CN106558976A - 驱动控制方法及驱动控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种降低不对称半桥反激变换器在输出轻载和空载时的损耗的驱动控制方法和驱动控制电路，其中驱动控制电路，包括驱动控制模块，用于晶体管的驱动控制，晶体管包括主开关管和钳位开关管，还包括轻载检测控制电路，轻载检测控制电路，包括反馈信号控制模块和频率控制模块，反馈信号控制模块检测开关变换器的输出负载，比较开关变换器的输出负载信号是否低于设定的负载点，并将检测值的比较结果输出给频率控制模块；频率控制模块按照比较结果来进行驱动控制模块的工作频率的维持/提高设置；即如不是轻载，则驱动控制模块的工作频率维持不变；如是轻载，则提高驱动控制模块的工作频率。

Description

驱动控制方法及驱动控制电路

技术领域

本发明涉及开关变换器领域，特别涉及不对称半桥反激类开关变换器的驱动控制方法及驱动控制电路。

背景技术

随着电力电子领域的迅猛发展，开关变换器的应用越来越广泛，特别是人们对高功率密度、高可靠性和小体积的开关变换器提出了更多的要求。一般传统的小功率开关变换器采用反激拓扑实现，其具有结构简单、成本低廉等优点；但是普通反激拓扑是硬开关，而且不能回收漏感能量，因此限制了中小功率变换器的效率和体积。为了满足功率变换器小型化、轻量化、模块化的发展趋势，软开关技术已成为电力电子技术的热点之一。“软开关”是指零电压开关或零电流开关，它是利用谐振原理，使开关变换器的开关管电压(或电流)按正弦(或准正弦)规律变化，当电压过零时，使器件开通(或电流自然过零时，使器件关断)，实现开关损耗为零，从而提高变换器的效率和开关频率，减小变压器、电感的体积。虽然，软开关技术能够实现功率变换器的小型化、模块化等，但是，很多电路如LLC，电路变得非常复杂，使得中小功率的变换器的成本增加，往往不利于商业竞争。而不对称半桥电路在和普通反激电路的器件数量和复杂度比较接近的条件下能够实现两个开关管的零电压开通，回收漏感能量，并且容易实现自驱动同步整流，在有效提升效率的同时减小变压器体积，成为一个比较好的应用方案。

目前常规的不对称半桥反激变换器的电路图如图1-1和1-2所示，其中图1-1中上管QH为主开关管，下管QL为钳位开关管；图1-2中上管QH为钳位开关管，下管QL为主开关管，两种电路工作原理基本相同，只是绕组位置不同而已。

现以图1-1为例，其稳态的工作波形如图2所示，VgsH和VgsL分别为上管QH和下管QL的驱动电压信号波形；Ic是流过谐振电容Cr的电流波形，同时也是流经原边绕组的电流波形；ILm为流经激磁电感Lm的激磁电流波形，除了虚线部分以外，激磁电流波形和谐振电容的电流波形是一致重合的；VdsH和VdsL分别为上管和下管的漏极到源极的电压信号波形。设主管的驱动信号VgsH的占空比为D，则钳位管的占空比为(1-D)，为避免主管和钳位管共通，需要留有一定的死区时间；工作周期为Ts。为方便对电路中变压器原边绕组的工作过程进行分析，现将变压器的原边绕组等效为漏感Lr和激磁电感Lm两部分来进行说明。在t0时刻，上管QH的驱动电压VgsH为高电平，上管开通，t0-t1时间段内输入端的能量通过上管QH、谐振电容Cr、漏感Lr和激磁电感Lm这一回路给变压器激磁，激磁电流首先从负向线性减小到零以后线性增加，此时原边谐振电容Cr的电流Ic和激磁电流ILm重合，谐振电容Cr、漏感Lr和变压器储存能量，副边整流二极管D因反偏而截止；到t1时刻，上管QH关断；t1-t2时间段内，上管QH处于关断状态，下管QL也还未开启，区此时间段为死时间，在这段死区时间内，因漏感Lr和变压器激磁电感Lm要续流，所以上下开关管的结电容、谐振电容Cr、漏感Lr、激磁电感Lm发生谐振，抽取下管QL的结电容的能量，下管漏极与源极之间的电压VdsL下降，同时给上管QH的结电容充电，上管漏极与源极之间的电压VdsH上升，因激磁电感Lm两端的电压降低，所以虽然激磁电流ILm仍在增加但是幅度很小；t2时刻，上管QH的结电容电压(即上管漏极与源极之间的电压)VdsH达到最高，下管QL的结电容电压被抽到零，此时下管开通，则这样就实现了下管的零电压开通，英文简写为ZVS；t2-t3时间内，副边整流二极管D正向导通，变压器原边储存的能量向副边释放，激磁电流ILm线性下降到零然后负向线性增加，同时，漏感Lr、谐振电容Cr发生谐振，变压器的原边电流按正弦波的轨迹谐振，此时谐振电容Cr中储存的能量通过正激的过程也向副边释放，变压器原边电流转为负向；在t3时刻，下管QL关断，因为漏感电流和激磁电流ILm续流，所以上下开关管的结电容、谐振电容Cr、漏感Lr、激磁电感Lm发生谐振，抽取上管QH的结电容的能量，VdsH电压下降，同时给下管QL的结电容充电，VdsL电压上升，激磁电流ILm因为变压器原边绕组两端的电压降低，所以虽然在负向增加，但是增加的幅度非常小；t4时刻，下管QL的结电容电压VdsL达到最高，上管QH的结电容电压VgsH被抽到零，此时上管开通，这样就实现了上管QH的零电压开通；这样就完成了一个工作周期，接着继续按照同样的工作过程重复工作。

这种控制方式因上下开关管的驱动电压信号是互补的，所以变压器激磁电流ILm是一个连续的波形，占空比不随着负载大小的变化而变化，因此在轻载和空载的时候变压器原边峰值电流仍然会很大，谐振回路中的循环能量大，使损耗增加，大大降低轻载效率并增加了空载功耗。本文所述的轻载(或轻负载)是指50%以下的负载，本文所述的空载功耗是指变换器的输出端空载时其输入端的功耗。

现有降低开关电源的轻负载损耗以提升轻负载效率、降低空载功耗的控制方法主要分为三种：

第一种控制方法为：当变换器工作于较重的负载时，电路以某一固定的频率工作；当检测到变换器低于某一较轻的负载工作时，控制IC进入跳周期(Skip Cycle)模式(或称为跳频模式)，使得主开关管一段时间工作，一段时间不工作；这种控制IC如NCP1015和LM5021，可在较轻的负载时跳周期工作。

第二种控制方法为：当变换器工作于较重的负载时，电路以某一固定的频率工作；控制IC检测到变换器低于某一较轻的负载工作时，降低电路的工作频率，负载越轻，电路的工作频率也越低；当检测到变换器工作于某一更轻的负载时，控制IC使电路工作于跳周期模式；

第三种控制方法为：与第二种控制方法相似，当变换器工作于较重的负载时，电路以某一固定的频率工作；控制IC检测到电路工作于某一较轻负载时，降低开关频率，负载越轻，电路的工作频率越低，而在空载时，开关频率达到最低。

现有以上第一种和第二种控制方法的缺点是，一旦变换器工作于跳周期模式(Skip CycleMode)，则当主开关管工作时，输出电压上升；当主开关管不工作时，因变换器传输至输出端的能量降低，致使输出电压降低，这导致输出电压纹波会急剧增大，需要用数量更多的滤波电容来抑制纹波，使得电路体积和成本都会增加。

现有以上第二种和第三种控制方式的缺点是，当用于不对称半桥反激变换器时，轻负载和空载的开关频率降低，导致电路的损耗反而增加，致使空载功耗大幅增加，轻负载效率也大幅降低。

发明内容

有鉴于此，本发明要解决上述不对称半桥反激变换器在输出轻负载和空载时损耗大的问题，提供一种降低不对称半桥反激变换器在输出轻负载和空载时的损耗的驱动控制方法，使得电路结构简单，空载时输出电压纹波小，容易实现与实用化。

与此相应的，本发明还提供一种降低不对称半桥反激变换器在输出轻载和空载时的损耗的驱动控制电路。

就产品主题而言，本发明提供一种驱动控制电路，适用于开关变换器的驱动控制，包括驱动控制模块，用于晶体管的驱动控制，晶体管包括主开关管和钳位开关管，还包括轻载检测控制电路，轻载检测控制电路，包括反馈信号控制模块和频率控制模块，反馈信号控制模块检测开关变换器的输出负载，比较开关变换器的输出负载信号是否低于设定的负载点，并将检测值的比较结果输出给频率控制模块；频率控制模块按照比较结果来进行驱动控制模块的工作频率的维持/提高设置；即如不是轻载，则驱动控制模块的工作频率维持不变；如是轻载，则提高驱动控制模块的工作频率。

优选的，所述驱动控制模块为驱动控制芯片，包括频率调节端，频率调节端通过电阻Rt接地，用以通过电阻Rt设置驱动控制模块的工作频率；所述频率控制模块包括电阻R1和开关S，反馈信号控制模块包括比较器U1，电阻R1与开关S串联连接形成电阻R1支路，电阻R1支路与电阻Rt并联连接，当比较器U1的比较结果是低于设定负载点的轻载状态时，比较器U1控制开关S导通，使电阻Rt与电阻R1并联，用以减小频率调节端的阻值，进而提高驱动控制模块的工作频率。

优选的，所述驱动控制模块为驱动控制芯片，包括频率调节端，频率调节端通过电阻Rt接地，用以通过电阻Rt设置驱动控制模块的工作频率；所述频率控制模块包括电阻R1和开关S，反馈信号控制模块包括比较器U1，电阻R1与开关S串联连接形成电阻R1支路，电阻R1支路与电阻Rt并联连接，当比较器U1的比较结果是低于设定负载点的轻载状态时，比较器U1控制开关S导通，用以在电阻Rt两端并入电阻R1来提高设置的驱动控制模块的工作频率；当比较器U1的比较结果不是轻载状态时，比较器U1控制开关S断开。

优选的，所述轻载检测控制电路的开关S为N-MOS管，N-MOS管的栅极与比较器U1的输出端连接，N-MOS管的漏极串联电阻R1，N-MOS管的源极接地。

优选的，所述轻载检测控制电路的开关S，为NPN三极管，NPN三极管的基极通过电阻R2与比较器U1的输出端连接，NPN三极管的集电极串联电阻R1，NPN三极管的发射极接地。

本发明还提供一种驱动控制电路，适用于开关变换器的驱动控制，包括驱动控制模块，用于晶体管的驱动控制，晶体管包括主开关管和钳位开关管，还包括轻载检测控制电路，其中，驱动控制模块为驱动控制芯片，包括频率调节端，频率调节端通过电阻Rt接地，用以通过电阻Rt设置驱动控制模块的工作频率；轻载检测控制电路，包括反馈信号控制模块和频率控制模块，频率控制模块包括电阻R1和开关S，反馈信号控制模块包括比较器U1，电阻R1与开关S串联连接形成电阻R1支路，电阻R1支路与电阻Rt并联连接，当比较器U1的比较结果是低于设定负载点时，比较器U1控制开关S导通，使电阻Rt与电阻R1并联，用以减小频率调节端的阻值，进而提高驱动控制模块的工作频率；当比较器U1的比较结果不是低于设定负载点时，比较器U1控制开关S断开，则驱动控制模块的工作频率维持不变。

优选的，所述轻载检测控制电路的开关S，为N-MOS管，N-MOS管的栅极与比较器U1的输出端连接，N-MOS管的漏极串联电阻R1，N-MOS管的源极接地。

优选的，所述轻载检测控制电路的开关S，为NPN三极管，NPN三极管的基极通过电阻R2与比较器U1的输出端连接，NPN三极管的集电极串联电阻R1，NPN三极管的发射极接地。

就控制方法而言，本发明提供一种驱动控制方法，适用于开关变换器的驱动控制，包括如下步骤：轻载检测控制步骤，检测开关变换器的输出负载，比较开关变换器的输出负载信号是否低于设定的负载点，并按照检测值的比较结果来进行驱动控制模块的工作频率的维持/提高设置；即如不是轻载，则驱动控制模块的工作频率维持不变；如是轻载，则提高驱动控制模块的工作频率。

优选的，所述驱动控制模块为驱动控制芯片，包括频率调节端，驱动控制模块的工作频率通过在频率调节端外接电阻Rt来设置；所述驱动控制模块的工作频率的提高，通过在电阻Rt两端并入电阻R1来设置；即工作频率的提高设置，通过频率调节电阻由Rt减小为(Rt//R1)，用以实现驱动控制模块的工作频率的提高。

就控制方法而言，本发明还提供一种驱动控制方法，适用于不对称半桥反激变换器，包括如下步骤：

(1)判断不对称半桥反激变换器的负载信号是否低于设定的负载点；

(2)若是，则控制不对称半桥反激变换器，使其工作于某一相对较高的开关频率fs2；

(3)若不是，则控制不对称半桥反激变换器，使其工作于某一相对较低的开关频率fs1。

所述的fs2与所述的fs1的关系为，fs2＞fs1。

本发明所述的控制方法的改进思路为：检测到所述的不对称半桥反激变换器的输出负载低于设定的负载点时，提高所述的不对称半桥反激变换器的工作频率，以降低所述的不对称半桥反激变换器在轻负载和空载时的损耗。

据此思路，本发明还提供一种驱动控制电路，用于所述的不对称半桥反激变换器中，当检测到所述的不对称半桥反激变换器的输出负载低于设定的负载点时，提高所述的不对称半桥反激变换器的工作频率，以降低所述的不对称半桥反激变换器在轻负载和空载时的损耗。

就产品主题而言，本发明还提供一种能够降低轻负载和空载时的损耗的不对称半桥反激变换器，所述的不对称半桥反激变换器包括反激电路和驱动控制模块，所述的反激电路包括原边电路和副边输出整流滤波电路；所述的原边电路由谐振电容、主开关管、钳位开关管与变压器的原边绕组连接而成，所述的副边输出整流滤波电路由整流电路、滤波电路连接而成；所述的驱动控制模块用于驱动钳位开关管和主开关管，其特征在于：所述的驱动控制模块包括主控制芯片、反馈信号控制模块、频率控制模块；所述的主控制芯片用于产生两个互补的驱动电压信号，包括第一驱动信号和第二驱动信号，并将第一驱动信号和第二驱动信号直接输出给所述的主开关管和嵌位开关管，以控制所述的主开管和嵌位开关管的开关动作；所述的反馈信号控制模块用于接收所述的不对称半桥反激变换器的输出负载信号，并根据所述的负载信号判断并输出反馈控制信号；所述的频率控制模块用于接收所述的反馈控制信号，并根据所述的反馈控制信号调节所述的主控制芯片的工作频率；(1)当所述的反馈信号控制模块检测到所述的不对称半桥反激变换器的输出负载高于设定的负载点时，所述的反馈信号控制模块输出第一反馈控制信号到所述的频率控制模块，使所述的频率控制模块输出第一频率控制信号，调节所述的主控制芯片工作于第一工作频率fs1；(2)当所述的反馈信号控制模块检测到所述的不对称半桥反激变换器的输出负载低于设定的负载点时，所述的反馈信号控制模块输出第二反馈控制信号到所述的频率控制模块，使所述的频率控制模块输出第二频率控制信号，调节所述的主控制芯片工作于第二工作频率fs2。所述的第二工作频率fs2与所述的第一工作频率fs1的关系为，fs2＞fs1。

与现有技术相比，本发明驱动控制方法和驱动控制电路具有如下有益效果：

(1)降低了不对称半桥反激类开关变换器的空载功耗，提高了轻负载效率；

(2)减小了不对称半桥反激类开关变换器的轻负载和空载时的输出电压纹波；

(3)使输出滤波电路的电容可选用体积较小的电容器件，从而减小了不对称半桥反激类开关变换器中输出滤波电路的体积，一定程度上降低了变换器的成本；

(4)重负载的时候能够最大限度地利用变压器的磁芯传输能量，提高了开关变换器整机的效率。

附图说明

图1-1为现有不对称半桥反激变换器的电路原理图(上管QH为主开关管，下管QL为嵌位开关管)；

图1-2为现有不对称半桥反激变换器的电路原理图(上管QH为嵌位开关管，下管QL为主开关管)；

图2为现有不对称半桥反激变换器的稳态工作波形(上管QH为主开关管，下管QL为嵌位开关管)；

图3-1为本发明轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器第一实施例的电路原理框图(上管QH为主开关管，下管QL为嵌位开关管)；

图3-2为本发明轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器第二实施例的电路原理框图(上管QH为嵌位开关管，下管QL为主开关管)；

图4-1为本发明轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器第三实施例的电路原理图之一(上管QH为主开关管，下管QL为嵌位开关管)；

图4-2为本发明轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器第三实施例的电路原理图之二(上管QH为嵌位开关管，下管QL为主开关管)；

图4-3为本发明第三实施例驱动控制电路的电路原理图；

图5-1为本发明轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器第四实施例的电路原理图之一(上管QH为主开关管，下管QL为嵌位开关管)；

图5-2为本发明轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器第四实施例的电路原理图之二(上管QH为嵌位开关管，下管QL为主开关管)；

图6为本发明轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器第五实施例的电路原理图。

具体实施方式

为了更好地理解本发明相对于现有技术所作出的改进，在对本发明的五种具体实施方式进行详细说明之前，先对背景技术部分所提到的现有技术结合附图加以说明，进而引出本案的发明构思。

现有降低开关变换器的轻负载损耗以提升轻负载效率、降低空载功耗的控制方法主要分为三种：

一、跳周期模式；

二、降低工作频率，负载越轻、电路的工作频率也越低；直至更轻的负载时，控制IC使电路工作于跳周期模式；

三、降低工作频率，负载越轻，电路的工作频率越低，而在空载时，工作频率达到最低。

现以图1-1所示的电路拓扑为例，采用现有技术的驱动控制方法，做成输入电压为110VDC、输出电压为48VDC、输出功率为150W、满载开关频率为300KHz的不对称半桥反激变换器，实际测试空载时的开关频率与空载功耗数据见下表1。

表1

由表1数据可知，若采用现有的开关频率随负载减小而降低的控制方法，不仅不能解决不对称半桥反激变换器空载功耗大的问题，反而使空载功耗大幅增加。

但对于开关管的损耗，本领域技术人员一直认为：开关变换器中开关管的开关损耗大于其导通损耗，且开关损耗随频率的提高而增大。

鉴于实测数据与公知常识的矛盾，针对现有开关变换器的驱动控制方法存在的明显缺点，本发明人在对不对称半桥反激变换器进行深入研究后，发现一味的降低开关频率、减小开关损耗，而不考虑负载与系统损耗的平衡优化，就难以平衡单个器件损耗与系统损耗的设计矛盾。虽然现有技术对此问题提供了几种改进方案，但不牺牲一个或多个其他参数的水平，就难以显著有效地改善产品的轻载效率。

本发明的具体实施方式，就是针对现有技术中开关变换器的驱动控制电路所作出的改进。本发明的基本改进思路是，通过提高开关管的工作频率，以优化电路系统在轻载时的整体工作状态，来降低系统损耗，进而显著有效地改善开关变换器的轻载效率。

据此思路，本发明首先创新控制方法，一种开关变换器的驱动控制方法，包括如下步骤：

轻载检测控制步骤，检测不对称半桥反激变换器的输出负载，比较不对称半桥反激变换器的输出负载信号是否低于设定的负载点，并按照检测值的比较结果来进行驱动控制模块的工作频率的维持/提高设置；即

如不是轻载，则驱动控制模块的工作频率维持不变；

如是轻载，则提高驱动控制模块的工作频率。

再基于此种创新的控制方法，改进实现该方法所配套的电路结构，一种开关变换器的驱动控制电路，包括驱动控制模块，用于晶体管的驱动控制，晶体管包括主开关管和钳位开关管，其特征在于：还包括轻载检测控制电路，

轻载检测控制电路，包括反馈信号控制模块和频率控制模块，反馈信号控制模块检测开关变换器的输出负载，比较开关变换器的输出负载信号是否低于设定的负载点，并将检测值的比较结果输出给频率控制模块；频率控制模块按照比较结果来进行驱动控制模块的工作频率的维持/提高设置；即

如不是轻载，则驱动控制模块的工作频率维持不变；

如是轻载，则提高驱动控制模块的工作频率。

本发明通过打破现有公知常识对开关变换器中关键器件开关管损耗的一贯认知，重新从系统的角度对整体电路进行功能分析和再设计，将现有驱动控制模块与外接电路进行巧妙地连接，以借助外接的轻载检测控制电路简单、便捷地实现对开关变换器工作频率提高的切换控制，进而显著有效地实现对开关变换器产品轻载效率的改善。

下面分别结合附图，以对实现此发明构思的五种具体实施方式进行详细说明。

第一实施例

图3-1示出了本发明第一实施例的不对称半桥反激变换器的电路原理框图，本发明是在现有技术基础上对控制策略进行的一次改进，在此称为轻载升频控制模式的不对称半桥反激变换器。如图3-1所示，轻载升频控制模式的不对称半桥反激变换器包括反激电路和驱动控制电路；反激电路包括原边电路和副边输出整流滤波电路，原边电路由滤波电容Cin、谐振电容Cr、主开关管QH、钳位开关管QL与变压器T的原边绕组连接而成；副边输出整流滤波电路由整流二极管D、滤波电容Cout连接而成；驱动控制电路包括驱动控制模块、反馈信号控制模块、频率控制模块，驱动控制模块采用主控制芯片，用于驱动主开关管QH和嵌位开关管QL；主控制芯片用于产生两个互补的第一驱动信号VgsH和第二驱动信号VgsL，并将第一驱动信号VgsH和第二驱动信号VgsL直接输出给主开关管QH和嵌位开关管QL，以控制主开管QH和嵌位开关管QL的开关动作；反馈信号控制模块用于接收负载信号，并根据负载信号判断并输出反馈控制信号；频率控制模块用于接收反馈控制信号，并根据反馈控制信号输出频率控制信号，以调节主控制芯片的工作频率，从而调节不对称半桥反激变换器的工作频率。

本发明第一实施例的工作原理如下：

(1)当反馈信号控制模块检测到不对称半桥反激变换器的输出负载高于设定的负载点时，反馈信号控制模块输出第一反馈控制信号到频率控制模块，频率控制模块输出第一频率控制信号，调节主控制芯片工作于第一工作频率fs1；

(2)当反馈信号控制模块检测到不对称半桥反激变换器的输出负载低于设定的负载点时，反馈信号控制模块输出第二反馈控制信号到频率控制模块，频率控制模块输出第二频率控制信号，调节主控制芯片工作于第二工作频率fs2，并使fs2＞fs1。

值得说明的是：（1）现有技术通常是通过检测输出电压的变化来控制变换器的工作频率，输出电压的变化可能是由输入电压、输出负载和占空比等变化引起的；而本发明是通过检测变换器输出负载的变化来控制变换器的工作频率；（2）现有技术的控制方法通常是在任意脉冲周期结束时刻检测输出电压，根据输出电压的变化来确定变换器工作于较低或较高的开关频率，而本发明的控制方法是将负载信号与设定的负载进行比较，根据比较结果来确定变换器工作于较低或较高的开关频率；（3）现有技术通常的控制方法为，当变换器的输出负载减轻导致输出电压上升时，控制变换器以低频脉冲工作(即降低开关频率)从而降低输出电压；变换器的输出负载加重导致输出电压降低时，控制变换器以高频脉冲工作(即提高开关频率)从而提高输出电压；而本发明的控制方法则与此相反，即当变换器的输出负载减轻时，提高开关频率以降低轻载损耗；当变换器的输出负载加重时，降低开关频率从而最大限度地利用变压器的磁芯传输能量，提高变换器的整机效率。

采用本发明第一实施例的控制方法和控制电路，可有效降低不对称半桥反激变换器在轻载和空载时的损耗，提高轻负载效率；且开关频率的提高可使变换器在轻载和空载时的输出电压纹波减小，输出滤波器件减少，使得输出滤波电路的体积和成本都有所减小；而当不对称半桥反激变换器的输出负载高于设定的负载点时，变换器以较低的开关频率工作，变压器磁芯可工作于较大的磁通密度，变换器便可最大限度地利用磁芯传输能量，使得整机效率提高。

第二实施例

如图3-2所示，为本发明轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器第二实施例的电路原理框图，与实施例一不同的是，上管QH为钳位开关管、下管QL为主开关管，两种电路的控制效果相似，只是各模块的连接位置相应的对调而已。

第三实施例

如图4-1所示，为本发明轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器的第三实施例的电路，是本发明第一实施例的具体实现电路，虚线框401部分为本发明第三实施例的驱动控制电路，同图4-3所示，一种驱动控制电路，包括驱动控制模块和轻载检测控制电路，驱动控制模块用于晶体管的驱动控制，晶体管包括主开关管和钳位开关管，其中，驱动控制模块采用主控制芯片，包括频率调节端RT，频率调节端RT通过电阻Rt接地，用以通过电阻Rt设置主控制芯片IC的工作频率；轻载检测控制电路，包括反馈信号控制模块和频率控制模块，频率控制模块包括电阻R1和开关S，反馈信号控制模块包括比较器U1，电阻R1与开关S串联连接形成电阻R1支路，电阻R1支路与电阻Rt并联连接，当比较器U1的比较结果是低于设定负载点时，比较器U1控制开关S导通，使电阻Rt与电阻R1并联，用以减小频率调节端RT的阻值，进而提高主控制芯片IC的工作频率；当比较器U1的比较结果不是低于设定负载点时，比较器U1控制开关S断开，则主控制芯片IC的工作频率维持不变。

在本发明第三实施例的不对称半桥反激变换器中，IC选用LM5021作为主控制芯片，S为受控开关。IC的3脚VCC为控制IC的供电引脚，1脚Comp为其内部电压误差比较放大器的输出端，反映变换器输出电压的变化，在本发明第三实施例中，Comp脚电压Vcomp随不对称半桥反激变换器输出负载的增大而增大，并随不对称半桥反激变换器输出负载的减小而减小；4脚OUT脚为驱动电压信号的输出引脚，该引脚输出PWM信号以驱动开关管；7脚RT引脚为频率调节引脚，该引脚外接一只电阻RT以调节4脚OUT引脚输出的PWM信号的开关频率fs，频率调节电阻RT与开关频率fs的关系为，fs=6630/RT(式中，RT的单位为KΩ，fs的单位为KHz)；5脚为IC的接地引脚。IC LM5021的1脚Comp脚与电阻R10、电容C10、光耦OC1的连接关系为开关变换器常用的连接方式，本发明不做讨论。

在本发明第三实施例的不对称半桥反激变换器中，IC LM5021的Comp脚连接比较器U1的反向输入端，与连接至比较器U1同相输入端的基准电压Vref进行比较，以控制受控开关S的开通与关断。

本发明第三实施例的不对称半桥反激变换器的具体工作原理如下：

(1)当不对称半桥反激变换器的输出负载大于设定的负载点时，控制IC的Comp脚电压Vcomp相对较高，即Vcomp＞Vref，则比较器U1输出低电平，受控开关S保持关断，仅由电阻Rt调节IC的开关频率，此时，不对称半桥反激变换器以开关频率fs1工作，即fs1=6630/Rt；

(2)当不对称半桥反激变换器的输出负载小于设定的负载点时，控制IC的Comp脚电压Vcomp相对较低，即Vcomp＜Vref，则比较器U1输出高电平，受控开关S保持导通，受控电阻R1与电阻Rt并联后共同调节IC的开关频率，此时，不对称半桥反激变换器以开关频率fs2工作，即fs2=6630/(Rt//R1)；

当不对称半桥反激变换器的输出负载低于设定的负载点时，受控开关S导通，等效的频率调节电阻RT由Rt减小为(Rt//R1)，实现了开关频率的提高，以提升轻负载效率和降低空载功耗。需要说明的是，基准电压Vref的设定值等于不对称半桥反激变换器工作于设定负载点时所对应的Comp脚电压值。

图4-2为本发明第三实施例的不对称半桥反激变换器的另一种电路，与图4-1所示电路不同的是，上管QH为钳位开关管、下管QL为主开关管，图4-2所示电路与图4-1所示电路的工作原理和控制效果相似，只是各模块的连接位置相应的对调而已，在此不再赘述。

第四实施例

如图5-1所示，为本发明轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器第四实施例的电路，是本发明第三实施例的更加具体的实现电路，虚线框501部分为驱动控制电路。

与本发明第三实施例中图4-1所示的电路相比，图5-1所示电路的不同之处在于，将受控开关S更换为一只N-MOS管Q1，电路工作原理和工作模式与图4-1所示的电路基本相同。

本发明第四实施例的不对称半桥反激变换器的具体工作原理如下：

(1)当不对称半桥反激变换器的输出负载大于设定的负载点时，控制IC的Comp脚电压Vcomp相对较高，即Vcomp＞Vref，则比较器U1输出低电平，受控开关N-MOS管Q1保持关断，仅由电阻Rt调节IC的开关频率，此时，不对称半桥反激变换器以开关频率fs1工作，即fs1=6630/Rt；

(2)当不对称半桥反激变换器的输出负载小于设定的负载点时，控制IC的Comp脚电压Vcomp相对较低，即Vcomp＜Vref，则比较器U1输出高电平，受控开关N-MOS管Q1保持导通，受控电阻R1与电阻Rt并联后共同调节IC的开关频率，此时，不对称半桥反激变换器以开关频率fs2工作，即fs2=6630/(Rt//R1)；

当不对称半桥反激变换器的输出负载低于设定的负载点时，受控开关N-MOS管Q1导通，等效的频率调节电阻RT由Rt减小为(Rt//R1)，实现了开关频率的提高，以提升轻负载效率和降低空载功耗。需要说明的是，基准电压Vref的设定值等于不对称半桥反激变换器工作于设定负载点时所对应的Comp脚的电压值。

现使用本发明第四实施例中图5-1电路拓扑和驱动控制电路，做成输入电压为110VDC、输出电压为48VDC、输出功率为150W、开关频率为300KHz的轻载升频控制模式的不对称半桥反激变换器样品，电阻Rt取值为22KΩ。

为了说明本发明第四实施例的不对称半桥反激变换器的有益效果，用作对比的现有技术的不对称半桥反激变换器样品采用了相同的电路参数：包括变压器T，变压器T由磁芯和相应的线圈绕组两部分组成，线圈绕组包括原边绕组Np、副边绕组Ns和辅助绕组Nf，辅助绕组用作辅助电源，用以给主控制IC供电；线圈绕组由PCB铺铜后蚀刻而成，即变压器T做成本专业领域熟知的平面变压器；磁芯使用EIR20磁芯；变压器各绕组的圈数分别为Np=5，Ns=8，Nf=2；主开关管QH和嵌位开关管QL使用N-MOS管；输出整流二极管使用肖特基二极管；输出滤波电路采用Pi(π)型滤波；主控制IC使用LM5021，该IC的最高工作频率可达1MHz。

对上述参数的不对称半桥反激变换器未使用本发明的驱动控制方法对空载功耗和轻负载效率进行优化时，现有技术的不对称半桥反激变换器样品的空载功耗实测如表2-1所示，轻负载效率实测如表2-2所示。

表2-1

表2-2

对上述不对称半桥反激变换器样品使用本发明第四实施例所示的驱动控制电路，如图5-1所示，其中，基准电压Vref通过辅助电源和电阻分压得到，并设定Vref=2.2V；电阻R1使用可调电阻器。对比使用现有技术和本发明第四实施例所示的控制电路，实测由本发明第四实施例所示的驱动控制电路所制作的不对称半桥反激变换器样品的空载功耗和对应的开关频率的数据如表3所示，实测由本发明第四实施例所示的驱动控制电路所制作的不对称半桥反激变换器样品的轻负载效率和对应的开关频率数据如表4所示。

表3

表4

从表3中的对比测试数据可以明显看出，使用本发明轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器第四实施例的驱动控制方法和驱动控制电路，将不对称半桥反激变换器的空载开关频率由303KHz提升至630KHz、110VDC输入时，不对称半桥反激变换器的空载功耗由9.08W显著降低至4.5W。

从表4中的对比测试数据可以明显看出，使用本发明轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器第四实施例的驱动控制方法和驱动控制电路，将不对称半桥反激变换器在轻负载时的开关频率由303KHz提升至427KHz，在110VDC输入时，本发明的不对称半桥反激变换器在50%及以下负载时的效率都有显著提高。

很显然，采用本发明第四实施例的驱动控制方法和驱动控制电路，可显著降低不对称半桥反激变换器在轻载和空载时的损耗，提高轻负载效率；且开关频率的提高减小了不对称半桥反激变换器在轻载和空载时的输出电压纹波，进而减小了输出滤波电容的容量，使得输出滤波电路的体积和成本都有所减小；而当不对称半桥反激变换器的输出负载高于设定的负载点时，变换器以较低的开关频率(如：300KHz)工作，变压器磁芯可工作于更大的磁通密度，变换器便可最大限度地利用磁芯传输能量，使得变换器的整机效率提高。

图5-2为本发明第四实施例轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器的另一种电路，与图5-1所示电路的不同之处在于，上管QH为钳位开关管、下管QL为主开关管，图5-2所示电路与图5-1所示电路的工作原理和控制效果相似，只是各模块的连接位置相应的对调而已，在此不再赘述。

第五实施例

如图6所示，为本发明轻载升频控制模式不对称半桥反激变换器第六实施例的电路原理图，同样是本发明第三实施例的更加具体的实现电路，虚线框601部分为驱动控制电路。与本发明第三实施例中图4-1所示电路相比，本发明第五实施例中图6所示电路的不同之处在于，将受控开关S更换为一只限流电阻R2和一只NPN三极管TR1。本发明第五实施例中，电阻R2的作用是限制流入NPN三极管TR1基极的电流，电路工作原理和实施效果与本发明第四实施例相比没有明显差异，在此不再赘述。

上述驱动控制方法和驱动控制电路，除了应用于不对称半桥反激变换器之外，还适用于变压器的磁芯工作于第一、三象限的电路拓扑，如正激有源嵌位(或有源去磁正激)、推挽、半桥、全桥类开关变换器。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，例如，将上述实施例中的受控开关S更改为P-MOS管或PNP三极管，将比较器U1的两个输入端与相应的连接电路互换，变更负载信号的采样方式，变更驱动控制电路的应用电路拓扑等等，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (10)

1.一种驱动控制电路，适用于开关变换器的驱动控制，包括驱动控制模块，用于晶体管的驱动控制，晶体管包括主开关管和/或钳位开关管，其特征在于：还包括轻载检测控制电路，

轻载检测控制电路，包括反馈信号控制模块和频率控制模块，反馈信号控制模块检测开关变换器的输出负载，比较开关变换器的输出负载信号是否低于设定的负载点，并将检测值的比较结果输出给频率控制模块；频率控制模块按照比较结果来进行驱动控制模块的工作频率的维持/提高设置；即

如不是轻载，则驱动控制模块的工作频率维持不变；

如是轻载，则提高驱动控制模块的工作频率。

2.根据权利要求1所述的驱动控制电路，其特征在于：所述驱动控制模块为驱动控制芯片，包括频率调节端，频率调节端通过电阻Rt接地，用以通过电阻Rt设置驱动控制模块的工作频率；所述频率控制模块包括电阻R1和开关S，反馈信号控制模块包括比较器U1，电阻R1与开关S串联连接形成电阻R1支路，电阻R1支路与电阻Rt并联连接，当比较器U1的比较结果是低于设定负载点的轻载状态时，比较器U1控制开关S导通，使电阻Rt与电阻R1并联，用以减小频率调节端的阻值，进而提高驱动控制模块的工作频率。

3.根据权利要求1所述的驱动控制电路，其特征在于：所述驱动控制模块为驱动控制芯片，包括频率调节端，频率调节端通过电阻Rt接地，用以通过电阻Rt设置驱动控制模块的工作频率；所述频率控制模块包括电阻R1和开关S，反馈信号控制模块包括比较器U1，电阻R1与开关S串联连接形成电阻R1支路，电阻R1支路与电阻Rt并联连接，当比较器U1的比较结果是低于设定负载点的轻载状态时，比较器U1控制开关S导通，用以在电阻Rt两端并入电阻R1来提高设置的驱动控制模块的工作频率；当比较器U1的比较结果不是轻载状态时，比较器U1控制开关S断开。

4.根据权利要求2或3所述的驱动控制电路，其特征在于：所述轻载检测控制电路的开关S为N-MOS管，N-MOS管的栅极与比较器U1的输出端连接，N-MOS管的漏极串联电阻R1，N-MOS管的源极接地。

5.根据权利要求2或3所述的驱动控制电路，其特征在于：所述轻载检测控制电路的开关S，为NPN三极管，NPN三极管的基极通过电阻R2与比较器U1的输出端连接，NPN三极管的集电极串联电阻R1，NPN三极管的发射极接地。

6.一种驱动控制电路，适用于开关变换器的驱动控制，包括驱动控制模块，用于晶体管的驱动控制，晶体管包括主开关管和钳位开关管，其特征在于：还包括轻载检测控制电路，其中，

驱动控制模块为驱动控制芯片，包括频率调节端，频率调节端通过电阻Rt接地，用以通过电阻Rt设置驱动控制模块的工作频率；

轻载检测控制电路，包括反馈信号控制模块和频率控制模块，频率控制模块包括电阻R1和开关S，反馈信号控制模块包括比较器U1，电阻R1与开关S串联连接形成电阻R1支路，电阻R1支路与电阻Rt并联连接，

当比较器U1的比较结果是低于设定负载点时，比较器U1控制开关S导通，使电阻Rt与电阻R1并联，用以减小频率调节端的阻值，进而提高驱动控制模块的工作频率；当比较器U1的比较结果不是低于设定负载点时，比较器U1控制开关S断开，则驱动控制模块的工作频率维持不变。

7.根据权利要求6所述的驱动控制电路，其特征在于：所述轻载检测控制电路的开关S，为N-MOS管，N-MOS管的栅极与比较器U1的输出端连接，N-MOS管的漏极串联电阻R1，N-MOS管的源极接地。

8.根据权利要求6所述的驱动控制电路，其特征在于：所述轻载检测控制电路的开关S，为NPN三极管，NPN三极管的基极通过电阻R2与比较器U1的输出端连接，NPN三极管的集电极串联电阻R1，NPN三极管的发射极接地。

9.一种驱动控制方法，适用于开关变换器的驱动控制，包括如下步骤：

轻载检测控制步骤，检测开关变换器的输出负载，比较开关变换器的输出负载信号是否低于设定的负载点，并按照检测值的比较结果来进行驱动控制模块的工作频率的维持/提高设置；即

如不是轻载，则驱动控制模块的工作频率维持不变；

如是轻载，则提高驱动控制模块的工作频率。

10.根据权利要求9所述的驱动控制方法，其特征在于：所述驱动控制模块为驱动控制芯片，包括频率调节端，驱动控制模块的工作频率通过在频率调节端外接电阻Rt来设置；所述驱动控制模块的工作频率的提高，通过在电阻Rt两端并入电阻R1来设置；

即工作频率的提高设置，通过频率调节电阻由Rt减小为(Rt//R1)，用以实现驱动控制模块的工作频率的提高。