开关管的工作频率上限时，所述降压电路进入准方波模式。在所述准方波模式下，所述第二开关管、第五开关管中的电流反向过零后继续保持开通，直至工作周期时间结束再关闭。
通过实施上述本发明提供的功率变换电路的技术方案，具有如下有益效果：
（1）本发明采用两级转换电路级联的结构，将稳压与隔离功能分开实现，减小了电路设计的难度，提高了电路的可靠性；
（2）本发明前级电路采用交错BUCK电路，交错BUCK电路工作在变频变占空比模式，开关管Q1、Q2、Q4、Q5实现软开关；进行相位管理，可单相运行；在高压输入和轻载情况下进入准方波模式等组合控制方式，能够实现在宽范围电压输入、全负载输出范围的高效率功率转换；
（3）本发明后级电路采用定频定占空比及同步整流技术，同时利用半桥电路结构，实现部分或全部开关管的软开关控制，能够进一步提高功率转换的效率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的实施例。
图1是现有技术1中采用单级变换方式的供电系统电路原理图；
图2是现有技术2中采用双级变换方式的供电系统电路原理图；
图3是本发明功率变换电路一种具体实施方式的电路结构框图；
图4是本发明实施例1中功率变换电路的电路拓扑结构图；
图5是本发明实施例2中功率变换电路的电路拓扑结构图；
图6是本发明实施例1中功率变换电路的关键节点电压波形图；
图7是本发明实施例2中功率变换电路的关键节点电压波形图；
图中：1-降压电路，2-逆变电路，3-隔离电路，4-整流电路。
具体实施方式
为了引用和清楚起见，将下文中使用的技术名词、简写或缩写记载如下：
IBA：中间总线架构；
Buck：降压电路；
HB:半桥转换电路；
InterLeaved Forward：交错正激；
LLC：两个电感和一个电容构成的串并联谐振拓扑；
MOSFET：绝缘栅场效应晶体管。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
如附图3至附图7所示，给出了本发明功率变换电路的具体实施例，下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。
如附图3所示，一种功率变换电路的具体实施例，包括：
前级电路，输入电压输入前级电路，前级电路用于实现稳压功能，完成第一级的能量变换；
与前级电路相连的后级电路，输出电压从后级电路输出，后级电路用于实现隔离功能，完成第二级的能量变换。
前级电路包括降压电路1，输入电压输入降压电路1，降压电路1的输出端与后级电路相连，降压电路1采用两相并联交错BUCK电路结构，并工作在变频变占空比模式。
后级电路包括依次相连的逆变电路2、隔离电路3和整流电路4，逆变电路2与降压电路1的输出端相连，输出电压从整流电路4输出。逆变电路2工作在定频定占空比模式，整流电路4工作在同步整流模式。
下面分别以实施例1和2为例对本发明功率变换电路的具体拓扑结构和电路原理介绍如下。其中，电路中包括的主要标号及其定义如下：
Vin+为输入高电平；
Vin-为输入低电平；
Vout+为输出高电平；
Vout-为输出低电平；
Q1～Q8为功率开关管；
L1～L3为电感；
T1为变压器；
C1～C4为电容。
实施例1
如附图4所示，对于前级电路，输入电压为蓄电池提供的一定输入范围（如：66V～154V）的直流电压，第二电容C2并联在输入端（Vin+与Vin-之间）。降压电路1包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第四开关管Q4和第五开关管Q5。第一开关管Q1，以及与第一开关管Q1相连的第二开关管Q2组成其中一相BUCK电路，第四开关管Q4，以及与第四开关管Q4相连的第五开关管Q5组成另一相BUCK电路。第一开关管Q1与第二开关管Q2的门极脉冲开通时间互补，第四开关管Q4与第五开关管Q5的门极脉冲开通时间互补，第一开关管Q1与第四开关管Q4的门极脉冲相位相差180°，第二开关管Q2与第五开关管Q5的门极脉冲相位相差180°，降压电路1完成对输入电压降压为DC48V的功能。降压电路1还包括与第二开关管Q2相连的第一电感L1，以及与第五开关管Q5相连的第二电感L2。
两个交错工作的BUCK电路根据负载和输入电压的情况工作在如下所述的三个控制状态：
交错电流临界导通模式：当功率变换电路工作于大部分负载（满载或半载）的负载条件时，降压电路1工作于交错电流临界导通模式，第一开关管Q1、第四开关管Q4（第一开关管Q1、第四开关管Q4的门极脉冲相位相差180°）开通T1时间后关断，T1为开通时间。第一电感L1的电流通过第二开关管Q2进行开通续流，第二电感L2的电流通过第五开关管Q5进行开通续流，续流时间为T2。在T2时间内，第一电感L1、第二电感L2的电流反向，在电流反向过零时，第二开关管Q2、第五开关管Q5关断。利用第二开关管Q2、第五开关管Q5的关断死区时间，泄放第一开关管Q1、第四开关管Q4输出电容上的电，第一开关管Q1、第四开关管Q4再次零电压开通进入下一个周期。降压电路1的工作频率由开通时间T1与续流时间T2之和决定。
单相电流临界导通模式：随着负载的减小和输入电压的升高，处于交错电流临界模式的降压电路1工作频率逐渐升高至设定值后，降压电路1进入单相电流临界导通模式。在单相电流临界导通模式下，关闭其中一相BUCK电路的运行（如关闭第四开关管Q4、第五开关管Q5脉冲的输出），同时降压电路1的工作频率降为关闭前的二分之一。此模式也可以不进入，而直接进入准方波模式。
准方波模式：当处于电流临界导通模式（交错电流临界导致模式或单路电流临界导通模式）的降压电路1工作频率上升至一个较大的设定值（接近第一开关管Q1、第二开关管Q2、第四开关管Q4和第五开关管Q5的工作频率上限）时，降压电路1的工作频率将受到限制，并进入准方波模式。在准方波模式下，第二开关管Q2、第五开关管Q5中的电流反向过零后将继续保持开通，直至工作周期时间结束再关闭。
对于后级电路，逆变电路2采用半桥电路结构，并包括交替导通的第三开关管Q3和第六开关管Q6，以实现能量的传递。逆变电路2前接降压电路1，后接隔离电路3，逆变电路2实现将输入DC48V直流电压逆变为方波电压的功能。隔离电路3前接逆变电路2，后接整流电路4，隔离电路3包括变压器T1，变压器T1实现输入和输出之间的隔离。后级电路还包括第一电容C1和第四电容C4，第一电容C1和第四电容C4串联后与逆变电路2并联。变压器T1原边绕组的一端连接在第一电容C1与第四电容C4之间，另一端连接在第三开关管Q3与第六开关管Q6之间。整流电路4前接隔离电路3，其后通过第三电感L3连接输出端，整流电路4采用同步整流电路结构，并包括交替导通的第七开关管Q7和第八开关管Q8。变压器T1副边的中间抽头通过第三电感L3连接输出端，第三电容C3并联在输出端（Vout+与Vout-之间）。第七开关管Q7和第八开关管Q8根据整流电流的极性交替导通以实现对变压器T1输出的同步整流功能，完成DC24V电压输出。通过变压器T1的原边（一次侧）励磁电感电流和副边（二次侧）折射至原边的电流在交替导通死区时间内对第三开关管Q3、第六开关管Q6的输出电容进行充放电，以实现第三开关管Q3、第六开关管Q6的零电压开通。
其中，附图4中所述功率变换电路的关键节点电压波形如附图6所示。
实施例2
如附图5所示，对于前级电路，输入电压为蓄电池提供的一定输入范围（如：66V～154V）的直流电压，第二电容C2并联在输入端（Vin+与Vin-之间）。降压电路1包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第四开关管Q4和第五开关管Q5。第一开关管Q1，以及与第一开关管Q1相连的第二开关管Q2组成其中一相BUCK电路，第四开关管Q4，以及与第四开关管Q4相连的第五开关管Q5组成另一相BUCK电路。第一开关管Q1与第二开关管Q2的门极脉冲开通时间互补，第四开关管Q4与第五开关管Q5的门极脉冲开通时间互补，第一开关管Q1与第四开关管Q4的门极脉冲相位相差180°，第二开关管Q2与第五开关管Q5的门极脉冲相位相差180°，降压电路1完成对输入电压降压为DC48V的功能。降压电路1还包括与第二开关管Q2相连的第一电感L1，以及与第五开关管Q5相连的第二电感L2。
两个交错工作的BUCK电路根据负载和输入电压的情况工作在如下所述的三个控制状态：
交错电流临界导通模式：当功率变换电路工作于大部分负载（满载或半载）的负载条件时，降压电路1工作于交错电流临界导通模式，第一开关管Q1、第四开关管Q4（第一开关管Q1、第四开关管Q4的门极脉冲相位相差180°）开通T1时间后关断，T1为开通时间。第一电感L1的电流通过第二开关管Q2进行开通续流，第二电感L2的电流通过第五开关管Q5进行开通续流，续流时间为T2。在T2时间内，第一电感L1、第二电感L2的电流反向，在电流反向过零时，第二开关管Q2、第五开关管Q5关断。利用第二开关管Q2、第五开关管Q5的关断死区时间，泄放第一开关管Q1、第四开关管Q4输出电容上的电，第一开关管Q1、第四开关管Q4再次零电压开通进入下一个周期。降压电路1的工作频率由开通时间T1与续流时间T2之和决定。
单相电流临界导通模式：随着负载的减小和输入电压的升高，处于交错电流临界模式的降压电路1工作频率逐渐升高至设定值后，降压电路1进入单相电流临界导通模式。在单相电流临界导通模式下，关闭其中一相BUCK电路的运行（如关闭第四开关管Q4、第五开关管Q5脉冲的输出），同时降压电路1的工作频率降为关闭前的二分之一。此模式也可以不进入，而直接进入准方波模式。
准方波模式：当处于电流临界导通模式（交错电流临界导致模式或单路电流临界导通模式）的降压电路1工作频率上升至一个较大的设定值（接近第一开关管Q1、第二开关管Q2、第四开关管Q4和第五开关管Q5的工作频率上限）时，降压电路1的工作频率将受到限制，并进入准方波模式。在准方波模式下，第二开关管Q2、第五开关管Q5中的电流反向过零后将继续保持开通，直至工作周期时间结束再关闭。
对于后级电路，逆变电路2采用半桥电路结构，并包括交替导通的第三开关管Q3和第六开关管Q6，以实现能量的传递。逆变电路2前接降压电路1，后接隔离电路3，由一级半桥电路构成，逆变电路2实现将输入DC48V直流电压逆变为方波电压的功能。隔离电路3前接逆变电路2，后接整流电路4，隔离电路3包括变压器T1，变压器T1实现输入和输出之间的隔离。后级电路还包括第一电容C1、第四电容C4和第三电感L3，变压器T1与第三电感L3、第一电容C1、第四电容C4组成LLC电路结构。整流电路4前接隔离电路3，后接输出端，采用同步整流电路结构，并包括交替导通的第七开关管Q7和第八开关管Q8。变压器T1副边的中间抽头连接输出端，第三电容C3并联在输出端（Vout+与Vout-之间）。第七开关管Q7和第八开关管Q8根据整流电流的极性交替导通以实现对变压器T1输出的同步整流功能，完成DC24V电压输出。开关管Q3、第六开关管Q6利用LLC谐振原理实现零电压开通和零电流关断，并通过设置整流电路4的开关频率等于LLC谐振的频率，以实现第七开关管Q7、第八开关管Q8的零电流关断。
其中，附图5中所述功率变换电路的关键节点波形如附图7所示。
作为本发明一种典型的具体实施例，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8可以采用MOSFET。
上述本发明具体实施例描述的功率变换电路技术方案采用宽输入电压范围的两级变换拓扑电路结构，可实现较高效率的功率转换。其中，前级电路采用临界导通等多种组合控制方式，实现前级开关管的零电压开通，而后级电路采用导通电阻低的同步整流技术取代肖特基二极管整流。综合上述两种方案的优点，使得本发明具体实施例描述的功率变换电路效率得到了较好的提升。由于采用交错BUCK（相位相差180°，频率可调的两相BUCK电路）+HB（半桥电路），HB次边采用同步整流方案，在一个电路模块上同时实现了稳压和隔离的功能，其中前级电路实现稳压功能，完成第一级的能量变换，后级电路实现隔离功能，完成第二级的能量变换。在具体应用过程中，以机车用电源（输入电压：66VDC～154VDC；输出电压:24VDC；输出功率：150W）为例，在25℃环境温度，额定输入，满载条件下的功率转换效率达到了94%以上。
通过实施本发明具体实施例描述的功率变换电路技术方案，能够产生如下技术效果：
（1）本发明采用两级转换电路级联的结构，将稳压与隔离功能分开实现，减小了电路设计的难度，提高了电路的可靠性；
（2）本发明前级电路采用交错BUCK电路，交错BUCK电路工作在变频变占空比模式，开关管Q1、Q2、Q4、Q5实现软开关；进行相位管理，可单相运行；在高压输入和轻载情况下进入准方波模式等组合控制方式，能够实现在宽范围电压输入、全负载输出范围的高效率功率转换；
（3）本发明后级电路采用定频定占空比及同步整流技术，同时利用半桥电路结构，实现部分或全部开关管的软开关控制，能够进一步提高功率转换的效率。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明的精神实质和技术方案的情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同替换、等效变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围。

Claims (10)

1.一种功率变换电路，其特征在于，包括：
前级电路，输入电压输入所述前级电路，所述前级电路用于实现稳压功能，完成第一级的能量变换；
与所述前级电路相连的后级电路，输出电压从所述后级电路输出，所述后级电路用于实现隔离功能，完成第二级的能量变换。
2.根据权利要求1所述的功率变换电路，其特征在于：所述前级电路包括降压电路（1），输入电压输入所述降压电路（1），所述降压电路（1）的输出端与所述后级电路相连，所述降压电路（1）采用两相并联交错BUCK电路结构，并工作在变频变占空比模式。
3.根据权利要求2所述的功率变换电路，其特征在于：所述输入电压为直流电压，所述降压电路（1）包括第一开关管（Q1）、第二开关管（Q2）、第四开关管（Q4）和第五开关管（Q5）；所述第一开关管（Q1），以及与所述第一开关管（Q1）相连的第二开关管（Q2）组成其中一相BUCK电路，所述第四开关管（Q4），以及与所述第四开关管（Q4）相连的第五开关管（Q5）组成另一相BUCK电路；所述第一开关管（Q1）与所述第二开关管（Q2）的门极脉冲开通时间互补，所述第四开关管（Q4）与所述第五开关管（Q5）的门极脉冲开通时间互补，所述第一开关管（Q1）与所述第四开关管（Q4）的门极脉冲相位相差180°，所述第二开关管（Q2）与所述第五开关管（Q5）的门极脉冲相位相差180°，所述降压电路（1）完成对输入电压进行降压的功能。
4.根据权利要求3所述的功率变换电路，其特征在于：所述后级电路包括依次相连的逆变电路（2）、隔离电路（3）和整流电路（4），所述逆变电路（2）与所述降压电路（1）的输出端相连，输出电压从所述整流电路（4）输出；所述逆变电路（2）工作在定频定占空比模式，所述整流电路（4）工作在同步整流模式。
5.根据权利要求4所述的功率变换电路，其特征在于：所述逆变电路（2）采用半桥电路结构，并包括交替导通的第三开关管（Q3）和第六开关管（Q6），所述逆变电路（2）将输入直流电压逆变为方波电压；所述隔离电路（3）包括变压器（T1），所述变压器（T1）实现输入和输出之间的隔离；所述整流电路（4）采用同步整流电路结构，并包括交替导通的第七开关管（Q7）和第八开关管（Q8），所述第七开关管（Q7）、第八开关管（Q8）根据整流电流的极性交替导通以实现对所述变压器（T1）输出的同步整流；通过所述变压器（T1）的原边励磁电感电流和副边折射至原边的电流在交替导通死区时间内对所述第三开关管（Q3）、第六开关管（Q6）的输出电容进行充放电，以实现所述第三开关管（Q3）、第六开关管（Q6）的零电压开通。
6.根据权利要求4所述的功率变换电路，其特征在于：所述逆变电路（2）采用半桥电路结构，并包括交替导通的第三开关管（Q3）和第六开关管（Q6），所述逆变电路（2）将输入直流电压逆变为方波电压；所述隔离电路（3）包括变压器（T1），所述变压器（T1）实现输入和输出之间的隔离，所述后级电路还包括第一电容（C1）、第四电容（C4）和第三电感（L3），所述变压器（T1）与第三电感（L3）、第一电容（C1）、第四电容（C4）组成LLC电路结构；所述整流电路（4）采用同步整流电路结构，并包括交替导通的第七开关管（Q7）和第八开关管（Q8），所述第七开关管（Q7）、第八开关管（Q8）根据整流电流的极性交替导通以实现对所述变压器（T1）输出的同步整流；所述开关管（Q3）、第六开关管（Q6）利用LLC谐振实现零电压开通和零电流关断，并通过设置所述整流电路（4）的开关频率等于LLC谐振的频率，以实现所述第七开关管（Q7）、第八开关管（Q8）的零电流关断。
7.根据权利要求3至6中任一项所述的功率变换电路，其特征在于：所述降压电路（1）还包括与所述第二开关管（Q2）相连的第一电感（L1），以及与所述第五开关管（Q5）相连的第二电感（L2）；当所述功率变换电路工作于满载或半载的负载条件时，所述降压电路（1）工作于交错电流临界导通模式，所述第一开关管（Q1）、第四开关管（Q4）开通T1时间后关断，T1为开通时间，所述第一电感（L1）的电流通过所述第二开关管（Q2）进行开通续流，所述第二电感（L2）的电流通过所述第五开关管（Q5）进行开通续流，续流时间为T2；在T2时间内，所述第一电感（L1）、第二电感（L2）的电流反向，在电流反向过零时，所述第二开关管（Q2）、第五开关管（Q5）关断；利用所述第二开关管（Q2）、第五开关管（Q5）的关断死区时间，泄放所述第一开关管（Q1）、第四开关管（Q4）输出电容上的电，所述第一开关管（Q1）、第四开关管（Q4）再次零电压开通进入下一个周期。
8.根据权利要求7所述的功率变换电路，其特征在于：所述降压电路（1）的工作频率由开通时间T1与续流时间T2之和决定。
9.根据权利要求8所述的功率变换电路，其特征在于：随着负载的减小和输入电压的升高，处于交错电流临界模式的所述降压电路（1）的工作频率逐渐升高至设定值后，所述降压电路（1）进入单相电流临界导通模式；在所述单相电流临界导通模式下，关闭其中一相BUCK电路的运行，同时所述降压电路（1）的工作频率降为关闭前的二分之一。
10.根据权利要求8或9所述的功率变换电路，其特征在于：当处于交错电流临界导致模式或单路电流临界导通模式的所述降压电路（1）的工作频率上升至接近第一开关管（Q1）、第二开关管（Q2）、第四开关管（Q4）和第五开关管（Q5）的工作频率上限时，所述降压电路（1）进入准方波模式；在所述准方波模式下，所述第二开关管（Q2）、第五开关管（Q5）中的电流反向过零后继续保持开通，直至工作周期时间结束再关闭。
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