CN112134459A - 一种同步转换器控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种同步转换器控制电路，包括：功率开关单元，所述功率开关单元包括功率管、同步整流管、第一控制器和第二控制器；过零检测单元，所述过零检测单元的检测端连接开关节点，所述过零检测单元的输出端连接所述第二控制器；输出单元，所述输出单元的第一端连接所述开关节点，所述输出单元的第二端连接所述同步整流管的第二端；同步整流控制单元，所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接所述功率开关单元或所述输出单元，所述同步整流控制单元的输出端连接所述第二控制器。采用比较电感电流与对应阈值来决定当前周期同步整流管是否打开，使得在同步转换器或者控制器在DCM模式下达到高效运行。

Description

一种同步转换器控制电路
技术领域
本发明涉及控制电路领域，更具体的说是，涉及一种同步转换器控制电路。
背景技术
现有的同步降压转换器或控制器在DCM模式运行时，不同负载下，不同输入输出电压下，在PWM off阶段是同步整流管(续流管)打开直到电感电流过零，利用开关管的低Ron节约导通损耗；不过同步整流管在一个周期打开一次会有开关损耗，在电感电流小于某一个值下，开关损耗会超过体二极管续流的损耗，这样打开同步整流管反而会得不偿失。
发明内容
本发明的目的是提供一种同步转换器控制电路。
本发明要解决的是如何提高同步转换器在DCM模式的运行效率。
与现有技术相比，本发明技术方案及其有益效果如下：
一种同步转换器控制电路，包括：功率开关单元，所述功率开关单元包括功率管、同步整流管、第一控制器和第二控制器；过零检测单元，所述过零检测单元的检测端连接开关节点，所述过零检测单元的输出端连接所述第二控制器；输出单元，所述输出单元的第一端连接所述开关节点，所述输出单元的第二端连接所述同步整流管的第二端；同步整流控制单元，所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接所述功率开关单元或所述输出单元，所述同步整流控制单元的输出端连接所述第二控制器。
作为进一步改进的，所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接所述输出单元；所述输出单元的第一端和第二端之间具有采样电阻；所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接在所述采样电阻的两端；所述同步整流控制单元包括放大器、电压比较器和运算单元，所述放大器的正相输入端和负相输入端作为所述同步整流控制单元的两个电流侦测端；所述电压比较器的正相输入端连续所述放大器的输出端，所述电压比较器的负相输入端连接所述运算单元，所述电压比较器的输出端连接所述第二控制器。
作为进一步改进的，所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接所述输出单元；所述输出单元的第一端和第二端之间具有第二电感；所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接在所述第二电感的两端；所述同步整流控制单元包括放大器、电压比较器和运算单元，所述放大器的正相输入端和负相输入端作为所述同步整流控制单元的两个电流侦测端；所述电压比较器的正相输入端连续所述放大器的输出端，所述电压比较器的负相输入端连接所述运算单元，所述电压比较器的输出端连接所述第二控制器。
作为进一步改进的，所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接所述功率开关单元；所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接在所述功率管的两端；所述同步整流控制单元包括放大器、电压比较器和运算单元，所述放大器的正相输入端和负相输入端作为所述同步整流控制单元的两个电流侦测端，所述功率管的控制端连接于所述放大器的控制端；所述电压比较器的正相输入端连续所述放大器的输出端，所述电压比较器的负相输入端连接所述运算单元，所述电压比较器的输出端连接所述第二控制器。
作为进一步改进的，所述输出单元还包括：第一电感，所述第一电感串联于所述开关节点和所述采样电阻之间；电容，所述电容串联于所述采样电阻和所述同步整流管的第二端；负载电阻，所述负载电阻并联于所述电容的两端。
作为进一步改进的，所述运算单元为第一类型或者第二类型；所述第一类型为数值运算单元和DAC；所述第二类型为模拟运算单元。
作为进一步改进的，体二极管的导通损耗W1＝Vdiode*ipeak*0.5*(Δtfw/T)；同步整流管打开时的损耗W2＝W导通损耗+W开关损耗＝(1/4)*ipeak2*Ron*(Δtfw/T)+Vin*(Qg/T)；W1＞W2时，开启同步整流管；W1＜W2时，关闭同步整流管。
作为进一步改进的，所述功率管为增强型NMOS管，所述同步整流管为增强型NMOS管。
作为进一步改进的，所述过零检测单元包括电压比较器，所述电压比较器的正相输入端连接于所述开关节点，所述电压比较器的负相输入端接地，所述电压比较器的输出端连接于所述第二控制器。
作为进一步改进的，所述第一控制器和所述第二控制器集成于同一个控制器中。
本发明的有益效果为：采用比较电感电流与对应阈值来决定当前周期同步整流管是否打开，使得在同步转换器或者控制器在DCM模式下达到高效运行。
附图说明
图1是本发明实施例一提供的同步转换器控制电路图。
图2是本发明实施例提供的第一类型运算单元的示意图。
图3是本发明实施例提供的第二类型运算单元的示意图。
图4是本发明实施例二提供的部分同步转换器控制电路图。
图5是本发明实施例三提供的部分同步转换器控制电路图。
图6是图1所示电路图中各器件的信号时序图。
图中：1.功率开关单元 11.第一控制器 12.第二控制器 13.功率管
14.同步整流管 2.过零检测单元 3.输出单元
4.同步整流控制单元 41.放大器 42.电压比较器
43.运算单元
具体实施方式
为使本发明实施方式的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施方式中的附图，对本发明实施方式中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施方式是本发明一部分实施方式，而不是全部的实施方式。基于本发明中的实施方式，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本发明保护的范围。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施方式的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施方式。基于本发明中的实施方式，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
参照图1至图6所示，一种同步转换器控制电路，包括：功率开关单元1，所述功率开关单元1包括功率管13、同步整流管14、第一控制器11和第二控制器12；过零检测单元2，所述过零检测单元2的检测端连接开关节点，所述过零检测单元2的输出端连接所述第二控制器12；所述开关节点位于功率管13和同步整流管14之间；输出单元3，所述输出单元3的第一端连接所述开关节点，所述输出单元3的第二端连接所述同步整流管14的第二端；同步整流控制单元4，所述同步整流控制单元4的两个电流侦测端连接所述功率开关单元1或所述输出单元3，所述同步整流控制单元4的输出端连接所述第二控制器12的第三控制端。所述功率管13的第一端连接第一电源，所述功率管13的第二端连接开关节点，所述功率管13的控制端连接所述第一控制器11；所述同步整流管14的第一端连接所述开关节点，所述同步整流管14的第二端连接参考地，所述同步整流管14的控制端连接所述第二控制器12。参照图1所示，过零检测单元2的输出端连接第二控制器12的第二控制端，PWM_IN作为外部控制，连接在第一控制器11的第一控制端，也连接在第二控制器12的第一控制端。采用比较电感电流与对应阈值来决定当前周期同步整流管14是否打开，使得在同步转换器或者控制器在DCM模式下达到高效运行。
参照图1所示，所述同步整流控制单元4的两个电流侦测端连接所述输出单元3；所述输出单元3的第一端和第二端之间具有采样电阻；所述同步整流控制单元4的两个电流侦测端连接在所述采样电阻的两端；所述同步整流控制单元4包括放大器41、电压比较器42和运算单元43，所述放大器41的正相输入端和负相输入端作为所述同步整流控制单元4的两个电流侦测端；所述电压比较器42的正相输入端连续所述放大器41的输出端，所述电压比较器42的负相输入端连接所述运算单元43，所述电压比较器42的输出端连接所述第二控制器12，即，所述电压比较器42的输出端作为同步整流控制单元4的输出端。
参照图1所示，所述输出单元3还包括：第一电感，所述第一电感串联于所述开关节点和所述采样电阻之间；电容，所述电容串联于所述采样电阻和所述同步整流管14的第二端；负载电阻，所述负载电阻并联于所述电容的两端。
参照图2至图3所示，所述运算单元43为第一类型或者第二类型；所述第一类型为数值运算单元43和DAC；所述第二类型为模拟运算单元43。
参照图1所示，在PWM_ON阶段，检测电感电流超过某一设定阈值(COMP2电压比较器42所示)时，当前周期的同步整流管14LS才会打开，如果小于这一阈值，则当前周期的LS不会打开，电感电流利用同步整流管14的体二极管D2续流；此控制方式实质为在开关损耗和二极管导通损耗中选择最少损耗的控制方式，达到高效运行。
理论计算如下：在PWM_OFF阶段时，与Vout相比，Vdiode忽略不计，则电感峰值电流Ipeak放电到0A时，所需时间：Δtfw(续流时间)＝L*ipeak/Vout；
如果是二极管续流时其导通损耗W1＝Vdiode*ipeak*1/2*(Δtfw/T)；
如果是打开同步整流管14则总损耗W2＝W导通损耗+W开关损耗＝(1/4)*ipeak2*Ron*(Δtfw/T)+Vin*(Qg/T)；
当W1<W2时，Vdiode*ipeak*1/2*(Δtfw/T)＜1/4*ipaek2*Ron*(Δtfw/T)+Vin*(Qg/T)，其中，在小电流下，Ron的导通损耗相比开关损耗可以忽略不计，则Vdiode*ipeak*1/2*(Δtfw/T)＜Vin*(Qg/T)，Ipeak＜(2*Qg/Vdiode)1/2*(Vout*Vin/L)1/2。
综上所述，Comp2比较器对应的电流I翻转阈值为(2*Qg/Vdiode)1/2*(Vout*Vin/L)1/2，当电流电流I超过此阈值时，则当前周期的同步整流管14正常打开续流直到过零检测单元2；如果电流I没有超过此阈值，则当前周期的同步整流管14不打开，即电感电流利用体二极管续流。
参照图4所示，在实施例二中，所述同步整流控制单元4的两个电流侦测端连接所述输出单元3；所述输出单元3的第一端和第二端之间具有第二电感；所述同步整流控制单元4的两个电流侦测端连接在所述第二电感的两端；所述同步整流控制单元4包括放大器41、电压比较器42和运算单元43，所述放大器41的正相输入端和负相输入端作为所述同步整流控制单元4的两个电流侦测端；所述电压比较器42的正相输入端连续所述放大器41的输出端，所述电压比较器42的负相输入端连接所述运算单元43，所述电压比较器42的输出端连接所述第二控制器12。
参照图5所示，在实施例三中，所述同步整流控制单元4的两个电流侦测端连接所述功率开关单元1；所述同步整流控制单元4的两个电流侦测端连接在所述功率管13的两端；所述同步整流控制单元4包括放大器41、电压比较器42和运算单元43，所述放大器41的正相输入端和负相输入端作为所述同步整流控制单元4的两个电流侦测端，所述功率管13的控制端连接于所述放大器41的控制端；所述电压比较器42的正相输入端连续所述放大器41的输出端，所述电压比较器42的负相输入端连接所述运算单元43，所述电压比较器42的输出端连接所述第二控制器12。
参照图1所示，所述功率管13为增强型NMOS管，所述同步整流管14为增强型NMOS管。
参照图1所示，所述过零检测单元2包括电压比较器42，所述电压比较器42的正相输入端连接于所述开关节点，所述电压比较器42的负相输入端接地，所述电压比较器42的输出端连接于所述第二控制器12。
所述第一控制器11和所述第二控制器12集成于同一个控制器中。
本发明提供的一种同步转换器控制电路的工作原理为：运算单元43根据Qg和二极管导通电压Vdiode电感大小，输入信息经过运算得出一个输出电压，作为COMP2电压比较器42的判断阈值；将采样电流的电压信号和运算单元43的电压相比，输出一个控制信号至第二控制器12中；第二控制器12根据COMP2电压比较器42的信号和PWM_IN，选择当前周期的同步整流管14是否打开。
其中，需要说明的是，实施例二和实施例三与实施例一的区别在于：不同实施例的输出单元3不同，以及输出单元3与功率开关单元1的连接方式不同。三个实施例中，功率开关单元1、过零检测单元2和同步整流控制单元4皆相同。
本实施例的工作原理和工作过程等内容可以参照前述实施例相应内容。
本说明书中的上述各个实施例之间相同或相似部分可相互参照，每个实施方式重点说明与其他实施方式不同之处，但并不限定它们的不同之处不能相互替换或叠加。
以上实施例仅用以解释说明本发明的技术方案而非对其限制。本领域技术人员应当理解，未脱离本发明精神和范围的任何修改和等同替换，均应落入本发明权利要求的保护范围中。

Claims (10)

1.一种同步转换器控制电路，其特征在于，包括：
功率开关单元，所述功率开关单元包括功率管、同步整流管、第一控制器和第二控制器；
过零检测单元，所述过零检测单元的检测端连接开关节点，所述过零检测单元的输出端连接所述第二控制器；
输出单元，所述输出单元的第一端连接所述开关节点，所述输出单元的第二端连接所述同步整流管的第二端；
同步整流控制单元，所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接所述功率开关单元或所述输出单元，所述同步整流控制单元的输出端连接所述第二控制器。
2.根据权利要求1所述的一种同步转换器控制电路，其特征在于，所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接所述输出单元；所述输出单元的第一端和第二端之间具有采样电阻；所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接在所述采样电阻的两端；所述同步整流控制单元包括放大器、电压比较器和运算单元，所述放大器的正相输入端和负相输入端作为所述同步整流控制单元的两个电流侦测端；所述电压比较器的正相输入端连续所述放大器的输出端，所述电压比较器的负相输入端连接所述运算单元，所述电压比较器的输出端连接所述第二控制器。
3.根据权利要求1所述的一种同步转换器控制电路，其特征在于，所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接所述输出单元；所述输出单元的第一端和第二端之间具有第二电感；所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接在所述第二电感的两端；所述同步整流控制单元包括放大器、电压比较器和运算单元，所述放大器的正相输入端和负相输入端作为所述同步整流控制单元的两个电流侦测端；所述电压比较器的正相输入端连续所述放大器的输出端，所述电压比较器的负相输入端连接所述运算单元，所述电压比较器的输出端连接所述第二控制器。
4.根据权利要求1所述的一种同步转换器控制电路，其特征在于，所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接所述功率开关单元；所述同步整流控制单元的两个电流侦测端连接在所述功率管的两端；所述同步整流控制单元包括放大器、电压比较器和运算单元，所述放大器的正相输入端和负相输入端作为所述同步整流控制单元的两个电流侦测端，所述功率管的控制端连接于所述放大器的控制端；所述电压比较器的正相输入端连续所述放大器的输出端，所述电压比较器的负相输入端连接所述运算单元，所述电压比较器的输出端连接所述第二控制器。
5.根据权利要求2所述的一种同步转换器控制电路，其特征在于，所述输出单元还包括：
第一电感，所述第一电感串联于所述开关节点和所述采样电阻之间；
电容，所述电容串联于所述采样电阻和所述同步整流管的第二端；
负载电阻，所述负载电阻并联于所述电容的两端。
6.根据权利要求2至4中任一项所述的一种同步转换器控制电路，其特征在于，所述运算单元为第一类型或者第二类型；所述第一类型为数值运算单元和DAC；所述第二类型为模拟运算单元。
7.根据权利要求2所述的一种同步转换器控制电路，其特征在于，
体二极管的导通损耗W1＝Vdiode*ipeak*0.5*(Δtfw/T)；
同步整流管打开时的损耗W2＝W导通损耗+W开关损耗＝(1/4)*ipeak2*Ron*(Δtfw/T)+Vin*(Qg/T)；
W1＞W2时，开启同步整流管；
W1＜W2时，关闭同步整流管。
8.根据权利要求1所述的一种同步转换器控制电路，其特征在于，所述功率管为增强型NMOS管，所述同步整流管为增强型NMOS管。
9.根据权利要求1所述的一种同步转换器控制电路，其特征在于，所述过零检测单元包括电压比较器，所述电压比较器的正相输入端连接于所述开关节点，所述电压比较器的负相输入端接地，所述电压比较器的输出端连接于所述第二控制器。
10.根据权利要求1所述的一种同步转换器控制电路，其特征在于，所述第一控制器和所述第二控制器集成于同一个控制器中。
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