CN107086793A - 一种用于同步整流功率变换器的动态补偿控制电路 - Google Patents

一种用于同步整流功率变换器的动态补偿控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种用于同步整流功率变换器的动态补偿控制电路，包括过零比较模块、动态补偿模块以及同步整流逻辑控制模块。本发明控制电路通过检测开关节点的下过冲来确定是否存在提前关断的情况，根据检测结果动态调整过零比较器的输入失调电压，而实现精确的同步整流控制，在保证控制和检测功能的同时，提高了同步整流管栅极控制信号的精度，具有结构简单，易于实现，成本低，精度高的优点。同时，本发明控制电路能够补偿过零比较器本身的输入失调电压和同步整流控制逻辑和比较器引入的环路延迟，进一步提高了同步整流管控制信号的精度，从而减小了输出端的导通损耗，增大了功率变换器的效率。

Description

一种用于同步整流功率变换器的动态补偿控制电路
技术领域
本发明属于同步整流功率变换器技术领域，具体涉及一种用于同步整流功率变换器的动态补偿控制电路。
背景技术
目前，在开关功率变换电路中，使用磁性元件实现电能的变换；在隔离型变换器中，使用变压器实现输入与输出的电气隔离和电能变换；在非隔离型变换器中，使用电感进行电能的变换。当功率MOS管开通时，输入电压加在磁性元件两端，能量被存入磁性元件中；当功率MOS管关断时，磁性元件通过整流二极管向输出端放电，能量从磁性元件中转移到输出。以传统反激式电路为例，图1(a)是传统的反激式转换器原理图，在功率MOS管M1导通时，输入电压加到变压器初级线圈的两端，而此时变压器次级使二极管D1反偏，负载由输出电容CL提供电能，同时变压器的初级存储磁能；而当功率MOS管M1关断时，变压器上的磁能转换成次级线圈上的电流，向负载提供电能。
采用整流二极管的传统功率转换器存在一些缺点。理想情况下，输出整流二极管的导通压降为零，但实际整流二极管存在约为0.7V的导通压降，所以当输出端有电流产生时，传统反激电路中的整流二极管会有较大的功率损耗，影响变换器效率，有效的解决办法是采用精确控制的同步整流管代替整流二极管，进而减小二极管带来的导通损耗。图1(b)表示原边功率开关管控制信号PWM、励磁电感电流和副边整流二极管两端压降随时间周期变化的波形。
同步整流功率变换器的特点在于，其包含两个开关功率器件，一个为主功率管，另一个为同步整流管。主功率管的开关决定了开关功率变换器中磁性元件的充能过程，同步整流管需要根据主功率管的开关相应地进行开关动作，即在主功率管导通时，同步整流管应当关断，当主功率管关断后，同步整流管应当立即导通一段时间，导通的时间长度需要根据具体电路的工作情况确定。
随着同步整流管的引入，也带来一些新的问题。在功率变换器的实际应用中，按照正常工作时励磁电感电流是否连续，可以分为两种模式：连续导通模式CCM和断续导通模式DCM。由于DCM模式可以有效缩小电感体积进而有利于电子产品小型化，现在的功率变换器普遍工作在DCM模式下。如图2(a)所示，在DCM模式下，在功率变换器副边采用同步整流管代替整流二极管，从而减小导通损耗。为了实现同步整流管的精确控制，需要检测同步整流管漏极的电压跳变情况来实现同步整流管的导通与闭合，如图2(b)所示，理想情况下(指没有提前或延迟关断)，当原边功率管关断时，同步整流管应该在其两端电压为零时打开，并在流过它的电流降为零时关断。在实际情况中，当原边功率管关断、副边导通瞬间，检测点电压跳变幅度很大，易于检测，从而能精确实现同步整流管的导通控制；当副边输出电流过零瞬间，由于检测点电压接近于零，并且电压变化率较小，为同步整流管的关断检测带来一定难度，此时的信号小，造成过零点检测的误差较大，可能造成同步整流管提前或延迟关断两种情况，从而造成额外的导通损耗，其中：
如图2(c)所示了副边同步整流管提前关断(指零电流点之前关断)时，检测点(同步整流管漏极)电压波形图。当同步整流管提前关断时，此时的副边电流没有降为零，所以剩余时间内，电感电流会流经同步整流管的体二极管D1，产生一个远大于同步整流管导通电压的压降(约为0.7V)，并维持tearly的时间，从而造成额外的导通损耗。
如图2(d)所示了副边同步整流管延迟关断(指零电流点之后关断)时，检测点(同步整流管漏极)电压波形图。如前文所述，理想情况下，同步整流管应在电感电流降为零瞬间关断，但是，由于零电流检测电路和同步整流管控制逻辑引入的环路延迟，同步整流管滞后关闭期间会产生反向电流，并且反向电流会随着延迟时间增加而增大，进而造成更多的能量损耗。
所以，必须精确控制同步整流管的导通和关断以提高功率变换器的效率。然而，电流过零比较器的输入失调电压和同步整流管栅极控制逻辑的环路延时会给同步整流管的精确控制带来一定难度。图2(b)～图2(d)分别表示了以上三种情况下，原边功率开关管控制信号PWM、同步整流管栅极控制信号SR、励磁电感电流和副边整流二极管两端压降随时间周期变化的波形。
现有技术实现副边同步整流管的精确控制存在一些缺点。目前，常见的有两种技术方案，第一种是不在同步整流管控制逻辑中添加任何补偿电路，让同步整流管在每个开关周期内都提前关断，固定损失一部分能量以获得系统工作的稳定性；第二种是在同步整流管控制逻辑中添加补偿电路，但所用的补偿技术需要利用双向计数器等结构，实现复杂、成本高、控制精度有限。
发明内容
鉴于上述，本发明提供了一种用于同步整流功率变换器的动态补偿控制电路，其通过采用动态补偿模块对副边电流过零点的精确检测，从而实现同步整流管的精确关断，减小了系统损耗，提高了系统的转换效率。
一种用于同步整流功率变换器的动态补偿控制电路，包括过零比较模块、动态补偿模块以及同步整流逻辑控制模块；其中：
所述过零比较模块与功率变换器中的同步整流管连接，通过检测同步整流管的漏端电压，使其与零电压进行比较，从而输出比较信号；
所述动态补偿模块与过零比较模块连接，其根据比较信号对过零比较模块的输入失调电压进行修正补偿，等效于在过零比较模块输入侧添加一个动态可调的补偿电压；
所述同步整流逻辑控制模块与过零比较模块以及同步整流管连接，其根据所述比较信号控制同步整流管的通断。
进一步地，所述过零比较模块包括四个PMOS管M1～M4、五个NMOS管M5～M9、两个电阻R1～R2、一个反相器以及一个高耐压的NMOS管NH1；其中，PMOS管M1的源极与PMOS管M2的源极共连并接电源电压VDD，PMOS管M1的栅极与PMOS管M2的栅极共连并接外部提供的偏置电压VBP1，PMOS管M1的漏极与PMOS管M3的源极相连，PMOS管M2的漏极与PMOS管M4的源极相连，PMOS管M3的栅极与PMOS管M4的栅极共连并接外部提供的偏置电压VBP2，PMOS管M3的漏极与NMOS管M5的漏极、NMOS管M5的栅极以及NMOS管M6的栅极相连，PMOS管M4的漏极与NMOS管M6的漏极以及反相器的输入端相连，反相器的输出端产生所述比较信号，NMOS管M5的源极与NMOS管M7的漏极、NMOS管M7的栅极以及NMOS管M8的栅极相连，NMOS管M6的源极与NMOS管M8的漏极相连，NMOS管M7的源极与NMOS管M9的源极以及电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端接地，NMOS管M9的漏极接电源电压VDD，NMOS管M9的栅极接动态补偿模块提供的补偿控制电压VCtrl，NMOS管M8的源极与NMOS管NH1的源极相连，NMOS管NH1的栅极接电源电压VDD，NMOS管NH1的漏极与电阻R2的一端相连，电阻R2的另一端接同步整流管的漏端电压。
进一步地，所述动态补偿模块包括两个直流源I1和I2、两个开关K1和K2、一个电容C1以及补偿电压逻辑控制单元；其中，直流源I1的输入端接电源电压VDD，直流源I1的输出端与开关K1的一端相连，开关K1的另一端与开关K2的一端以及电容C1的一端相连并产生补偿控制电压VCtrl，电容C1的另一端接地，开关K2的另一端与直流源I2的输入端相连，直流源I2的输出端接地，开关K1和K2的控制极分别接补偿电压逻辑控制单元提供的脉冲信号VCP和VCN，直流源I1的电流大小为直流源I2的N倍，N为大于1的实数。
所述补偿电压逻辑控制单元采集功率变换器中主功率管的PWM开关信号以及过零比较模块输出的比较信号；每当检测到PWM开关信号的上升沿，补偿电压逻辑控制单元即产生一个固定宽度为T0的脉冲信号VCN；当检测到比较信号每个控制周期中的第一个上升沿，补偿电压逻辑控制单元即产生一个宽度为tearly的脉冲信号VCP；tearly为比较信号在对应控制周期中第一个上升沿与第二个上升沿的时间间隔，其通过动态补偿控制逐渐趋近于T0/N。
进一步地，当检测到比较信号每个控制周期的第一个下降沿，所述同步整流逻辑控制模块即使同步整流管导通；当检测到比较信号每个控制周期的第一个上升沿，同步整流逻辑控制模块即使同步整流管关断。
进一步地，所述同步整流逻辑控制模块以及补偿电压逻辑控制单元均采用数字电路实现。
本发明通过检测开关节点的下过冲来确定是否存在提前关断的情况，根据检测结果动态调整过零比较器的输入失调电压，而实现精确的同步整流控制，在保证控制和检测功能的同时，提高了同步整流管栅极控制信号的精度，从而减小了输出端的导通损耗，增大了功率转换器的效率。
本发明能够补偿过零比较器本身的输入失调电压以及同步整流逻辑控制和过零比较器引入的环路延迟，进一步提高了同步整流管控制信号的精度。目前，已提出的传统零电流检测电路大多通过检测开关节点的下过冲或上过冲来确定是否存在提前或延迟关断的情况，进而完成动态补偿的功能。相较于传统零电流检测电路，本发明在同样完成精确电流过零检测功能的前提下，电路结构更为简单，因而功耗更低、效率更高。
附图说明
图1(a)为采用整流二极管的传统功率变换器结构示意图。
图1(b)为传统功率变换器的整流二极管导通损耗示意图。
图2(a)为采用同步整流管的功率变换器结构示意图。
图2(b)为理想状态下同步整流管的导通损耗示意图。
图2(c)为同步整流管提前关断时的导通损耗示意图。
图2(d)为同步整流管延迟关断时的导通损耗示意图。
图3(a)为采用本发明动态补偿控制电路的功率变换器结构示意图。
图3(b)为动态补偿模块的结构示意图。
图3(c)为采用补偿电压修正的过零比较模块结构示意图。
图3(d)为本发明动态补偿控制电路各相关信号的波形示意图。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
非理想情况下，同步整流管控制的偏差会造成额外的功率损耗。为了提高功率变换器的工作效率，如图3(a)所示，一种采用本发明动态补偿控制电路的功率变换器，包括整流桥、输入滤波电容C1、主功率开关管M1、反激式变压器T、同步整流管MSR、输出滤波电容CL以及动态补偿控制电路，动态补偿控制电路又包含过零比较模块、动态补偿模块以及同步整流逻辑控制模块。输入滤波电容C1跨接在整流桥输出正负端之间，变压器T原边绕组同名端接整流桥正输出，主功率开关管M1漏极接变压器T原边绕组非同名端，主功率开关管M1源极接原边地，整流桥负输出接原边地，变压器T副边绕组同名端接同步整流管MSR漏极，同步整流管MSR源极接输出滤波电容CL一端(同时接副边地)，输出滤波电容CL另一端接变压器T副边绕组非同名端。
过零比较模块的正相输入端接变压器副边绕组同名端，反相输入端接地，过零比较模块通过检测开关节点的下过冲电压信号，输出开关节点电压比较结果，该结果可以反应出电路是否存在提前关断的情况。动态补偿模块的输入端接过零比较模块的输出端，通过比较同步整流管控制信号与过零比较模块输出信号以获得同步整流管提前关断的偏差值。动态补偿模块输出信号作为过零比较模块补偿电压的控制信号，该控制信号可以改变比较器的翻转时机。同步整流逻辑控制模块的输入端接过零比较模块的输出端，同步整流逻辑控制模块的输出端接同步整流管的栅极。
过零比较模块如图3(c)所示，其采用共源极输入比较器，其正相输入端与输入信号之间串联高压管NH1和电阻R2，以防止在非采样阶段外部输入高电压对比较器产生损害。比较器反相输入端经过电阻R1接地，同时反相输入端还经NMOS管M9的源极接电源，M9的栅极接控制信号VCtrl。M1～M4输入分别接相应的偏置电压，为电路提供静态电流偏置，M5～M8构成比较器的输入管用于对输入信号进行比较，M6和M4的源极相接，作为过零比较模块的输出。
动态补偿模块如图3(b)所示，其包括补偿电压逻辑控制单元、电流源和电容构成。补偿电压逻辑控制单元根据PWM信号，在每周期生成固定时长为T0的控制信号VCN，在VCN的控制下，电容C1以大小为I0的电流放电T0时间。补偿电压逻辑控制单元根据过零比较模块的输出VZCD，生成时长为tearly的控制信号VCP，在VCP的控制下，电容C1以大小为N×I0的电流充电tearly时间。当tearly大于T0/N时，电容充电大于放电，电容上的电压VCtrl将会升高，当tearly小于T0/N时，电容上的电压VCtrl将会降低。当电路进入最终的稳态时，应当有tearly＝T0/N。当合理设置T0及N的值时，可以使得tearly维持在一个很小的值。
为说明本发明动态补偿控制电路的工作过程，参见如图3(d)所示的相关控制信号波形，图3(d)中各波形依次表示了原边功率开关管控制信号PWM、同步整流管栅极控制信号SR、变压器副边绕组同名端(开关节点)电压即同步整流管漏端电压Vx、过零比较模块输出电压VZCD、补偿电压逻辑控制单元输出VCN和VCP以及补偿控制电压VCtrl随时间t周期变化。
动态补偿控制电路在正常工作状态下的工作流程为：每周期PWM控制信号到来时，补偿电压逻辑控制单元以确定的电流I0和时长T0对电容C1放电，此时同步整流管两端电压为正，过零比较模块输出高电平。当PWM关断时，同步整流管两端电压变为负值，过零比较模块输出由正翻转为负，此时同步整流逻辑控制模块控制同步整流管导通。随着时间的推移，流经同步整流管的电流将线性下降，同步整流管两端的压降也将逐步减小，其电压越来越接近0。由于过零比较模块同相输入端串联电阻和MOS管的存在，在同步整流管两端电压到达0之前，过零比较模块的输出将发生翻转，从低变为高。检测到过零比较模块的输出翻转后，同步整流逻辑控制模块将立即控制同步整流管关断。由于同步整流管关断时流经其电流大于0，与同步整流管并联的寄生二极管将会被强制导通，从而使得同步整流管两端电压变为-0.7V左右；过零比较模块的输出将在一段时间内立即再次翻转，在波形上形成一个正脉冲；随着寄生二极管续流的结束，同步整流管两端电压由负变正，从而过零比较模块再次翻转为正；在过零比较模块的第二次往复翻转过程中，补偿电压逻辑控制单元将检测到寄生二极管导通的时间tearly，此时间反映了同步整流管的提前关断时间；补偿电压逻辑控制单元以确定的电流I0和时长tearly对电容C1充电，充电结束时，控制电压VCtrl相较于周期开始将有所提高。随着控制电压VCtrl的提高，流经过零比较模块反相输入端串联电阻的电流将增大，从而使得其反相端等效输入电压升高，在下一周期的比较中，当同相输入电压更接近于0时，比较模块输出才会翻转，从而使得时间tearly减小。经过多个周期的调整，tearly将减小到可以忽略的程度，从而实现动态补偿。
传统的功率变换器需要采用整流二极管来实现续流，由于整流二极管导通压降的存在，增大了系统的能量损耗，降低了系统地转换效率。同时，利用过零比较器检测过零点控制同步整流管栅极会由于信号延迟造成能量损耗，而采用本实施方式的动态补偿控制电路，通过检测开关节点的下过冲来确定是否存在提前关断的情况，根据检测结果动态调整过零比较器的输入失调电压，而实现精确的同步整流控制，在保证控制和检测功能的同时，提高了同步整流管栅极控制信号的精度，从而减小了输出端的导通损耗，增大了功率转换器的效率。本发明动态补偿电路能够补偿过零比较器本身的输入失调电压和同步整流控制逻辑和比较器引入的环路延迟，进一步提高了同步整流管控制信号的精度。
上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种用于同步整流功率变换器的动态补偿控制电路，其特征在于：包括过零比较模块、动态补偿模块以及同步整流逻辑控制模块；其中：
所述过零比较模块与功率变换器中的同步整流管连接，通过检测同步整流管的漏端电压，使其与零电压进行比较，从而输出比较信号；
所述动态补偿模块与过零比较模块连接，其根据比较信号对过零比较模块的输入失调电压进行修正补偿，等效于在过零比较模块输入侧添加一个动态可调的补偿电压；
所述同步整流逻辑控制模块与过零比较模块以及同步整流管连接，其根据所述比较信号控制同步整流管的通断。
2.根据权利要求1所述的动态补偿控制电路，其特征在于：所述过零比较模块包括四个PMOS管M1～M4、五个NMOS管M5～M9、两个电阻R1～R2、一个反相器以及一个高耐压的NMOS管NH1；其中，PMOS管M1的源极与PMOS管M2的源极共连并接电源电压VDD，PMOS管M1的栅极与PMOS管M2的栅极共连并接外部提供的偏置电压VBP1，PMOS管M1的漏极与PMOS管M3的源极相连，PMOS管M2的漏极与PMOS管M4的源极相连，PMOS管M3的栅极与PMOS管M4的栅极共连并接外部提供的偏置电压VBP2，PMOS管M3的漏极与NMOS管M5的漏极、NMOS管M5的栅极以及NMOS管M6的栅极相连，PMOS管M4的漏极与NMOS管M6的漏极以及反相器的输入端相连，反相器的输出端产生所述比较信号，NMOS管M5的源极与NMOS管M7的漏极、NMOS管M7的栅极以及NMOS管M8的栅极相连，NMOS管M6的源极与NMOS管M8的漏极相连，NMOS管M7的源极与NMOS管M9的源极以及电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端接地，NMOS管M9的漏极接电源电压VDD，NMOS管M9的栅极接动态补偿模块提供的补偿控制电压VCtrl，NMOS管M8的源极与NMOS管NH1的源极相连，NMOS管NH1的栅极接电源电压VDD，NMOS管NH1的漏极与电阻R2的一端相连，电阻R2的另一端接同步整流管的漏端电压。
3.根据权利要求1所述的动态补偿控制电路，其特征在于：所述动态补偿模块包括两个直流源I1和I2、两个开关K1和K2、一个电容C1以及补偿电压逻辑控制单元；其中，直流源I1的输入端接电源电压VDD，直流源I1的输出端与开关K1的一端相连，开关K1的另一端与开关K2的一端以及电容C1的一端相连并产生补偿控制电压VCtrl，电容C1的另一端接地，开关K2的另一端与直流源I2的输入端相连，直流源I2的输出端接地，开关K1和K2的控制极分别接补偿电压逻辑控制单元提供的脉冲信号VCP和VCN，直流源I1的电流大小为直流源I2的N倍，N为大于1的实数。
4.根据权利要求3所述的动态补偿控制电路，其特征在于：所述补偿电压逻辑控制单元采集功率变换器中主功率管的PWM开关信号以及过零比较模块输出的比较信号；每当检测到PWM开关信号的上升沿，补偿电压逻辑控制单元即产生一个固定宽度为T0的脉冲信号VCN；当检测到比较信号每个控制周期中的第一个上升沿，补偿电压逻辑控制单元即产生一个宽度为tearly的脉冲信号VCP；tearly为比较信号在对应控制周期中第一个上升沿与第二个上升沿的时间间隔，其通过动态补偿控制逐渐趋近于T0/N。
5.根据权利要求1所述的动态补偿控制电路，其特征在于：当检测到比较信号每个控制周期的第一个下降沿，所述同步整流逻辑控制模块即使同步整流管导通；当检测到比较信号每个控制周期的第一个上升沿，同步整流逻辑控制模块即使同步整流管关断。
6.根据权利要求4所述的动态补偿控制电路，其特征在于：所述同步整流逻辑控制模块以及补偿电压逻辑控制单元均采用数字电路实现。
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