CN104104224B - 有源缓冲器拓扑 - Google Patents

Abstract

本发明公开了有源缓冲器拓扑，具体公开了有源缓冲器电路和包括有源电路的电力变换器。有源缓冲器电路包括：连接在第一对接点（A₁）与第一连接点（D）之间的第一二极管和第一电感器的串联连接；连接在第二连接点（E）与第二对接点（B）之间的第二二极管；连接在第三对接点（C）与第二连接点（E）之间的第三二极管和第二电感器的串联连接；连接在第一连接点（D）与第三对接点（C）之间的开关装置；以及连接在第一连接点（D）与第二连接点（E）之间的第一电容器。第一、第二和第三二极管沿着第一对接点（A₁）与第二对接点（B）之间且通过第三对接点（C）的路径、在第一方向上正向偏置，开关装置被配置成控制第一方向上的电流流动。

Description

有源缓冲器拓扑

技术领域

本发明涉及电力变换器并且具体涉及用于电力变换器的缓冲器电路（snubber circuit）。

背景技术

电力变换器中的主开关装置的开关频率可以是影响电力变换器的电学性能以及成本的关键参数。可以通过增大变换器的开关频率来减小无源元件尤其是磁元件的大小。升压变换器的输入扼流圈或DC-DC变换器的隔离变压器可以用作这种磁元件的示例。该减小能够对变换器的总成本产生直接和显著的影响。

将成本效率作为主要优先考虑的电力变换器应用会极大地受益于增大开关频率的可能性。例如，在用于电信应用的数据中心或基站的电力变换器中，通常开关频率在200kHz至600kHz的范围内。这种范围可以提供增大开关频率并且因此还减小磁部件的大小的大的可能性。如所提及的那样，磁部件大小的减少导致显著的成本节约和功率密度的增加。此外，通过将开关频率增大至某一范围，例如20kHz或20kHz以上，可以将低成本和低磁芯损耗材料（例如软铁氧体）用于电力变换器的磁元件。

然而，现有电力变换器的开关频率的大的增大通常不会没有折衷。例如，从几kHz增大到几十kHz可以产生很高的开关损耗。

图1a示出了具有400V输出的常规750W升压变换器的示例性切换波形。在图1a中，示出了开关装置的电压v_Cds,S和电流i_S。由主二极管的反向恢复电流和主开关装置的高切换速度在点11处接通时引起电流i_S中的高电流应力10。图1a还示出了在点13处关断时由高切换速度和电路的寄生电感引起的高电压应力12。

图1b示出了图1a的相应的切换轨迹。接通轨迹14和关断轨迹15连同电流轴和电压轴包围下述区域：该区域大体上与在主开关装置的接通动作和关断动作所耗散的能量方面的开关损耗对应。因此，开关损耗随开 关频率线性地增加。

更高的开关损耗生成更多的热，并且会需要更强大的冷却系统或更大的散热器，以用于有效地提取热以及防止半导体过热。结果，变换器的功率密度和功率效率可能退化，并且在磁零件中获得的成本节约会被增加的冷却系统成本抵消。

可以使用所谓的软开关来实现更优的结果，即同时实现高开关频率和低开关损耗。为了将变换器的开关从常规的硬开关变化为软开关，可以使用至少两种方式。

可以通过使用准谐振开关来实现软开关，即通过用准谐振开关单元（例如图2b或图2c中示出的准谐振开关单元）替换常规PWM开关单元（例如图2a中示出的常规PWM开关单元）。图2b示出了半波零电流谐振开关单元，而图2c示出了全波零电流谐振开关单元。

准谐振开关能够在零电流接通和零电压关断条件下进行切换。然而，附加的谐振部件和二极管与主开关串联连接，这会增加导通状态损耗。此外，主开关会经受过电压应力或过电流应力。一般而言，应力随着变换器的额定功率增加。与硬开关变换器相比，会需要具有更高定额的半导体开关。更高的定额进而会增加开关的成本。

另一种方式是使用辅助电路、缓冲器来辅助主开关进行零电压切换或零电流切换。缓冲器可以被定义为下述电路：其能够修改半导体开关的接通和/或关断切换轨迹，以及能够通过处理小量无效功率来减少或者甚至消除开关损耗。图3示出了电力变换器中的缓冲器的示例性框图。

可以通过缓冲器的谐振动作来降低切换事件中的di/dt变化率和dv/dt变化率。还可以减小由切换动作和寄生电容器以及电感器引起的振荡。结果，能够减少EMI问题。

在各种科学论文和专利出版物中已经公布了不同的缓冲器电路。这些提议彼此不同，主要在于实现零电压切换或零电流切换的方法和缓冲器的重置电路。美国专利US6987675B2、美国专利申请US6028418A、美国专利申请US5313382A、美国专利US6236191B1、美国专利申请US5959438A、美国专利申请US5418704A、美国专利申请US20020047693A1以及韩国专利申请KR20040054088A公开了用于实现缓冲器电路的一些方式。

发明内容

本发明的目的是提供一种设备以缓解上述缺点。本发明的目的是通过以在独立权利要求中记载的内容为特征的设备来实现的。在从属权利要求中公开了本发明的优选实施方式。

本公开内容公开了一种能够用于减少电力变换器中的一个或多个主开关的开关损耗的有源缓冲器拓扑。有源缓冲器包括辅助开关装置，并且有源缓冲器修改主开关装置的切换动作的切换轨迹。所公开的有源缓冲器能够辅助主开关装置在零电压进行接通动作和关断动作。因此，能够使开关损耗最小。

缓冲器可以与电力变换器的主开关装置并联连接。因此，不需要产生高导通状态损耗的缓冲器电感器到主开关或二极管的串联连接。所公开的缓冲器拓扑具有很短的工作时间，例如小于2μs，这使缓冲器电路中的导通状态损耗最小。缓冲器对主开关的RMS电流具有很小的影响，这使主开关的导通状态损耗的增加最小。

由于降低了主开关的开关损耗，所以能够在不使半导体过热的情况下增大变换器的开关频率。由于较高的开关频率，所以能够在不降低变换器效率的情况下减小磁部件的物理尺寸、重量以及成本。此外，较高的开关频率还允许使用低成本磁材料，例如铁氧体。

可以将所公开的缓冲器实现应用于不同功率级拓扑。例如，所公开的缓冲器拓扑电路能够减少单相或多相、两电平或三电平非隔离DC-DC变换器的开关损耗。

附图说明

下面将借助于参照附图的优选实施方式来更详细地描述本发明，在附图中：

图1a和图1b示出了具有400V输出的常规750W升压变换器的示例性切换波形和切换轨迹；

图2a、图2b和图2c分别示出了常规开关单元、半波零电流谐振开关单元以及全波零电流谐振开关单元；

图3示出了电力变换器中的缓冲器的示例性框图；

图4a和图4b示出了所公开的有源缓冲器拓扑的实现的两个示例性 变型；

图5示出了包括根据所公开的缓冲器拓扑的示例性缓冲器电路的升压变换器的示例性实现；

图6a至图6i示出了图5的升压变换器的工作模式；

图7a至图7m示出了各种电力变换器中的所公开的缓冲器拓扑的实现的示例；

图8示出了变换器的主开关的接通事件的模拟切换波形；

图9示出了在关断时变换器的主开关的模拟波形；以及

图10、图11和图12示出了在包括所公开的缓冲器拓扑的实现的示例性变换器中的实验性接通波形和关断波形。

具体实施方式

图4a和图4b示出了能够辅助变换器中的主开关在零电压接通和关断的所公开的有源缓冲器拓扑的实现的两个示例性变型41和42。在图4a和图4b中，两个缓冲器实现41和42的拓扑相同，但是极性不同。变换器中的所公开的缓冲器拓扑的实现取决于关于变换器的主开关装置的、变换器的电压源和电流源的极性。

在图4a和图4b二者中，有源缓冲器电路包括：一个或更多个第一对接点（interfacing point）A₁至A_x，其中X是变换器中的相编号；第二对接点B；第三对接点C；第一连接点D；以及第二连接点E。

对接点A₁至A_x分别通过并联的第一二极管D_s1,1至D_s1,x连接到公共点。第一电感器L_s1连接在公共点与第一连接点D之间，从而在第一对接点A₁至A_x与第一连接点D之间形成路径，即第一二极管和第一电感器L_s1的串联连接。第二二极管D_s2连接在第二连接点E与第二对接点B之间。第三二极管D_s3和第二电感器L_s2的串联连接被连接在第三对接点C与第二连接点E之间。第一电容器C_s连接在第一连接点D与第二连接点E之间。

辅助开关装置S_a连接在第一连接点D与第三对接点C之间。辅助开关装置例如可以为MOSFET。在图4a和图4b中，辅助开关装置S_a与反并联（antiparallel）的第四二极管D_s4（即续流二极管）以及漏源电容器C_ds,Sa耦合。在MOSFET开关装置的情况下，开关装置的体二极管可以用 作续流二极管。可以控制辅助开关装置S_a以在零电流接通以及在零电压关断。

在图4a和图4b中，每个第一二极管D_s1,n(n∈{1...x})连同第二二极管D_s2以及第三二极管D_s3以下述方式形成对应的第一对接点A_n与第二对接点B之间的通过第三对接点C的路径：该方式使得第一二极管D_s1,n、第二二极管D_s2以及第三二极管D_s3沿着该路径在第一方向上正向偏置。开关装置S_a被配置成控制第一方向上的电流流动。

在图4a中示出的第一变型41中，第一方向为从第一对接点A₁至A_x通过第三对接点C到第二对接点B。换言之，第一二极管D_s1,1至D_s1,x、第二二极管D_s2以及第三二极管D_s3在从第一对接点A₁至A_x通过第三对接点C到第二对接点B的方向上正向偏置，并且开关装置S_a被配置成控制该方向上的电流流动。

在图4b中示出的第二变型42中，第一方向为从第二对接点B通过第三对接点C到第二对接点A₁至A_x。第一二极管D_s1,1至D_s1,x、第二二极管D_s2以及第三二极管D_s3在从第二对接点B通过第三对接点C到第一对接点A₁至A_x的方向上正向偏置，并且开关装置S_a被配置成控制该方向上的电流流动。

所公开的缓冲器拓扑能够在包括多相变换器结构和三电平变换器结构的不同变换器拓扑中工作。适于包括所公开的有源缓冲器拓扑的电力变换器可以包括连接在第一结点A₁’与第二节点B’之间的主二极管装置以及连接在第一结点A₁’点与第三节点C’之间的主开关装置。电力变换器还可以包括连接到第一节点A₁’的电流源。例如，在主开关装置的切换时间段的时间尺度上，主电感器可以用作电流源。电力变换器还可以包括其端子连接到第二节点B’的电压源。例如，在主开关装置的切换时间段的时间尺度上，主电容器可以用作电压源。

当电力变换器具有多于一个相时，电力变换器可以包括连接在多个第一节点A₁’至A_x’与第二节点B’之间的主二极管；连接在第一节点A₁’至A_x’与第三节点C’之间的主开关装置；以及连接到第一节点A₁’至A_x’的电流源。

为了利用所公开的缓冲器拓扑，所公开的缓冲器实现的每个第一对接点A_n(n∈{1...x})可以连接到第一节点A₁’至A_x’中的一个节点，即连接到变换器的相的主开关、主二极管与电流源之间的公共节点。第一对接点的 数量取决于变换器中的相的数量。第二对接点B可以连接到第二节点B’，即主二极管与电压源的公共节点。第三对接点C可以连接到第三节点C’，即主开关与电压源的公共节点。

图5示出了其中可以使用所公开的缓冲器拓扑的升压变换器的示例。主二极管D连接在第一节点A’与第二节点B’之间。主开关装置S连接在第一节点A’点与第三节点C’之间。在图5中，主开关装置S为MOSFET。主开关装置S包括用作续流二极管的体二极管。

升压变换器由输入电压供给V_in供电。电压供给V_in的正极连接到电感器L的一端。电感器L用作电流源。电感器L的另一端子连接到第一节点A’。在图5中，电流源的负极形成第三节点C’。

变换器还包括具有连接到第二节点B’的一个端子的主电容器C的形式的电压源。在图5中，输入电压供给V_in的负极连接到电容器C的另一极。

还如图5所示，电力变换器还包括根据所公开的缓冲器拓扑的缓冲器电路。由于图5中的电力变换器具有一个输出相，缓冲器电路具有连接到第一节点A₁’的一个第一对接点A₁。因此，第一对接点A₁连接到主开关、主二极管以及电流源的公共节点。第二对接点B连接到第二节点B’，即主二极管与电压源的公共节点。第三对接点C连接到第三节点C’，即主开关与电压源的公共节点。

当变换器的主电路被配置成使得电流从第一节点A₁’流向第二节点B’时，可以使用第一变型41，还如图4a所示。图5示出了这种配置。

然而，如果主电路被配置成使得电流从第二节点B’流向第一节点A₁’，则例如可以使用第二变型42，如图4b所示。

可以将图5中的升压变换器的操作划分成九个连续的工作模式。图6a至图6i示出了图5的升压变换器中的这些模式。

图6a示出了模式1。在模式1（t₀≤t<t₁）下，主开关装置S关断并且二极管D接通。变换器在关断状态下工作，直到在t=t₁时辅助开关S_a接通。

图6b示出了模式2。在模式2（t₁≤t<t₂）下，由于L_s1和L_s2的存在而导致在零电流（在t=t₁）辅助开关装置S _a接通。主二极管D的电流i_D开始下降并且相应地辅助开关S_a的电流i_Sa开始增加，直到i_D等于零并且i_Sa等于输入电流I_in。电流i_D的变化率di_D/dt受到L_s1的限制，并且因此减 少了D的反向恢复电流和反向恢复损失。当辅助开关S_a闭合时，第一谐振路径L_s2–D_s3–C_s–S_a被激励。当第二电感器L_s2的电流i_Ls2等于零时，该谐振结束。

图6c示出了模式3（t₂≤t<t₃），当缓冲器第一电感器L_s1的电流i_Ls1等于输入电流I_in时，模式3开始。第一谐振路径L_s2–D_s3–C_s–S_a中的谐振过程仍在谐振，并且生成第二谐振路径C_ds,_S–D_s1–L_s1–S_a。在该模式下，主开关S的漏源电容器C_ds,S开始放电。

图6d示出了模式4（t₃≤t<t₄），当在主开关S的体二极管使电压钳位时漏源电容器C_ds,S完全放电并且漏源电容器两端的电压v_Cds,S等于零时，模式4开始。在该模式下，第一谐振路径L_s2–D_s3–C_s–S_a仍在谐振。在栅极信号被施加到主开关S并且主开关S在零电压接通时，模式4结束。

图6e示出了模式5。除了在已经施加栅极信号的情况下第二谐振路径C_ds,_S–D_s1–L_s1–S_a中的电流流经主开关S而不是流经主开关S的体二极管之外，模式5（t₄<t<t₅）的操作类似于模式4。为了确保辅助开关S_a稍后在零电压关断，通过第一谐振路径L_s2–D_s3–C_s–S_a将第一电容器C_s两端的电压v_Cs充电至-V_out。当第一谐振路径L_s2–D_s3–C_s–S_a中的谐振完成时，模式5结束。

图6f示出了模式6。在模式6（t₄≤t<t₅）下，在来自C_ds,S的存储在L_s中的能量循环经过主开关S时，输入电流I_in循环经过辅助开关S_a。在第二谐振路径（现在为S–D_s1–L_s1–S_a）中循环的电流产生额外的导通状态损耗。因此，可能期望使模式6的持续时间最小。

图6g示出了模式7（t₅≤t<t₆），当辅助开关S_a被关断时，模式7开始。由于在模式5下v_Cs被充至-V_out，所以现在辅助开关S_a可以在零电压关断。辅助开关S_a的漏源电容器C_{ds_Sa}通过电流i_Ls1进行充电，直到辅助开关漏源电容器电压v_Cds,Sa与反向第一电容器电压-v_Cs之和等于输出电压V_out。然后，i_Ls1开始对辅助开关漏源电容器C_{ds_Sa}进行充电并且对第一缓冲器电容器C_s进行放电，直到i_Ls等于零。

图6h示出了模式8。当第一电感器L_s1完全放电时，模式8（t₆≤t<t₇）开始。变换器在正常接通状态操作下工作。当达到期望的脉冲宽度即t=DT_s时，模式8结束，其中D为期望的脉冲比并且T_s为周期长度。

图6i示出了模式9（t₇≤t<t₈），当主开关S关断时，模式9开始。主开关S因主开关漏源电容器C_ds,S的存在而在零电压关断。当V_Cds,S等于输 出电压V_out时，模式9结束。

例如，可以以下面的方式对所公开的缓冲器拓扑的部件进行定额（rate）。L_s1的电感取决于主二极管的反向恢复特性。下面的等式给出了用于确定L_s1的近似值的指导：

$L_{s1}=\frac{2\mathrm{\&Delta;}{Q}_{\mathrm{rr}}{V}_{\mathrm{out}}}{(1+S_{\mathrm{rr}})I_{\mathrm{rr}}^2}---\left(1\right)$

其中I_rr为峰值反向恢复电流，并且S_rr为主二极管的恢复系数（snappiness factor）。Q_rr为二极管的反向恢复电荷。如果主二极管的数据表中没有给出这些参数，则可以通过实验调整L_s1的电感。

主开关S的漏源电容C_ds,S可以被设计成吸收由变换器中的开关回路的PCB上的寄生电感引入的电压应力。然而，同时，在接通时辅助开关装置S_a上的电流应力与主开关装置S的漏源电容C_ds,S的大小成比例。

辅助开关S_a的接通开关损耗与辅助开关装置S_a的漏源电容C_ds,Sa成比例，因为当S_a接通时存储在漏源电容C_ds,Sa中的能量被内部放电。

因此，可能期望使主开关装置和辅助开关装置的漏源电容最小，以使辅助开关装置S_a的电流应力和接通开关损耗最小。

在操作期间（在模式5结束时），存储在L_s1中的能量被传递给C_ds,Sa和C_s。因此，第一电容器C_s的电容可以被如下限定：

$C_s=\frac{L_{s1}}{v_{C_{\mathrm{ds},\mathrm{Sa}}}^2}{(I_{\mathrm{in}}+V_{\mathrm{out}}\sqrt{C_{\mathrm{ds},S}})}^2-C_{\mathrm{ds},\mathrm{Sa}}---\left(2\right)$

其中为辅助开关装置S_a的漏源电容器C_ds,Sa两端的电压。可以是基于开关装置的额定电压来确定大小的。

L_s2通过抑制来自C_s的电流应力提供用于辅助开关装置S_a的零电流接通切换条件。L_s2的值可以被如下确定：

$L_{s2}=C_s{\left(\frac{V_{\mathrm{out}}}{{\hat{i}}_{L_{s1}}}\right)}^2---\left(3\right)$

其中，V_out为输出电压并且为第一电感器L_s1的电流。

所公开的缓冲器拓扑的实现不仅限于如图5中那样的升压变换器中 的实现。所公开的缓冲器能够在包括多相变换器结构和三电平变换器结构的各种变换器拓扑中工作。图7a至图7k示出了各种电力变换器中的所公开的缓冲器拓扑的实现的一些示例。取决于拓扑，图4a中示出的第一变型41、图4b中示出的第二变型42或者这二者被用于电力变换器中。

图7a示出了在降压变换器中实现的所公开的缓冲器拓扑的变型；图7b示出了在升压变换器中实现的变型；并且图7c示出了在降压-升压变换器中实现的变型。

图7d示出了在SEPIC变换器中实现的所公开的缓冲器拓扑的变型。在图7d中，第一对接点A₁没有物理上连接到主开关、电流源与主二极管之间的公共节点，因为主二极管D没有物理上与开关S和用作电流源的电感器L₂共享公共节点。然而，由二极管D以及电容器C₂和负载R的并联连接形成的路径可以用其中二极管D的位置以及电容器C₂和负载R的并联连接的位置互换的等同路径来替换。图7e示出了这种替换的示例。因此，可以认为二极管与开关S和电感器L₂有效地共享公共节点。因此，图7d中的第一对接点A₁有效地连接到主开关S、主二极管D与电流源L₂的公共节点。

图7f示出了在变换器中实现的所公开的缓冲器拓扑的变型。在图7f中，用作电流源的电感器L₂没有在物理上与主开关S和主二极管D共享公共节点。类似地，在图7d中，由电感器L₂以及电容器C₂和负载R的并联连接形成的路径可以用其中电感器L₂的位置以及电容器C₂和负载R的并联连接的位置互换的等同路径来替换。因此，可以认为电感器L₂与开关S和二极管D有效地共享公共节点。因此，图7f中的第一对接点A₁有效地连接到主开关S、主二极管D与电流源L₂的公共节点。

图7g示出了在两相降压变换器中实现的所公开的缓冲器拓扑的变型。图7h示出了在两相升压变换器中实现的变型。图7i示出了在两相降压-升压变换器中的变型。图7j示出了在三电平降压变换器中实现的变型。

图7k示出了三电平升压变换器中的所公开的缓冲器拓扑的实现的变型。在图7j中，第三对接点C没有在物理上连接到电压源。然而，电压源V_in以及电容器C_in1和C_in2的并联连接可以用如下等同电路来替换：该等同电路包括其互连点接地的两个串联连接的电压源。这些电压源连同电感器L₁和L₂形成两个串联连接的电路，在这两个串联连接的电路中，元件的位置可以自由互换。图7l示出了这种等同电路，其中两个等同电压源V_in1和V_in2中的一个电压源与主开关S₂共享公共节点。因此，也可以 认为图7k中的第三点C有效地连接到主开关与电压源之间的公共节点。

图7m示出了在三电平降压-升压变换器中实现的所公开的缓冲器拓扑的变型。

通过计算机模拟PSIM对所公开的缓冲器拓扑的操作进行测试。如图5所示的包括所公开的缓冲器变型的升压变换器被用于模拟。图8和图9中示出了结果。

图8示出了主开关S的接通事件的模拟切换波形。在图8中，在主开关S的栅极信号v_gs,S前施加辅助开关S_a的栅极信号v_gs,Sa以产生用于主开关S的零电压接通条件。辅助开关S_a分别在零电流和零电压接通和关断。v_Cds,S和i_S为主开关S的模拟电压波形和模拟电流波形；v_Cds,Sa和i_Sa为辅助开关S_a的模拟电压波形和模拟电流波形；并且i_Ls1和i_Ls1为第一电感器L_s1和第二电感器L_s2的电流。如图8所示，实际上电压与电流之间没有交叠，并且几乎完全消除了开关损耗。

图9示出了在关断主开关S时相同信号的模拟波形。在图9中，主开关S在零电压关断，并且因此，使开关损耗最小。

图10示出了包括所公开的缓冲器拓扑的实现的示例性交错（两相）升压DC/DC变换器中的主开关之一的实验性接通和关断波形。在图10中，示出了主开关之一的栅极信号v_gs,S、电流i_S以及电压v_Cds,S。

栅极信号v_gs,S首先关断，然后接通。该主开关S的电流iS示出了由于升压变换器的交错操作而产生的在点101处的槽口。在点102处，电流i_S示出了当电流流经主开关S的体二极管时的负值。如在点103处可以看出，主开关在零电压接通。当主开关在103处接通时，电流开始流经S的沟道。在点100处的振荡主要归因于变换器的PCB线路中的杂散电感。

图11示出了图10的放大部分。如图11所示，在点104，主开关S在近乎零电压关断。因此，使开关损耗最小。

图12示出了图10和图11中使用的缓冲器电路的辅助开关S_a的实验性接通和关断波形。在图12中，示出了栅极信号v_gs,S、辅助开关S_a的电流i_Sa以及辅助开关S_a的电压v_Cds,Sa。在点105处，辅助开关S_a几乎在零电流接通，并且因此使接通损耗最小。图12在点106处示出了在零电压似乎没有发生辅助开关S_a的关断。然而，这主要归因于如下事实：实验设置下的电流测量不能够在通过辅助开关S_a的沟道的电流与通过电容器C_ds,Sa的电流之间进行区分。由于仅测量它们的总电流，而不是仅测量通 过沟道的电流，所以关断似乎发生在非零电流处。在点107处可见的振荡是由电流测量的布线引起的。

对本领域的技术人员来说，可以以各种方式实现本发明构思是显而易见的。本发明及其实施方式不限于上述示例，而是可以在权利要求的范围内改变。

Claims (11)

1.一种有源缓冲器电路，包括：

第一对接点(A₁)、第二对接点(B)和第三对接点(C)；

第一连接点(D)和第二连接点(E)；

第一二极管和第一电感器的串联连接，其连接在所述第一对接点(A₁)与所述第一连接点(D)之间；

第二二极管，其连接在所述第二连接点(E)与所述第二对接点(B)之间；

第三二极管和第二电感器的串联连接，其连接在所述第三对接点(C)与所述第二连接点(E)之间；

开关装置，其连接在所述第一连接点(D)与所述第三对接点(C)之间；以及

第一电容器，其连接在所述第一连接点(D)与所述第二连接点(E)之间，

其中，

所述第一二极管、所述第二二极管以及所述第三二极管沿着所述第一对接点(A₁)与所述第二对接点(B)之间并且通过所述第三对接点(C)的路径、在第一方向上正向偏置，并且

所述开关装置被配置成控制所述第一方向上的电流流动。

2.根据权利要求1所述的有源缓冲器电路，其中，所述开关装置具有反并联的第四二极管和并联的电容器。

3.根据权利要求1或2所述的有源缓冲器电路，其中，所述开关装置为包括体二极管的MOSFET。

4.根据权利要求1或2所述的有源缓冲器电路，其中，所述第一电感器(L_s1)的电感为：

$L_{s1}=\frac{2{\mathrm{\&Delta;Q}}_{rr}{V}_{out}}{(1+S_{rr})I_{rr}^2}$

其中，I_rr为峰值反向恢复电流，S_rr为主二极管的恢复系数，Q_rr为所述主二极管的反向恢复电荷，并且V_out为输出电压。

5.根据权利要求1或2所述的有源缓冲器电路，其中，所述第一电容器(C_s)的电容为：

$C_s=\frac{L_{s1}}{v_{C_{ds,Sa}}^2}{(I_{in}+V_{out}\sqrt{C_{ds,S}})}^2-C_{ds,Sa}$

其中，为辅助开关装置S_a的漏源电容器C_ds,Sa两端的电压，电压是基于所述开关装置的额定电压来确定大小的，C_ds,S为主开关的漏源电容器，L_s1为第一电感器的电感，I_in为输入电流，并且V_out为输出电压。

6.根据权利要求1或2所述的有源缓冲器电路，其中，所述第二电感器(L_s2)的电感为：

$L_{s2}=C_s{\left(\frac{V_{out}}{{\hat{i}}_{L_{s1}}}\right)}^2$

其中，V_out为输出电压，C_s为第一电容器的电容，并且为所述第一电感器(L_s1)的电流。

7.根据权利要求1或2所述的有源缓冲器电路，其中，所述第一方向为从所述第一对接点(A₁)通过所述第三对接点(C)到所述第二对接点(B)。

8.根据权利要求1或2所述的有源缓冲器电路，其中，所述第一方向为从所述第二对接点(B)通过所述第三对接点(C)到所述第一对接点(A₁)。

9.一种电力变换器，包括根据前述权利要求中任一项所述的有源缓冲器电路。

10.根据权利要求9所述的电力变换器，其中，所述电力变换器包括：

主二极管装置，其连接在第一节点(A₁’)与第二节点(B’)之间，

主开关装置，其连接在所述第一节点(A₁’)与第三节点(C’)之间，其中，

所述第一对接点(A₁)连接到所述第一节点(A₁’)，

所述第二对接点(B)连接到所述第二节点(B’)，并且

所述第三对接点(C)连接到所述第三节点(C’)。

11.根据权利要求9或10所述的电力变换器，其中，所述电力变换器包括：

主二极管，其连接在多个第一节点(A₁’至A_x’)与第二节点(B’)之间，

主开关装置，其连接在所述第一节点(A₁’至A_x’)与第三节点(C’)之间，其中，

所述有源缓冲器电路包括第一对接点(A₁至A_x)，每个第一对接点(A₁至A_x)连接到所述第一节点(A₁’至A_x’)之一，

所述第二对接点(B)连接到所述第二节点(B’)，并且

所述第三对接点(C)连接到所述第三节点(C’)。