CN111726001B - 功率变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种功率变换器，包括：N个开关型功率级电路，其输出端并联连接，N大于等于1；至少一个储能元件，串联耦接在所述功率变换器的输入端和输出端之间，所述储能元件用以周期性地存储能量以输送至所述功率变换器的输出端；其中，在第M个所述开关型功率级电路的主开关管关断后，使得第(M+1)个所述开关型功率级电路的主开关管导通以实现第(M+1)个所述开关型功率级电路的主开关管的零电压开通，其中，M大于等于1，并且小于N。

Description

功率变换器
技术领域
本发明涉及一种电力电子技术，更具体地说，涉及一种功率变换器。
背景技术
随着社会的不断发展，能源短缺成为人类面临的首要问题。电力电子技术近年来获得了突飞猛进的发展。目前，高增益功率变换器是能源利用中不可或缺的组成部分。
现有技术中通常采用级联的连接方式以实现功率变换器的高增益，但是可能使得输出电压具有较大的纹波，并且需要较大的输出电容。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种功率变换器，以解决现有的开关损耗比较大问题。
第一方面，提供一种功率变换器，包括：
N个开关型功率级电路，其输出端并联连接，N大于等于1；
至少一个储能元件，串联耦接在所述功率变换器的输入端和输出端之间，所述储能元件用以周期性地存储能量以输送至所述功率变换器的输出端；
其中，在第M个所述开关型功率级电路的主开关管关断后，使得第(M+1)个所述开关型功率级电路的主开关管导通以实现第(M+1)个所述开关型功率级电路的主开关管的零电压开通，其中，M大于等于1，并且小于N。
优选地，在一个开关周期内，在第M个所述开关型功率级电路主开关管关断后，经过可控时间后，使得第(M+1)个所述开关型功率级电路的主开关管导通。
优选地，自适应调节所述可控时间的时长，以实现第(M+1)个主开关管的零电压开通。
优选地，所述可控时间为死区时间，且所述死区时间的时长，不大于所述储能元件的寄生电感的电感电流续流时间。
优选地，所述可控时间为死区时间，且所述死区时间的时长，不大于与所述储能元件串联的辅助电感的电感电流续流时间。
优选地，当与所述储能元件相对应的第M个所述开关型功率级电路的主开关管关断后，至少由所述储能元件所产生的电感电流流过第(M+1)个所述开关型功率级电路的主开关管的体二极管续流，以实现第(M+1)个所述开关型功率级电路的主开关管的零电压开通。
优选地，所述储能元件用以周期性地存储能量并通过与所述储能元件相对应的所述开关型功率级电路输送至所述功率变换器的输出端。
优选地，每个所述开关型功率级电路的主开关管的占空比小于1/N。
优选地，在一个开关周期内，所述N个开关型功率级电路错相工作，且错相的相位差小于360°/N。
优选地，所述储能元件与不同的两个所述开关型功率级电路耦接。
优选地，所述储能元件与相邻的两个所述开关型功率级电路的主开关管连接，并至少与一个所述开关型功率级电路中的磁性元件连接。
本发明技术通过使得含有储能元件的功率变换器中的N个开关型功率级电路依次错相工作，且在前一个所述开关型功率级电路的主开关管关断后，使得下一个所述开关型功率级电路的主开关管经过死区时间后立刻导通，以实现下一个所述开关型功率级电路的主开关管的零电压开通。达到降低开关损耗的目的。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1是现有的功率变换器的电路示意图；
图2是现有的功率变换器的工作波形图；
图3是本发明第一实施例的功率变换器的电路示意图；
图4是本发明第一实施例的功率变换器的工作波形图；
图5是本发明第二实施例的功率变换器的电路示意图；
图6是本发明第三实施例的功率变换器的电路示意图；
图7是本发明第四实施例的功率变换器的电路示意图；
图8是本发明第五实施例的功率变换器的电路示意图；
图9是本发明第五实施例的功率变换器的工作波形图；
图10是本发明第六实施例的功率变换器的电路示意图；
图11是本发明第七实施例的功率变换器的电路示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1为现有的功率变换器的电路示意图。如图1所示，现有的功率变换器以两路开关型功率级电路并联为例来说明，第一路开关型功率级电路包括晶体管Q1、晶体管QSR1和第一磁性元件Lo1，以构成BUCK变换器。第二路开关型功率级电路包括晶体管Q2、晶体管QSR2，储能元件Cf和第二磁性元件Lo2。储能元件Cf连接在晶体管Q2以及晶体管QSR2与第二磁性元件Lo2的公共节点之间。功率变换器被配置为错相180°切换两路开关型功率级电路的工作状态，并通过调节晶体管Q1和晶体管Q2的占空比以调节输出电压Vout的大小并维持输出电压Vout的稳定。
图2是现有的功率变换器的工作波形图。当控制信号G1为高电平时，晶体管Q1和晶体管QSR2导通，晶体管Q2和晶体管QSR1关断，此时，第一磁性元件Lo1的电流上升，第二磁性元件Lo2的电流下降；当控制信号G2为高电平时，晶体管Q2和晶体管QSR1导通，晶体管Q1和晶体管QSR2关断，此时，第一磁性元件Lo1的电流下降，第二磁性元件Lo2的电流上升。因此，本实施例的功率变换器采用交错并联的连接方式和错相控制的控制方法降低了输出电压的纹波，减小了所需的输出电容。但由于错相180°切换两路开关型功率级电路的工作状态，因此，每个主功率晶体管均为硬开关，因此开关损耗比较大。
基于此，本发明提出一种功率变换器，包括：N个开关型功率级电路，其输出端并联连接，N大于等于1；以及，至少一个储能元件，串联耦接在所述功率变换器的输入端和输出端之间，所述储能元件用以周期性地存储能量以输送至所述功率变换器的输出端；其中，在前一个所述开关型功率级电路的主开关管关断后，使得下一个所述开关型功率级电路的主开关管立刻导通，以实现下一个所述开关型功率级电路的主开关管的零电压开通。也即，在一个开关周期内，在第M个所述开关型功率级电路主开关管关断后，经过可控时间后，使得第(M+1)个所述开关型功率级电路的主开关管导通。
优选地，在一个开关周期内，在前一个所述开关型功率级电路的主开关管关断后，经过可控时间后，这里可控时间指死区时间，使得下一个所述开关型功率级电路的主开关管导通。进一步地，可以根据系统需要自适应调节所述死区时间的时长。具体地，所述死区时间的时长，不大于所述储能元件的寄生电感的电感电流续流时间。或者，所述死区时间的时长，不大于与所述储能元件串联的辅助电感的电感电流续流时间。
图3为本发明第一实施例的功率变换器的电路示意图。如图3所示，本实施例的功率变换器以两路开关型功率级电路并联为例来说明，第一路开关型功率级电路包括晶体管Q1、晶体管QSR1和第一磁性元件Lo1，以构成BUCK变换器。第二路开关型功率级电路包括晶体管Q2、晶体管QSR2，储能元件Cf和第二磁性元件Lo2。储能元件Cf连接在晶体管Q2以及晶体管QSR2与第二磁性元件Lo2的公共节点之间。在本发明实施例中，储能元件Cf为电容。与储能元件Cf串联连接的电感Lstray为储能元件Cf的寄生电感，在一些其他的实施方式中，也可以外加一个与储能元件Cf串联的辅助电感，其感量比寄生电感Lstray的感量大，以增加电感电流的续流时间，或者，电感Lstray也可以线路上的寄生电感。
优选地，晶体管QSR1和晶体管QSR2为整流开关，如金属氧化物半导体晶体管(MOSFET)、双极性晶体管(BJT)以及绝缘栅型晶体管(IGBT)等。在另一种实施方式中，晶体管QSR1和晶体管QSR2也可以替换为二极管。
图4是本发明第一实施例的功率变换器的工作波形图。如图4所示，控制信号G1和GSR2为高电平时，晶体管Q1和晶体管QSR2导通，晶体管Q2和晶体管QSR1关断，此时储能元件Cf放电为第一路开关型功率级电路供电，第一磁性元件Lo1的电流I1上升，第二磁性元件Lo2的电流I2下降；在经过死区时间Td后，控制信号G2和GSR1为高电平时，晶体管Q2和晶体管QSR1导通，晶体管Q1和晶体管QSR2关断，此时，输入电压Vin给储能元件Cf充电，第一磁性元件Lo1的电流I1下降，第二磁性元件Lo2的电流I2上升。因此，本实施例的功率变换器采用交错并联的连接方式和错相控制的控制方法降低了输出电压的纹波，减小了所需的输出电容。与此同时，由于死区时间Td死区只是为了使两路开关型功率级电路不会因为开关速度问题发生同时导通而设置的一个保护时段，其时长较短，因此在晶体管Q1关断后，外加电感或者寄生电感Lstray上的电感电流会通过晶体管Q2的体二极管续流，此时晶体管Q2的两端电压为零，那么在晶体管Q1关断后，经过死区时间Td后立刻开通晶体管Q2，晶体管Q2便可以实现零电压开通(ZVS)。
可见，当与储能元件Cf相对应的一路开关型功率级电路的主开关管关断后，储能元件Cf的寄生电感上的电感电流，或者与储能元件Cf串联的辅助电感上的电感电流流过下一个开关型功率级电路的主开关管的体二极管续流，因此经死区时间开通下一个开关型功率级电路的主开关管可以实现下一个开关型功率级电路的主开关管的零电压开通。这里与储能元件Cf相对应的一路开关型功率级电路是指，储能元件Cf周期性地存储能量并通过该路开关型功率级电路输送至功率变换器的输出端。
需要说明的是，在一个开关周期内，由于N个开关型功率级电路是错相工作的，故每个所述开关型功率级电路的主开关管的占空比小于1/N。进一步地，区别于现有技术中的相邻的两路之间错相360°/N，本发明的方案旨在一路开关型功率级电路的主开关管关断后，与储能元件相关的电感电流流过下一个开关型功率级电路的主开关管的体二极管续流，因此经死区时间控制下一个开关型功率级电路的主开关管开通可以实现下一个开关型功率级电路的主开关管的零电压开通。因此，相邻的两路之间间隔较短的时间，故错相的相位差小于360°/N。
图5为本发明第二实施例的功率变换器的电路示意图。如图5所示，其与第一实施例相比，在输入端Vin和晶体管Q2之间，增加了一个晶体管Q3，以及，在晶体管Q2和晶体管Q3的公共节点以及晶体管QSR1的非接地端之间增加了一个储能元件Cf2。其他结构及其连接关系均与第一实施例中相同，在此不做赘述。
可以理解的是，为了调节输出电压Vout与输入电压Vin的比例关系，可以通过调节储能元件的个数，以实现符合需求的电压转换比。图5所示的第二实施例的功率变换器，其与第一实施例的功率变换器的区别就在于具有不同的电压转换比，其实现主开关管的零电压开通的原理是相同的。
再次参考图4所示的功率变换器的工作波形图，其也适用于本发明实施例。当控制信号G1和GSR2为高电平时，晶体管Q3、晶体管Q1和晶体管QSR2导通，晶体管Q2和晶体管QSR1关断，此时储能元件Cf1放电为第一路开关型功率级电路供电，与此同时，输入电压通过晶体管Q3和储能元件Cf2给第一磁性元件Lo1充电，在此过程中，输入电压也在给储能元件Cf2充电，因此第一磁性元件Lo1的电流I1上升，第二磁性元件Lo2的电流I2下降；在经过死区时间Td后，控制信号G2和GSR1为高电平时，晶体管Q2和晶体管QSR1导通，晶体管Q3、晶体管Q1和晶体管QSR2关断，此时，储能元件Cf2通过晶体管QSR1和储能元件Cf1给第二磁性元件Lo2充电，在此过程中，储能元件Cf2在放电，储能元件Cf1在充电，第一磁性元件Lo1的电流I1下降，第二磁性元件Lo2的电流I2上升。且同理，在控制信号G1所对应的晶体管Q1和Q3关断后，储能元件Cf1的寄生电感(未示出)上的电感电流以及储能元件Cf2的寄生电感上的电感电流会通过晶体管Q2的体二极管续流，此时晶体管Q2的两端电压为零，那么在控制信号G1所对应的晶体管关断后，经过死区时间Td后立刻开通晶体管Q2，晶体管Q2便可以实现零电压开通(ZVS)。
在本发明实施例中，由于(Vin-VCf2)*D＝Vout，VCf1*D＝Vout，(VCf2-VCf1)*D＝Vout，D为主开关管(晶体管Q1和晶体管Q2)的占空比，由此可得：储能元件Cf2的电压VCf2＝2/3Vin，储能元件Cf1的电压VCf1＝1/3Vin，Vout＝1/3Vin*D。可见，可以通过调节储能元件的个数，以实现符合需求的电压转换比。
图6为本发明第三实施例的功率变换器的电路示意图。如图6所示，其与第二实施例相比，在输入端Vin和晶体管Q3之间，增加了一个晶体管Q4，以及，在晶体管Q3和晶体管Q4的公共节点以及晶体管QSR2的非接地端之间导通增加了一个储能元件Cf3。其他结构及其连接关系均与第二实施例中相同，在此不做赘述。
再次参考图4所示的功率变换器的工作波形图，其也适用于本发明实施例。当控制信号G1和GSR2为高电平时，晶体管Q3、晶体管Q1和晶体管QSR2导通，晶体管Q4、晶体管Q2和晶体管QSR1关断，此时储能元件Cf1通过晶体管Q1和晶体管QSR2放电为第一磁性元件Lo1充电，与此同时，储能元件Cf3通过晶体管Q3和储能元件Cf2给第一磁性元件Lo1充电，在此过程中，储能元件Cf2在充电，储能元件Cf3和储能元件Cf1在在放电，因此第一磁性元件Lo1的电流I1上升，第二磁性元件Lo2的电流I2下降；在经过死区时间Td后，控制信号G2和GSR1为高电平时，晶体管Q4、晶体管Q2和晶体管QSR1导通，晶体管Q3、晶体管Q1和晶体管QSR2关断，此时，储能元件Cf2通过晶体管QSR1和储能元件Cf1给第二磁性元件Lo2充电，与此同时，输入电压Vin通过晶体管Q4和储能元件Cf3给第二磁性元件Lo2充电，在此过程中，储能元件Cf2在放电，储能元件Cf3和储能元件Cf1在充电，第一磁性元件Lo1的电流I1下降，第二磁性元件Lo2的电流I2上升。且同理，同理，在控制信号G1所对应的晶体管关断后，储能元件Cf1的寄生电感以及储能元件Cf2的寄生电感上的电感电流会通过晶体管Q2的体二极管续流，储能元件Cf3的寄生感上的电感电流会通过晶体管Q4的体二极管续流，此时晶体管Q2和晶体管Q4的两端电压为零，那么在晶体管Q1和晶体管Q3关断后，控制信号G2所对应的晶体管Q2和晶体管Q4可以实现零电压开通(ZVS)。在本发明实施例中，同理可得：储能元件Cf3的电压VCf3＝3/4Vin，储能元件Cf2的电压VCf2＝1/2Vin，储能元件Cf1的电压VCf1＝1/4Vin，Vout＝1/4Vin*D。可见，可以通过调节储能元件的个数，以实现符合需求的电压转换比。
图7是本发明第四实施例的功率变换器的电路示意图。本发明实施例示出了一种交叉结构的实施方式，旨在使得储能元件与相邻的两路开关型功率级电路耦接，且储能元件与相邻的两路开关型功率级电路的主开关管连接，并至少与一个所述开关型功率级电路中的磁性元件连接。
如图7所示，其与第一实施例相比，在输入端Vin和第二磁性元件Lo2之间，增加了串联连接的晶体管Q3和晶体管Q4，并且，在晶体管Q3和晶体管Q4的公共节点以及晶体管QSR1的非接地端之间增加了一个储能元件Cf2。其他结构及其连接关系均与第一实施例中相同，在此不做赘述。
再次参考图4所示的功率变换器的工作波形图，其也适用于本发明实施例。当控制信号G1和GSR2为高电平时，晶体管Q3、晶体管Q1和晶体管QSR2导通，晶体管Q4、晶体管Q2和晶体管QSR1关断，此时储能元件Cf1通过晶体管Q1放电为第一磁性元件Lo1充电，与此同时，输入电压通过晶体管Q3和储能元件Cf2给第一磁性元件Lo1充电，在此过程中，输入电压也在给储能元件Cf2充电，因此第一磁性元件Lo1的电流I1上升，第二磁性元件Lo2的电流I2下降；在经过死区时间Td后，控制信号G2和GSR1为高电平时，晶体管Q4、晶体管Q2和晶体管QSR1导通，晶体管Q3、晶体管Q1和晶体管QSR2关断，此时，储能元件Cf2通过晶体管Q4和晶体管QSR1给第二磁性元件Lo2充电，与此同时，输入电压通过晶体管Q2和储能元件Cf1给第二磁性元件Lo2充电，在此过程中，储能元件Cf2在放电，储能元件Cf1在充电，第一磁性元件Lo1的电流I1下降，第二磁性元件Lo2的电流I2上升。且同理，在控制信号G1所对应的晶体管Q1和晶体管Q3关断后，储能元件Cf1的寄生电感Lstray(未示出)上的电感电流会通过晶体管Q2的体二极管续流，此时晶体管Q2的两端电压为零，且与此同时，储能元件Cf2的寄生电感Lstray(未示出)上的电感电流会通过晶体管Q4的体二极管续流，此时晶体管Q4的两端电压为零，那么在晶体管Q1和晶体管Q3关断后，经过死区时间Td后立刻开通晶体管Q2和晶体管Q4，晶体管Q2和晶体管Q4便可以实现零电压开通(ZVS)。
图8是本发明第五实施例的功率变换器的电路示意图。如图8所示，本发明的功率变换器可以扩展成更多相的应用，在本发明实施例中，以具有4路开关型功率级电路为例来加以说明。本发明实施例同样示出了一种交叉结构的实施方式，旨在使得储能元件与相邻的两路开关型功率级电路耦接，且储能元件与相邻的两路开关型功率级电路的主开关管连接，并至少与一个所述开关型功率级电路中的磁性元件连接。
图9是本发明第五实施例的功率变换器的工作波形图。4路开关型功率级电路依次交错工作的过程为：当控制信号G1和GSR2、GSR3、GSR4为高电平时，晶体管Q4、晶体管Q5、晶体管QSR2、晶体管QSR3、晶体管QSR4导通，其他晶体管均关断，此时储能元件Cf1通过晶体管Q5放电为第一磁性元件Lo1充电，与此同时，输入电压通过晶体管Q4和储能元件Cf4给第一磁性元件Lo1充电，在此过程中，输入电压也在给储能元件Cf4充电，因此第一磁性元件Lo1的电流I1上升，其他磁性元件Lo2、Lo3、Lo4的电流I2、I3、I4均下降；
在经过死区时间Td后，当控制信号G2和GSR1、GSR3、GSR4为高电平时，晶体管Q1、晶体管Q6、晶体管QSR1、晶体管QSR3、晶体管QSR4导通，其他晶体管均关断，此时储能元件Cf2通过晶体管Q6放电为第二磁性元件Lo2充电，与此同时，输入电压通过晶体管Q1和储能元件Cf1给第二磁性元件Lo2充电，在此过程中，输入电压也在给储能元件Cf1充电，因此第二磁性元件Lo2的电流I2上升，其他磁性元件Lo1、Lo3、Lo4的电流I2、I3、I4均下降；
再次经过死区时间Td后，当控制信号G3和GSR1、GSR2、GSR4为高电平时，类似上述过程依次工作，直到完成一个循环周期。且同理，控制信号G2、G3、G4控制的晶体管可以实现零电压开通(ZVS)。在本发明实施例中，由于在控制信号G4变为低电平后，控制信号G1需要在下个开关周期开始后才能变为高电平，导致无法在储能元件Cf4的寄生电感Lstray(未示出)上的电感电流通过晶体管Q4的体二极管续流结束前，导通晶体管Q4，以及无法在储能元件Cf1的寄生电感Lstray(未示出)上的电感电流通过晶体管Q5的体二极管续流结束前，导通晶体管Q5，晶体管Q4和晶体管Q5便无法实现零电压开通(ZVS)。故只有控制信号G1控制的晶体管无法实现零电压开通，从而对于多相电路来说，开关损耗降低地较为明显。
图10是本发明第六实施例的功率变换器的电路示意图。如图10所示，本发明的功率变换器可以扩展成更多相的应用，在本发明实施例中，以另一个具有4路开关型功率级电路为例来加以说明。本发明实施例旨在使得储能元件与不同的两路开关型功率级电路耦接，且储能元件与不同的两路开关型功率级电路的主开关管连接，并至少与一个所述开关型功率级电路中的磁性元件连接。
再次参考图9所示的功率变换器的工作波形图，其也适用于本发明实施例。当控制信号G1和GSR2、GSR3、GSR4为高电平时，晶体管Q1、晶体管QSR2、晶体管QSR3、晶体管QSR4导通，其他晶体管关断，此时储能元件Cf1通过晶体管Q1和晶体管QSR2放电为第一磁性元件Lo1充电，因此第一磁性元件Lo1的电流I1上升，其他磁性元件的电流下降；
在经过死区时间Td后，当控制信号G2和GSR1、GSR3、GSR4为高电平时，晶体管Q2、晶体管QSR1、晶体管QSR3、晶体管QSR4导通，其他晶体管关断，此时，储能元件Cf2通过晶体管QSR1和储能元件Cf1给第二磁性元件Lo2充电，在此过程中，储能元件Cf2在放电，储能元件Cf1在充电，第二磁性元件Lo2的电流I2上升，其他磁性元件的电流下降；
再次经过死区时间Td后，当控制信号G3和GSR1、GSR2、GSR4为高电平时，晶体管Q3、晶体管QSR1、晶体管QSR2、晶体管QSR4导通，其他晶体管关断，此时，储能元件Cf3通过晶体管QSR4和储能元件Cf2给第三磁性元件Lo3充电，在此过程中，储能元件Cf3在放电，储能元件Cf2在充电，第三磁性元件Lo3的电流I3上升，其他磁性元件的电流下降；
再次经过死区时间Td后，当控制信号G4和GSR1、GSR2、GSR3为高电平时，晶体管Q4、晶体管QSR1、晶体管QSR2、晶体管QSR3导通，其他晶体管关断，此时，输入电压Vin通过晶体管Q4和储能元件Cf3给第三磁性元件Lo3充电，在此过程中，储能元件Cf3在充电，第四磁性元件Lo4的电流I4上升，其他磁性元件的电流下降；
且同理，在前一个开关型功率级电路的主开关管关断后，控制下一个开关型功率级电路的主开关管经过死区时间后立刻导通，由于储能元件中寄生电感的电感电流通过下一个开关型功率级电路的主开关管续流，使得下一个开关型功率级电路的主开关管的两端电压为零，以实现下一个开关型功率级电路的主开关管的零电压开通。因此，本发明实施例中，晶体管Q2、晶体管Q3、晶体管Q4均可以实现零电压开通(ZVS)。
图11是本发明第七实施例的功率变换器的电路示意图。如图11所示，其与第一实施例相比，仅在于每路开关型功率级电路选用了BOOST拓扑结构，其工作过程与原理与第一实施例相似，在此不做赘述。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种功率变换器，包括：
N个开关型功率级电路，其输出端并联连接，N大于等于1；
至少一个储能电容，各个储能电容串联耦接在所述功率变换器的输入端和输出端之间，各个储能电容与相邻的两个所述开关型功率级电路的主开关管连接，并至少与一个所述开关型功率级电路中的磁性元件连接，所述储能电容用以周期性地存储能量以输送至所述功率变换器的输出端；
其中，在第M个所述开关型功率级电路的主开关管关断后，经过可控时间后，使得第(M+1)个所述开关型功率级电路的主开关管导通以实现第(M+1)个所述开关型功率级电路的主开关管的零电压开通，其中，M大于等于1，并且小于N；
在一个开关周期内，所述N个开关型功率级电路错相工作，且错相的相位差小于360°/N。
2.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，自适应调节所述可控时间的时长，以实现第(M+1)个主开关管的零电压开通。
3.根据权利要求2所述的功率变换器，其特征在于，所述可控时间为死区时间，且所述死区时间的时长，不大于所述储能电容的寄生电感的电感电流续流时间。
4.根据权利要求2所述的功率变换器，其特征在于，所述可控时间为死区时间，且所述死区时间的时长，不大于与所述储能电容串联的辅助电感的电感电流续流时间。
5.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，当与所述储能电容相对应的第M个所述开关型功率级电路的主开关管关断后，至少由所述储能电容所产生的电感电流流过第(M+1)个所述开关型功率级电路的主开关管的体二极管续流，以实现第(M+1)个所述开关型功率级电路的主开关管的零电压开通。
6.根据权利要求5所述的功率变换器，其特征在于，所述储能电容用以周期性地存储能量并通过与所述储能电容相对应的所述开关型功率级电路输送至所述功率变换器的输出端。
7.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，每个所述开关型功率级电路的主开关管的占空比小于1/N。
8.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述储能电容与不同的两个所述开关型功率级电路耦接。
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