CN102710131A - 变换器及其驱动方法及包含该变换器的功率因数校正装置 - Google Patents

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CN102710131A CN2012101995751A CN201210199575A CN102710131A CN 102710131 A CN102710131 A CN 102710131A CN 2012101995751 A CN2012101995751 A CN 2012101995751A CN 201210199575 A CN201210199575 A CN 201210199575A CN 102710131 A CN102710131 A CN 102710131A
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叶美盼
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Abstract

本发明提供了一种变换器及其驱动方法及包含该变换器的功率因数校正装置，所述变换器包括：电感，其第一端连接输入信号的正端；第一开关管，其输入端连接所述电感的第二端，其输出端连接所述输入信号的负端；二极管，其阴极连接所述输入信号的正端；第二开关管，其输入端连接所述二极管的阳极，其输出端连接所述输入信号的负端；其中，所述电感的第二端和所述第二开关管的输入端作为所述变换器的输出端口，所述第一开关管和第二开关管的控制端接收外部的控制信号。本发明使得在输入电压小于输出电压的区间内，输入电流并不为零，有利于提高功率因数。

Description

变换器及其驱动方法及包含该变换器的功率因数校正装置
技术领域
本发明涉及一种变换器及其驱动方法及包含该变换器的功率因数校正装置，尤其涉及应用于高效率、低输入电流谐波的降压型功率因数校正电路场合以及直流-直流变换场合的变换器及包含该变换器的功率因数校正装置。
背景技术
由于目前大多数用电设备中的非线性元件和储能元件的存在会使输入交流电流波形发生严重畸变，网侧输入功率因数很低，为了满足国际标准IEC61000-3-2中所规范的谐波要求，必须在这些用电设备中加入功率因数校正装置（PFC）。
传统的有源功率因数校正电路一般采用升压（Boost）拓扑、升降压（Buck-boost）拓扑或降压型（Buck）拓扑。其中，Boost拓扑具有控制容易、驱动简单、在整个工频周期内都可以进行开关工作、输入电流的功率因数可以接近于1等特点。但是Boost拓扑电路具有输出电压高的缺点，而且在宽范围输入（90Vac-265Vac）条件下，在低电压段（90Vac-110Vac）的效率比高电压段（220Vac-265Vac）低1-3%。而采用Buck-boost拓扑，电路损耗相对Buck拓扑会大一些。在小功率应用场合，Buck拓扑能够在整个输入电压范围内保持较高效率。由于工业上的热设计都是根据效率最低点来设计的，因此Buck拓扑的热设计也比Boost拓扑和Buck-boost拓扑简单。所以，目前Buck拓扑被越来越多地用到工业产品中，如中小功率的直流-直流变换器的前级PFC电路或者单级LED驱动器等。
图1示出了现有技术中的一种Buck PFC电路结构，包括：整流桥10，接收输入信号Vac；输入电容Cin，连接在整流桥10的两个输出端之间；电感L，其一端连接整流桥10的一个输出端，其另一端连接输出电容Co的一端；输出电容Co，其一端连接电感L的另一端，其另一端连接开关管Q1的输入端；负载Rload，并联在输出电容Co的两端；二极管Do，阴极连接整流桥10的一个输出端，阳极连接开关管Q1的输入端；开关管Q1，输出端连接整流桥10的另一个输出端，控制端连接PFC控制电路11的输出端。
然而，以图1为例的Buck拓扑应用于PFC电路，在整流后的输入电压Vin小于输出电压Vo的区间内，输入电流iac为零，如图2所示，这段死区时间极大程度地增加了输入电流谐波，影响了网侧输入功率因数。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种变换器及其驱动方法及包含该变换器的功率因数校正装置，使得在输入电压小于输出电压的区间内，输入电流并不为零，有利于提高功率因数。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种变换器，包括：
电感，其第一端连接输入信号的正端；
第一开关管，其输入端连接所述电感的第二端，其输出端连接所述输入信号的负端；
二极管，其阴极连接所述输入信号的正端；
第二开关管，其输入端连接所述二极管的阳极，其输出端连接所述输入信号的负端；
其中，所述电感的第二端和所述第二开关管的输入端作为所述变换器的输出端口，所述第一开关管和第二开关管的控制端接收外部的控制信号。
可选地，所述变换器还包括：连接于所述输出端口的负载。
可选地，所述负载为电阻负载、蓄电池或发光二极管（LED）。
可选地，所述变换器还包括：连接于所述输出端口的输出电容。
可选地，所述变换器还包括：整流桥，所述输入信号为交流信号经由所述整流桥整流后得到的正弦半波电压信号。
可选地，所述输入信号为低纹波的直流电压信号。
可选地，当所述输入信号的电压幅值低于所述输出端口的输出电压幅值、所述第一开关管导通且第二开关管关断时，所述变换器工作在Buck-boost模式下的充电模式，所述输入信号加在所述电感两端，流经所述电感的电流上升。
可选地，当所述输入信号的电压幅值低于所述输出端口的输出电压幅值、所述第一开关管关断且第二开关管关断时，所述变换器工作在Buck-boost模式下的续流模式，所述二极管导通续流，流经所述电感的电流下降。
可选地，当所述输入信号的电压幅值高于所述输出端口的输出电压幅值、所述第一开关管关断且第二开关管导通时，所述变换器工作在正向Buck模式的充电模式，流经所述电感的电流上升。
可选地，当所述输入信号的电压幅值高于所述输出端口的输出电压幅值、所述第一开关管关断且第二开关管关断时，所述变换器工作在正向Buck模式的续流模式，所述二极管导通续流，流经所述电感的电流下降。
本发明还提供了一种功率因数校正装置，包括上述任一项所述的变换器以及与其相连的控制电路，所述控制电路生成控制信号以控制所述第一开关管和第二开关管的导通和关断。
可选地，所述控制电路包括：
输入电压采样电路，用于对所述输入信号进行采样；
输出电压/电流采样电路，用于对所述输出端口的电压/电流进行采样；
相角检测比较器，其正输入端连接所述输入电压采样电路的输出端，其负输入端连接所述输出电压/电流采样电路的输出端；
误差放大网络，其输入端与所述输出电压/电流采样电路的输出端相连，用于对所述输出电压/电流采样电路输出的采样信号进行放大后产生误差放大信号；
PFC控制器，其第一输入端与所述相角检测比较器的输出端相连，其第二输入端接收所述误差放大网络产生的误差放大信号；
逻辑及驱动电路，连接所述PFC控制器的输出端和相角检测比较器的输出端，根据所述相角检测比较器输出的比较结果和所述PFC控制器输出的驱动信号产生所述控制信号。
可选地，所述误差放大网络包括：
电阻，其第一端连接所述输出电压/电流采样电路的输出端；
误差放大器，其负输入端连接所述电阻的第二端；
基准电压源，其一端连接所述误差放大器的正输入端，另一端接地；
电容，其一端连接所述误差放大器的负输入端，另一端连接所述误差放大器的输出端。
可选地，所述逻辑及驱动电路包括：
反相器，其输入端连接所述相角检测比较器的输出端；
第一与门，其第一输入端连接所述反相器的输出端，其第二输入端连接所述PFC控制器的输出端；
第二与门，其第一输入端连接所述反相器的输出端，其第二输入端连接所述PFC控制器的输出端；
第一驱动电路，其输入端连接所述第一与门的输出端，其输出端连接所述第二开关管的控制端；
第二驱动电路，其输入端连接所述第二与门的输出端，其输出端连接所述第一开关管的控制端。
本发明还提供了上述任一种变换器的驱动方法，包括：
对所述输入信号和输出端口的输出电压/电流进行采样；
对采样得到的输入信号和输出电压/电流进行相角检测比较，以产生比较结果；
对所述采样得到的输出电压/电流进行放大，产生误差放大信号；
PFC控制器根据所述比较结果和误差放大信号产生驱动信号；
根据所述驱动信号产生控制所述第一开关管和第二开关管的控制信号。
可选地，在所述输入信号小于所述输出电压/电流的区间，所述控制信号控制所述第二开关管关断并控制所述第一开关管不停通断，使所述变换器工作在Buck-boost模式，在所述输入电压大于所述输出电压/电流的区间，所述控制信号控制所述第一开关管关断并控制所述第二开关管不停通断，使所述变换器工作在Buck模式。
可选地，在所述采样得到的输出电压/电流低于基准信号时，所述误差放大信号增大，所述PFC控制器输出的驱动信号占空比增加；在所述采样得到的输出电压/电流高于所述基准信号时，所述误差放大信号减小，所述PFC控制器输出的驱动信号占空比减小。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
本发明实施例的变换器兼具Buck电路和Buck-boost电路二者的功能和优点，通过适当的外部控制信号既可以实现Buck-boost电路功能，又可以实现Buck电路功能，因此电路功能灵活。
进一步地，本发明实施例的变换器在应用于PFC电路时，相对于传统的非隔离Buck PFC电路，提升了输入交流进线的功率因数，降低了电流谐波含量；相对于传统的非隔离Buck-boost PFC电路，提升了电路工作效率。
另外，本发明实施例的变换器相对于非隔离Buck电路，基本上仅增加了一个开关管，且开关控制策略简单，电路总体成本增加不多但是却能够实现如上所述的性能的提升
附图说明
图1是现有技术中一种Buck PFC电路的电路图；
图2是图1所示的Buck PFC电路的信号波形图；
图3是本发明实施例的变换器的电路拓扑结构图；
图4a是图3所示的变换器在第一工作模态的等效电路图；
图4b是图3所示的变换器在第二工作模态的等效电路图；
图4c是图3所示的变换器在第三工作模态的等效电路图；
图5是本发明实施例的变换器在输入信号为交流信号经整流后得到的正弦半波电压信号时的信号波形图；
图6是本发明实施例的一种功率因数校正装置的电路图；
图7为图6所示的功率因数校正装置的信号波形图；
图8为本发明实施例的另一种功率因数校正装置的电路图。
具体实施方式
下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。
图3示出了本实施例的变换器的电路图，主要包括：电感L、第一开关管Q2、第二开关管Q1、二极管Do、输出电容Co、负载Rload。其中，电感L的第一端连接输入信号Vin的正端，电感L的第二端作为输出端口的一端来连接输出电容Co和负载Rload的一端；第一开关管Q2的输入端连接电感L的第二端，输出端连接输入信号Vin的负端，控制端接收外部的控制信号；二极管Do的阴极连接输入信号Vin的正端，阳极连接第二开关管Q1的输入端；第二开关管Q1的输入端连接二极管Do的阳极，输出端连接输入信号Vin的负极，控制端接收外部的控制信号，第二开关管Q1的输入端作为输出端口的另一端来连接输出电容Co和负载Rload的另一端。
在一个具体实施例中，该变换器还可以包括整流桥（图中未示出），输入信号Vin是外部输入的交流信号经由整流桥整流后得到的正弦半波电压信号。
此外，根据具体实施例的不同，该输入信号Vin还可以是低纹波的直流电压信号。
第一开关管Q2可以是各种适当类型的开关器件，优选为MOSFET晶体管、三极管和IGBT晶体管。
第二开关管Q1可以是电流单向流动的开关器件或组合开关电路，优选为三极管、MOSFET晶体管和二极管组成的单向开关、IGBT晶体管和二极管组成的单向开关。
负载Rload可以是电阻负载、蓄电池、LED或者后级电路等。
输出电容Co可以在某些具体实施例中省去，如负载Rload为蓄电池或LED时可以省去。
在输入信号Vin是交流信号经过整流后得到的正弦半波电压信号时，图3所示的变换器具有四种不同的工作模态和三种等效电路，该等效电路分别如图4a至图4c所示。
（1）工作模态I：
当输入信号Vin的电压幅值低于输出电压Vo、第一开关管Q2导通且第二开关管Q1关断时，本实施例的变换器工作在Buck-boost模式下的充电模式，即工作模态I，其等效电路如图4a所示，此时输入信号Vin加在电感L两端，流经电感L的电流iL上升。
（2）工作模态II：
当输入信号Vin的电压幅值低于输出电压Vo、第一开关管Q2关断且第二开关管Q1关断时，本实施例的高功率因数变换器工作在Buck-boost模式下的续流模式，即工作模态II，其等效电路如图4b所示。此时二极管Do导通续流，流经电感L的电流iL下降。
（3）工作模态III：
当输入信号Vin的电压幅值比输出电压Vo高、第二开关管Q1导通且第一开关管Q2关断时，本实施例的变换器工作在正向Buck模式的充电模式，即工作模态III，其等效电路如4c所示。此时电压(Vin-Vo)给电感L充电，流经电感L的电感电流iL上升。
（4）工作模态IV：
当输入电压Vin的电压幅值比输出电压Vo高、第二开关管Q1关断且第一开关管Q2关断时，本实施例的变换器工作在正向Buck模式的续流模式，即工作模态IV，此时等效电路与工作模态II相同，如4b所示。此时二极管Do导通续流，电感电流iL下降。
图5为当输入信号Vin是交流输入经整流后得到的正弦半波电压信号时，本实施例的变换器的信号波形图。可见，在输入信号Vin的电压低于输出电压Vo时，输入电流iac并不为零。
根据具体实施例的不同，当输入信号Vin是低纹波的直流电压信号时，则无需考虑输入信号Vin的电压状态，而可直接通过控制第一开关管Q2和第二开关管Q1的驱动脉冲的逻辑，使得电路工作在Buck-boost模式或者Buck模式。
图6示出了本实施例的功率因数校正装置的电路图，主要包括上述的变换器以及控制电路，其中控制电路用于生成切换第一开关管和第二开关管导通和关断状态的控制信号。
具体地，该变换器包括电感L、第一开关管Q2、第二开关管Q1、输出电容Co、二极管Do和负载Rload，上述部件的连接方式与图3中对应部件的连接方式相同，这里不再赘述。此外，图6中所示出的变换器还包括整流桥100，整流桥100的两个输入端接收外部的交流输入电压Vac，交流输入电压Vac经整流桥100整流之后获得输入电压Vin。整流桥100的正输入端接电感L一端和二极管Do的阴极，电感L的另一端接第一开关管Q2（本实施例中具体为MOS晶体管）的漏极、输出电容Co的正端以及负载Rload的一端。二极管Do的阳极接输出电容Co的负端、负载Rload的另一端和第二开关管Q1（本实施例中具体为三极管）的集电极。第二开关管Q1的发射极和第一开关管Q2的源极接输入电压Vin的负端。
其中，控制电路包括：输入电压采样电路104，用于对输入信号Vin进行采样；输出电压采样电路105，用于对输出端口的输出电压Vo进行采样；相角检测比较器Uc，其正输入端连接输入电压采样电路104的输出端，其负输入端连接输出电压采样电路105的输出端；误差放大网络101，其输入端与输出电压采样电路105的输出端相连，用于对输出电压采样电路105输出的采样信号进行放大后产生误差放大信号；PFC控制器102，其第一输入端与相角检测比较器Uc的输出端相连，其第二输入端接收误差放大网络101产生的误差放大信号；逻辑及驱动电路103，连接PFC控制器102的输出端和相角检测比较器Uc的输出端，根据相角检测比较器Uc输出的比较结果和PFC控制器102输出的驱动信号产生控制信号，以切换第一开关管Q2和第二开关管Q1的导通和关断状态。
本实施例中，误差放大网络101包括：电阻Rf，其第一端连接输出电压采样电路105的输出端；误差放大器Uf，其负输入端连接电阻Rf的第二端；基准电压源Vref，其一端连接误差放大器Uf的正输入端，另一端接地；电容Cf，其一端连接误差放大器Uf的负输入端，另一端连接误差放大器Uf的输出端。
本实施例中，逻辑及驱动电路103包括：反相器Uk，其输入端连接相角检测比较器Uc的输出端；第一与门Ua，其第一输入端连接反相器Uk的输出端，其第二输入端连接PFC控制器102的输出端；第二与门Ub，其第一输入端连接反相器Uk的输出端，其第二输入端连接PFC控制器102的输出端；第一驱动电路Drv1，其输入端连接第一与门Ua的输出端，其输出端连接第二开关管Q1的控制端，作为一个控制信号；第二驱动电路，其输入端连接第二与门Ub的输出端，其输出端连接第一开关管Q2的控制端，作为另一个控制信号。
图6所示的控制电路在工作时的主要信号波形如图7所示。图6所示的功率因数校正装置的工作过程大致如下：交流输入信号Vac经整流桥100之后产生正向交流半波电压信号Vin，输入电压采样电路104检测到的交流半波电压信号Vin与输出电压采样电路105检测到的输出电压Vo经相角检测比较器Uc进行比较，产生比较结果Vph；逻辑及驱动电路103根据比较结果Vph以及PFC控制器102产生的驱动信号VG产生三极管Q1和MOS管Q2的驱动信号VG1和VG2；在交流半波电压信号Vin小于输出电压Vo的区间，驱动信号VG1为0，三极管Q1处于常关状态，驱动信号VG2信号与VG相同，控制MOS管Q2不停通断，使变换器工作在Buck-boost模式；在交流半波电压信号Vin大于输出电压Vo的区间，驱动信号VG2为0，MOS管Q2处于常关状态，驱动信号VG1信号与VG相同，控制三极管Q1不停通断，使变换器工作在Buck模式；误差放大网络101将检测到的输出电压信号与设定的基准信号（本实施例中具体为基准电压Vref）进行比较，当反馈的输出电压Vo信号k2·Vo（即图7中的k2*Vo）低于基准电压Vref时，误差放大器Uf的输出电压上升，经PFC控制器105使得输出信号VG的占空比增加。反之，当反馈的输出电压Vo信号k2·Vo（即图7中的k2*Vo）高于基准电压Vref时，误差放大器Uf输出电压下降，经PFC控制器102使得输出信号VG的占空比减小，从而实现对输出电压Vo的稳压。
本实施例不仅可用于恒压电路，也可用于恒流电路，如LED驱动器等，如图8所示。图8所示实施例与图6基本相似，区别在于使用输出电流采样电路105a来代替输出电压采样电路105，从而采样变换器的输出电流Io并送入误差放大网络101实现对输出电流Io的恒流控制。另外，图8中变换器的负载为LED。
本发明还提供了一种图3所示的变换器的驱动方法，包括：
对所述输入信号和输出端口的输出电压/电流进行采样；
对采样得到的输入信号和输出电压/电流进行相角检测比较，以产生比较结果；
对所述采样得到的输出电压/电流进行放大，产生误差放大信号；
PFC控制器根据所述比较结果和误差放大信号产生驱动信号；
根据所述驱动信号产生控制所述第一开关管和第二开关管的控制信号。
该方法的更多详细内容请参见图6所示的功率因数校正装置的工作过程及原理，这里不再赘述。
本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (17)

1.一种变换器，其特征在于，包括：
电感，其第一端连接输入信号的正端；
第一开关管，其输入端连接所述电感的第二端，其输出端连接所述输入信号的负端；
二极管，其阴极连接所述输入信号的正端；
第二开关管，其输入端连接所述二极管的阳极，其输出端连接所述输入信号的负端；
其中，所述电感的第二端和所述第二开关管的输入端作为所述变换器的输出端口，所述第一开关管和第二开关管的控制端接收外部的控制信号。
2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，还包括：
连接于所述输出端口的负载。
3.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述负载为电阻负载、蓄电池或LED。
4.根据权利要求2或3所述的变换器，其特征在于，还包括：
连接于所述输出端口的输出电容。
5.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，还包括：
整流桥，所述输入信号为交流信号经由所述整流桥整流后得到的正弦半波电压信号。
6.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述输入信号为低纹波的直流电压信号。
7.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，当所述输入信号的电压幅值低于所述输出端口的输出电压幅值、所述第一开关管导通且第二开关管关断时，所述变换器工作在Buck-boost模式下的充电模式，所述输入信号加在所述电感两端，流经所述电感的电流上升。
8.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，当所述输入信号的电压幅值低于所述输出端口的输出电压幅值、所述第一开关管关断且第二开关管关断时，所述变换器工作在Buck-boost模式下的续流模式，所述二极管导通续流，流经所述电感的电流下降。
9.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，当所述输入信号的电压幅值高于所述输出端口的输出电压幅值、所述第一开关管关断且第二开关管导通时，所述变换器工作在正向Buck模式的充电模式，流经所述电感的电流上升。
10.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，当所述输入信号的电压幅值高于所述输出端口的输出电压幅值、所述第一开关管关断且第二开关管关断时，所述变换器工作在正向Buck模式的续流模式，所述二极管导通续流，流经所述电感的电流下降。
11.一种功率因数校正装置，其特征在于，包括权利要求1至10中任一项所述的变换器以及与其相连的控制电路，所述控制电路生成控制信号以控制所述第一开关管和第二开关管的导通和关断。
12.根据权利要求11所述的功率因数校正装置，其特征在于，所述控制电路包括：
输入电压采样电路，用于对所述输入信号进行采样；
输出电压/电流采样电路，用于对所述输出端口的电压/电流进行采样；
相角检测比较器，其正输入端连接所述输入电压采样电路的输出端，其负输入端连接所述输出电压/电流采样电路的输出端；
误差放大网络，其输入端与所述输出电压/电流采样电路的输出端相连，用于对所述输出电压/电流采样电路输出的采样信号进行放大后产生误差放大信号；
PFC控制器，其第一输入端与所述相角检测比较器的输出端相连，其第二输入端接收所述误差放大网络产生的误差放大信号；
逻辑及驱动电路，连接所述PFC控制器的输出端和相角检测比较器的输出端，根据所述相角检测比较器输出的比较结果和所述PFC控制器输出的驱动信号产生所述控制信号。
13.根据权利要求12所述的功率因数校正装置，其特征在于，所述误差放大网络包括：
电阻，其第一端连接所述输出电压/电流采样电路的输出端；
误差放大器，其负输入端连接所述电阻的第二端；
基准电压源，其一端连接所述误差放大器的正输入端，另一端接地；
电容，其一端连接所述误差放大器的负输入端，另一端连接所述误差放大器的输出端。
14.根据权利要求12所述的功率因数校正装置，其特征在于，所述逻辑及驱动电路包括：
反相器，其输入端连接所述相角检测比较器的输出端；
第一与门，其第一输入端连接所述反相器的输出端，其第二输入端连接所述PFC控制器的输出端；
第二与门，其第一输入端连接所述反相器的输出端，其第二输入端连接所述PFC控制器的输出端；
第一驱动电路，其输入端连接所述第一与门的输出端，其输出端连接所述第二开关管的控制端；
第二驱动电路，其输入端连接所述第二与门的输出端，其输出端连接所述第一开关管的控制端。
15.权利要求1至10中任一项所述的变换器的驱动方法，其特征在于，包括：
对所述输入信号和输出端口的输出电压/电流进行采样；
对采样得到的输入信号和输出电压/电流进行相角检测比较，以产生比较结果；
对所述采样得到的输出电压/电流进行放大，产生误差放大信号；
PFC控制器根据所述比较结果和误差放大信号产生驱动信号；
根据所述驱动信号产生控制所述第一开关管和第二开关管的控制信号。
16.根据权利要求15所述的变换器的驱动方法，其特征在于，在所述输入信号小于所述输出电压/电流的区间，所述控制信号控制所述第二开关管关断并控制所述第一开关管不停通断，使所述变换器工作在Buck-boost模式，在所述输入电压大于所述输出电压/电流的区间，所述控制信号控制所述第一开关管关断并控制所述第二开关管不停通断，使所述变换器工作在Buck模式。
17.根据权利要求15或16所述的变换器的驱动方法，其特征在于，在所述采样得到的输出电压/电流低于基准信号时，所述误差放大信号增大，所述PFC控制器输出的驱动信号占空比增加；在所述采样得到的输出电压/电流高于所述基准信号时，所述误差放大信号减小，所述PFC控制器输出的驱动信号占空比减小。
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