CN203722882U - 实现线电压补偿的高精度原边控制led恒流驱动电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种实现线电压补偿的高精度原边控制LED恒流驱动电路，其控制驱动芯片包括过零检测电路，过零检测电路的输出端与RS触发器的置位端连接，RS触发器的输出端通过恒流逻辑控制电路连接、驱动电路与第二内置开关功率管以及第一线电压补偿电路连接，第一内置开关功率管的栅极端与VCC端连接，第一线电压补偿电路的输出端与加法运算电路连接，加法运算电路与CS端及第二内置开关功率管的源极端连接，加法运算电路的输出端与过流比较器的同相端连接，过流比较器的反相端与第一基准电压V_REF1连接，过流比较器的输出端与RS触发器的复位端连接。本实用新型结构紧凑，能实现高精度的输出电流恒流控制，适应范围广，无需环路补偿，稳定性高。

Description

实现线电压补偿的高精度原边控制LED恒流驱动电路

技术领域

本实用新型涉及一种LED恒流驱动电路，尤其是一种片内实现线电压补偿的高精度原边控制LED恒流驱动电路，属于LED驱动电路的技术领域。 

背景技术

随着LED照明产业的飞速发展，为LED提供电能的开关电源驱动电路得到了迅猛发展。在LED驱动应用中，LED是靠电流来驱动的，流过LED的电流决定了LED的亮度，要得到稳定的LED亮度就需要输入高低压下一致的恒定LED电流。由于DCM模式下输出电流恒流公式相关变量比较少，LED驱动电路多是在DCM下实现。DCM模式下输出电流恒流公式： 

$I_{O\_\mathrm{average}}=\frac{\frac{1}{2}\·I_{S\_\mathrm{PK}}\·T_{\mathrm{demag}}}{T_S}=\frac{\sqrt{\mathrm{\η}}}{2}\·I_{P\_\mathrm{PK}}\·\frac{N_P}{N_S}\·\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T_S}$

其中，I_{O_average}为输出电流平均值，I_{S_PK}为次级边峰值电流，T_demag为退磁时间，T_S为工作周期，I_{P_PK}为初级边峰值电流，η为系统的转换效率，N_P为变压器初级边线圈匝数，N_S为变压器次级边线圈匝数。 

由于电路中存在比较器延时、逻辑控制电路延时、功率管关断延时等，会造成输出电流在高低压下存在不一致的现象。考虑系统延时，DCM模式下输出电流恒流公式被修正如下： 

$I_{O\_\mathrm{average}}=\frac{\sqrt{\mathrm{\η}}}{2}\·(I_{\mathrm{LIM}\_\mathrm{INTRINSIC}}+\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_{\mathrm{Delay}})\·\frac{N_P}{N_S}\·\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T_S}$

其中，I_{LIM_INTRINSIC}为理论限流点，V_IN为输入线电压，L_P为变压器初级边电感值，T_D为芯片的关断延迟。 

所以，要实现一个高精度恒流驱动电路，需要两方面工作：1)、基本恒流功能，2)、输入线电压补偿。 

传统的恒流控制方法是通过辅助线圈检测出退磁结束时间，实现基本恒流功能，再通过专门的采样电路对输入电压进行采样，根据输入电压的大小来调节理论限流点，从而实现高低线电压输出电流的一致，实现恒流控制。 

图1为现有实现线电压补偿的LED恒流驱动电源电路原理图，通常包括第一整流二极管101、第二整流二极管102、第三整流二极管103及第四整流二极管104，滤波电容105，供电电阻106，供电电容107，控制芯片108，辅助绕组整流二极管109，带辅助绕组的变压器110，输出绕组整流二极管111，输出滤波电容112，输出LED负载113，外置功率管114，限流电阻115，第一采样电阻116，第二采样电阻117，第一辅助绕组分压电阻118和第二辅助绕组分压电阻119。第一采样电阻116和第二采样电阻117检测输入线电压的高低，输入到控制芯片108的输入线电压检测脚位LN，控制芯片108根据输入线电压检测脚 位LN的电位值来改变所述电压基准的值，从而实现线电压补偿功能。 

传统的带线电压补偿技术的LED恒流驱动电路的第一个缺点是增加了外围，增加了整体系统的成本，另一个缺点是增加了开关电源系统的损耗。此外，现有的LED驱动电路均不能有效地实现高精度恒流控制。 

发明内容

本实用新型的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种片内实现线电压补偿的高精度原边控制LED恒流驱动电路，其结构紧凑，能实现高精度的输出电流恒流控制，适应范围广，无需环路补偿，稳定性高。 

按照本实用新型提供的技术方案，所述实现线电压补偿的高精度原边控制LED恒流驱动电路，包括控制驱动芯片，所述控制驱动芯片包括过零检测电路，所述过零检测电路的输出端与RS触发器的置位端连接，RS触发器的输出端与恒流逻辑控制电路连接，恒流逻辑控制电路的输出端通过驱动电路与第二内置开关功率管的栅极端以及第一线电压补偿电路的输入端连接，第二内置开关功率管的漏极端与第一内置开关功率管的源极端连接，第一内置开关功率管的漏极端形成控制驱动芯片的DRAIN端，第一内置开关功率管的源极端与第二内置开关功率管的漏极端连接后形成控制驱动芯片的OUT端，第一内置开关功率管的栅极端与控制驱动芯片的VCC端连接，且过零检测电路的电源端也与第一控制驱动的VCC端连接，过零检测电路的输入端与控制驱动芯片的OUT端连接；第一线电压补偿电路的输出端与加法运算电路的一输入端连接，加法运算电路的另一输入端与控制驱动芯片的CS端及第二内置开关功率管的源极端连接，加法运算电路的输出端与过流比较器的同相端连接，过流比较器的反相端与第一基准电压V_REF1连接，过流比较器的输出端与RS触发器的复位端连接。 

所述恒流逻辑控制电路包括第一反相器，所述第一反相器的输入端与RS触发器的输出端连接，且第一反相器的输入端还与第一与门的一输入端连接；第一反相器的输出端与第一MOS管的栅极端及第二MOS管的栅极端连接，第一MOS管的漏极端与第一电流源的输出端连接，第二MOS管的源极端通过第二电流源接地，第一MOS管的源极端与第二MOS管的漏极端连接，且第一MOS管的源极端与第一充放电电容的一端及第一电压比较器的一输入端端连接，第一充放电电容的另一端接地，第一电压比较器的另一输入端与第二基准电压V_REF2连接，第一电压比较器的输出端与第一与门的另一输入端连接，第一与门的输出端与第一内置开关功率管的栅极端以及第一线电压补偿电路的输入端连接。 

所述第一线电压补偿电路包括第二反相器，所述第二反相器的输出端与第一开关的控制端连接，第一开关的一端与第三电流源的一端连接，第一开关的另一端与第二开关的一端、第二充放电电容的一端以及晶体管的基极端连接；第二开关的另一端通过第四电流源接地，第二开关的控制端与驱动电路的输出端连接，第二充放电电容的另一端接地，晶体管的发射极端通过第一补偿电阻接地；晶体管的集电极端与第三MOS管的漏极端连接，第三MOS管的栅极端与第四MOS管的栅极端连接，第四MOS管的漏极端通过第二补偿电阻与加法 运算电路的输入端连接；第三MOS管的源极端、第四MOS管的源极端以及第三电流源的另一端均接地。 

所述控制驱动芯片的CS端通过限流电阻接地。 

一种类似的技术方案，所述片内实现线电压补偿的高精度原边控制LED恒流驱动电路，包括控制驱动芯片，所述控制驱动芯片包括过零检测电路，所述过零检测电路的输出端与RS触发器的置位端连接，RS触发器的输出端与恒流逻辑控制电路连接，恒流逻辑控制电路的输出端与驱动电路的输入端及第二线电压补偿电路的输入端连接，驱动电路的输出端与第二内置开关功率管的栅极端连接，第二内置开关功率管的漏极端与第一内置开关功率管的源极端连接，第一内置开关功率管的漏极端形成控制驱动芯片的DRAIN端，第一内置开关功率管的源极端与第二内置开关功率管的漏极端连接后形成控制驱动芯片的OUT端，第一内置开关功率管的栅极端与控制驱动芯片的VCC端连接，且过零检测电路的电源端也与第一控制驱动的VCC端连接，过零检测电路的输入端与控制驱动芯片的OUT端连接；第二线电压补偿电路的输出端与减法运算电路的一输入端连接，减法运算电路的另一输入端与第一基准电压V_REF1连接，减法运算电路的输出端与过流比较器的反相端连接，过流比较器的同相端与第二内置开关功率管的源极端以及控制驱动芯片的CS端连接，过流比较器的输出端与RS触发器的复位端连接。 

所述第二线电压补偿电路包括第三反相器，所述第三反相器的输出端与第三开关的控制端连接，第三开关的一端与第五电流源的一端连接，第三开关的另一端与第四开关的一端、第三充放电电容的一端以及第五MOS管的栅极端连接；第四开关的另一端通过第六电流源接地，第四开关的控制端与恒流逻辑控制电路的输出端连接，第三充放电电容的另一端接地，第五MOS管的源极端通过第三补偿电阻接地；第五MOS管的漏极端与第六MOS管的漏极端连接，第六MOS管的栅极端与第七MOS管的栅极端连接，第七MOS管的漏极端通过第四补偿电阻与减法运算电路的输入端连接；第六MOS管的源极端、第七MOS管的源极端以及第五电流源的另一端接地。 

所述控制驱动芯片的CS端通过限流电阻接地。 

本实用新型的优点：去掉了现有技术中的辅助绕组，辅助绕组分压电阻，输入线电压采样电阻，并且省掉了相应的脚位，从而达到高效率和低成本的目的，并且提高了系统的可靠性。 

附图说明

图1为现有带外置线电压补偿的LED恒流驱动电源电路的电路原理图。 

图2为本实用新型控制驱动芯片的一种实施结构示意图。 

图3为图2中的恒流信号波形图。 

图4为本实用新型恒流逻辑控制电路的电路原理图。 

图5为本实用新型第一线电压补偿电路的电路原理图。 

图6为本实用新型第一线电压补偿电路的主要波形图。 

图7为本实用新型控制驱动芯片的另一种实施结构示意图。 

图8为本实用新型第二线电压补偿电路的电路原理图。 

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本实用新型作进一步说明。 

本实用新型利用融合恒流逻辑控制电路和片内实现线电压补偿电路，实现高精度LED恒流驱动。本实用新型要解决的技术问题是LED驱动电源中输出电流的恒流逻辑控制实现方式和输入线电压补偿方式。 

为了解决现有技术中外围元件过多，系统体积大，成本高的问题。本实用新型应用于工作在断续导通模式(DCM)的原边控制离线式反激变换器，变换器的输出平均电流I_OUT可以表示成： 

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{\frac{1}{2}\·I_{S\_\mathrm{PK}}\·T_{\mathrm{demag}}}{T_S}=\frac{\sqrt{\mathrm{\η}}}{2}\·I_{P\_\mathrm{PK}}\·\frac{N_P}{N_S}\·\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T_S}$

其中，η为系统的转换效率，I_{P_PK}为初级边线圈峰值电流。T_demag为退磁时间，T_S为工作周期。在忽略系统传输延时T_D的情况下，I_{P_PK}＝I_{LIM_INTRINSIC}，I_{P_PK}为固定值。根据该公式可以看到，控制为固定值就可以使得变换器的输出平均电流I_OUT保持恒定。本实用新型的原理是通过过零检测电路203和过流比较器209检测出退磁时间T_demag，通过恒流逻辑控制电路206控制为，从而实现基本的恒流功能。 

在考虑芯片关断延迟T_D的情况下，变换器的输出平均电流I_{P_PK}被修正为： 

$I_{P\_\mathrm{PK}}=I_{\mathrm{LIM}\_\mathrm{INTRINSIC}}+\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_D$

此时I_OUT被修正为： 

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{\sqrt{\mathrm{\η}}}{2}\·I_{P\_\mathrm{PK}}\·\frac{N_P}{N_S}\·\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T_S}=\frac{\sqrt{\mathrm{\η}}}{2}\·(I_{\mathrm{LIM}\_\mathrm{INTRINSIC}}+\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_D)\·\frac{N_P}{N_S}\·\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T_S}$

由该公式，可以看到I_OUT随输入线电压的变化而变化，需要在  $I_{P\_\mathrm{PK}}=I_{\mathrm{LIM}\_\mathrm{INTRINSIC}}+\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_D$ 里叠加一个V_IN的减函数。 

本实用新型的原理是通过检测出T_on信号，因为T_on本身就是V_IN的减函数，将检测到的T_on信号处理得到线电压补偿信号。从而在基本恒流功能的基础之上进一步提升恒流精度，实现高精度恒流控制。 

实施例1 

如图2所示，所述恒流驱动电路包括控制驱动芯片201，所述控制驱动芯片201包括过零检测电路203，所述过零检测电路203的输出端与RS触发器205的置位端连接，RS触发器205的输出端与恒流逻辑控制电路206连接，恒流逻辑控制电路206的输出端通过驱动电路207与第二内置开关功率管208的栅极 端以及第一线电压补偿电路210的输入端连接，第二内置开关功率管208的漏极端与第一内置开关功率管204的源极端连接，第一内置开关功率管204的漏极端形成控制驱动芯片201的DRAIN端，第一内置开关功率管204的源极端与第二内置开关功率管208的漏极端连接后形成控制驱动芯片201的OUT端，第一内置开关功率管204的栅极端与控制驱动芯片201的VCC端连接，且过零检测电路203的电源端也与第一控制驱动201的VCC端连接，过零检测电路203的输入端与控制驱动芯片201的OUT端连接；第一线电压补偿电路210的输出端与加法运算电路211的一输入端连接，加法运算电路211的另一输入端与控制驱动芯片201的CS端及第二内置开关功率管208的源极端连接，加法运算电路211的输出端与过流比较器209的同相端连接，过流比较器209的反相端与第一基准电压V_REF1连接，过流比较器209的输出端与RS触发器205的复位端连接。 

具体地，如图4所示，所述恒流逻辑控制电路206包括第一反相器305，所述第一反相器305的输入端与RS触发器205的输出端连接，且第一反相器305的输入端还与第一与门307的一输入端连接；第一反相器305的输出端与第一MOS管303的栅极端及第二MOS管304的栅极端连接，第一MOS管303的漏极端与第一电流源301的输出端连接，第二MOS管304的源极端通过第二电流源302接地，第一MOS管303的源极端与第二MOS管304的漏极端连接，且第一MOS管303的源极端与第一充放电电容309的一端及第一电压比较器306的一输入端连接，第一充放电电容309的另一端接地，第一电压比较器306的另一输入端与第二基准电压V_REF2连接，第一电压比较器306的输出端与第一与门307的另一输入端连接，第一与门307的输出端与第一内置开关功率管208的栅极端以及第一线电压补偿电路210的输入端连接。 

如图5所示，所述第一线电压补偿电路210包括第二反相器401，所述第二反相器401的输出端与第一开关404的控制端连接，第一开关404的一端与第三电流源402的一端连接，第一开关404的另一端与第二开关405的一端、第二充放电电容407的一端以及晶体管408的基极端连接；第二开关405的另一端通过第四电流源403接地，第二开关405的控制端与驱动电路207的输出端连接，第二充放电电容407的另一端接地，晶体管408的发射极端通过第一补偿电阻409接地；晶体管408的集电极端与第三MOS管410的漏极端连接，第三MOS管410的栅极端与第四MOS管411的栅极端连接，第四MOS管411的漏极端通过第二补偿电阻412与加法运算电路211的输入端连接；第三MOS管410的源极端、第四MOS管411的源极端以及第三电流源402的另一端均接地。 

如图2所示，使用时，所述控制驱动芯片201的CS端通过限流电阻115接地。控制驱动芯片201的DRAIN端连接不带辅助绕组的变压器202初级线圈的一端，控制驱动芯片201的VCC端与供电电容107的一端及供电电阻106的一端连接，供电电容107的另一端接地，供电电阻106的另一端与变压器202初级线圈的另一端、滤波电容105的一端、第一整流二极管101的阴极端及第二 整流二极管102的阴极端连接。滤波电容105的另一端接地，第一整流二极管101的阳极端与第三整流二极管103的阴极端连接，第二整流二极管102的阳极端与第四整流二极管104的阴极端连接，第三整流二极管103的阳极端及第四整流二极管104的阳极端接地。变压器202的次级线圈的一端与输出绕组整流二极管111的阳极端连接，输出绕组整流二极管111的阴极端与输出滤波电容112的一端及输出LED负载113的阳极端连接，变压器202次级线圈的另一端与输出滤波电容112的另一端及输出LED负载113的阴极端连接，从而构成整个LED驱动控制电路的回路。 

当控制驱动芯片201上电完成后，第二内置开关功率管208被打开，从而使得第二内置开关功率管208的栅极端电位被拉低，也即是第一内置开关功率管204的源极端电位被拉低。由于第一内置开关功率管204的栅极端与驱动控制芯片201的VCC端连接，所以第一内置开关功率管204也被打开。不带辅助绕组的变压器202的初级线圈中电流线性上升，初级线圈电流经过限流电阻115产生第一限流电压信号219，第一限流电压信号219即为电压信号V_CS，第一限流电压信号219与第一基准电压V_REF1经过过流比较器209进行比较，当初级线圈电流上升达到限流点的时候，此时有V_CS>V_REF1，过流比较器209输出第一退磁开始时间信号215。本实用新型实施例中，驱动控制芯片201还设置有用于控制第二内置开关功率管208打开的第一次开启电路，第一次开启电路为本技术领域常规的电路，且第一次开启电路的具体结构不是本申请的重点，此处不再赘述。 

控制驱动芯片201的OUT端的电压信号213与电压VCC经过过零检测电路203进行比较，过零检测电路203的结构为常规比较器结构，其正输入端与控制驱动芯片201的VCC端连接，负输入端与驱动控制芯片201的OUT端连接。退磁结束时，控制驱动芯片201的OUT端电位将发生谐振，电位降低，导致过零检测电路203翻转，输出高电平，从而使得过零检测电路203输出退磁结束时间信号217。第一退磁开始时间信号215与退磁结束时间信号217经过RS触发器，产生退磁时间信号216，退磁时间信号216输入给恒流逻辑控制电路206。 

如图4所示，退磁时间信号216分两路，一路与第一反相器305的输入端相连，一路与第一与门电路307的输入端相连。第一反相器305的输出端与第一MOS管303的栅极端和第二MOS管304的栅极端相连。第一MOS管303的栅极端与第二MOS管304的漏极端、第一充放电电容309的正极相连。在退磁时间内，退磁时间信号216为高电平，则经第一反相器305反相后的电压信号在退磁时间内为低电平，相应的第一MOS管303导通，第二MOS管304截止，第一电流源301对第一充放电电容309充电；在一个周期内除去退磁时间的时间内，也就是本周期死区时间和下一周期功率管导通时间内，经第一反相器305反相厚的电压信号为高电平，第一MOS管303截止，第二MOS管304管导通，第一充放电电容309通过第二电流源302放电。本实用新型设置第一 电流源301和第二电流源302的输出电流比为1：1，所述恒流逻辑控制电路206具有自适应功能，能够稳定工作地工作在充放电平衡状态，因此可以确保充放电时间1:1，也就是T_demag＝T_on+T_dt，其中T_on为导通时间，T_dt为死区时间也即是 实现了基本恒流功能。 

第一充放电电容309上电压信号308与第二基准电压V_REF2经过第一电压比较器306进行比较，产生电压信号311，电压信号311与退磁时间信号216经过第一与门电路307进行逻辑运算，得到开启信号310。 

开启信号310与驱动电路207相连，驱动电路207产生驱动信号214。驱动信号214分两路，一个与第二内置开关功率管208的栅极连接，驱动第二内置开关功率管208工作；另一路与第一线电压补偿电路210连接，产生线电压补偿信号。 

进入第一线电压补偿电路210的驱动信号214分两路，一路直接与第二开关405相连，另一路经过第二反相器401与第一开关404相连。如图6所示，当驱动信号214为低电平时，第一开关404被打开，第二开关405关断，第三电流源402对第二充放电电容407充电；当驱动信号214为高电平时，第二开关405被打开，第一开关404关断，第二充放电电容407通过第四电流源403放电。本实用新型设置第三电流源402的电流大于第四电流源403的电流，可以认为驱动信号214为低电平时，第二充放电电容407被立刻充电到高电平。如图5所示，第二充放电电容407上的电压信号413在T_on时间内放电，电位从电源电压V_DD下降到然后立刻被充电到电源电压V_DD，其中I_Bias是第四电流源403的电流。由于电压信号413接在双极型晶体管408的基极，电压信号413在T_on时间内的减量，将会导致双极型晶体管408的电流下降。在T_on时间内，流过第三MOS管410的电流为这个电流被第四MOS管411镜像N倍得到线电压补偿信号218，N为一常数。C₄₀₇为第二充放电电容407的电容值，R₄₀₉为第一补偿电阻409的电阻值，V_BE为晶体管408的导通压降。 

线电压补偿信号218通过加法运算电路211与第一限流电压信号219进行加法运算叠加，得到叠加量为R_CS为限流电阻115的电阻值，I_P为变压器202的初级边线圈的电流。将这个叠加量输入到过流比较器209的正输入端，与第一基准电压V_REF1进行比较。当这个叠加量与第一基准电压V_REF1相等时，此时的不带辅助绕组的变压器202的初级边线圈电流就是初级边线圈实际限流点，即 $\frac{V_{\mathrm{DD}}-\frac{I_{\mathrm{Bias}}}{C_{407}}{T}_{\mathrm{on}}-V_{\mathrm{BE}}}{R_{409}}+R_{\mathrm{CS}}\·L_{\mathrm{LIM}\_\mathrm{ACTUAL}}=V_{\mathrm{REE}1}.$

可以得到实际限流点的表达式： 

$L_{\mathrm{LIM}\_\mathrm{ACTUAL}}=\frac{V_{\mathrm{REF}1}}{R_{\mathrm{CS}}}-\frac{V_{\mathrm{DD}}-\frac{I_{\mathrm{Bias}}}{C_{407}}{T}_{\mathrm{on}}-V_{\mathrm{BE}}}{R_{409}{R}_{\mathrm{CS}}}$

其中带入到考虑T_D的I_OUT表达式： 

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{\sqrt{\mathrm{\η}}}{2}\·(\frac{V_{\mathrm{REF}1}}{R_{\mathrm{CS}}}-\frac{V_{\mathrm{DD}}-\frac{I_{\mathrm{Bias}}}{C_{407}}\·\frac{I_{P\_\mathrm{PK}}{L}_P}{V_{\mathrm{IN}}}-V_{\mathrm{BE}}}{R_{409}{R}_{\mathrm{CS}}}+\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_D)\·\frac{N_P}{N_S}\·\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T_S}$

可以看到，V_IN的增函数被V_IN的减函数补偿了，从而可以得到高精度的输出恒定电流。 

实施例2 

如图7所示，所述恒流驱动电路包括控制驱动芯片201，所述控制驱动芯片201包括过零检测电路203，所述过零检测电路203的输出端与RS触发器205的置位端连接，RS触发器205的输出端与恒流逻辑控制电路206连接，恒流逻辑控制电路206的输出端与驱动电路207的输入端及第二线电压补偿电路220的输入端连接，驱动电路207的输出端与第二内置开关功率管208的栅极端连接，第二内置开关功率管208的漏极端与第一内置开关功率管204的源极端连接，第一内置开关功率管204的漏极端形成控制驱动芯片201的DRAIN端，第一内置开关功率管204的源极端与第二内置开关功率管208的漏极端连接后形成控制驱动芯片201的OUT端，第一内置开关功率管204的栅极端与控制驱动芯片201的VCC端连接，且过零检测电路203的电源端也与第一控制驱动201的VCC端连接，过零检测电路203的输入端与控制驱动芯片201的OUT端连接；第二线电压补偿电路220的输出端与减法运算电路212的一输入端连接，减法运算电路212的另一输入端与第一基准电压VREF1连接，减法运算电路212的输出端与过流比较器209的反相端连接，过流比较器209的同相端与第二内置开关功率管208的源极端以及控制驱动芯片201的CS端连接，过流比较器209的输出端与RS触发器205的复位端连接。 

如图8所示，所述第二线电压补偿电路210包括第三反相器501，所述第三反相器501的输出端与第三开关504的控制端连接，第三开关504的一端与第五电流源502的一端连接，第三开关504的另一端与第四开关505的一端、第三充放电电容507的一端以及第五MOS管508的栅极端连接；第四开关505的另一端通过第六电流源403接地，第四开关505的控制端与恒流逻辑控制电路206的输出端连接，第三充放电电容507的另一端接地，第五MOS管508的源极端通过第三补偿电阻509接地；第五MOS管508的漏极端与第六MOS管510的漏极端连接，第六MOS管510的栅极端与第七MOS管511的栅极端连接，第七MOS管511的漏极端通过第四补偿电阻512与减法运算电路212的输入端 连接；第六MOS管510的源极端、第七MOS管511的源极端以及第五电流源502的另一端接地。 

所述控制驱动芯片201的CS端通过限流电阻115接地。本实施例中，控制驱动芯片201与整流电路、变压器等的连接与实施例1相同，可以参照实施例1，此处不再详细赘述。本实施例中，恒流逻辑控制电路206的具体实现形式可以参照实施例1中恒流逻辑控制电路206的具体结构。 

当芯片上电完成后，当驱动控制芯片201上电完成后，第二内置开关功率管208被打开，从而使得第二内置开关功率管208的栅极端电位被拉低，也即是第一内置开关功率管204的源极端电位被拉低。由于第一内置开关功率管204的栅极端与驱动控制芯片201的VCC端连接，所以第一内置开关功率管204也被打开。不带辅助绕组的变压器202的初级线圈中电流线性上升，初级线圈电流经过限流电阻115产生第一限流电压信号219，第一限流电压信号219即为电压信号V_CS，第一限流电压信号219与第一基准电压V_REF1经过过流比较器209进行比较，当初级线圈电流上升达到限流点的时候，此时有V_CS>V_REF1，过流比较器209输出第一退磁开始时间信号215。本实用新型实施例中，驱动控制芯片201还设置有用于控制第二内置开关功率管208打开的第一次开启电路，第一次开启电路为本技术领域常规的电路，且第一次开启电路的具体结构不是本申请的重点，此处不再赘述。 

第一次开启后，变压器202的初级线圈中电流线性上升，初级线圈电流经过限流电阻115产生第二限流电压信号220，第二限流电压信号220的电压即为V_CS，第二限流电压信号220与第一基准电压V_REF1经过过流比较器209进行比较，当初级线圈电流上升达到限流点的时候，此时有V_CS>V_REF1，过流比较器209输出第二退磁开始时间信号218。驱动控制芯片201的OUT端电压信号213与驱动控制芯片201的VCC端经过过零检测电路203进行比较，过零检测电路203输出退磁结束时间信号217。 

第一退磁开始时间信号215与退磁结束时间信号217经过RS触发器205，产生退磁时间信号216，退磁时间信号216输入给恒流逻辑控制电路206。 

如图4所示，退磁时间信号216分两路，一路与第一反相器305的输入端相连，一路与第一与门电路307的输入端相连。第一反相器305的输出端与第一MOS管303的栅极端和第二MOS管304的栅极端相连。第一MOS管303的栅极端与第二MOS管304的漏极、第一充放电电容309的正极相连。在退磁时间内，退磁时间信号216为高电平，则经第一反相器305反相后的电压信号在退磁时间内为低电平，相应的第一MOS管303导通，第二MOS管304截止，第一电流源301对第一充放电电容309充电；在一个周期内除去退磁时间的时间内，也就是本周期死区时间和下一周期功率管导通时间内，经第一反相器305反相后的电压信号为高电平，第一MOS管303截止，第二MOS管304管导通，第一充放电电容309通过第二电流源302放电。本实用新型设置第一电流源301和第二电流源302的输出电流比为1：1，恒流逻辑控制电路206具有自适应功 能，能够稳定工作地工作在充放电平衡状态，因此可以确保充放电时间1:1，也就是T_demag＝T_on+T_dt，也就是实现了基本恒流功能。 

第一充放电电容309上电压信号308与第二基准电压V_REF2经过第一电压比较器306进行比较，产生电压信号311，电压信号311与退磁时间信号216经过第一与门电路307进行逻辑处理，得到开启信号310。 

如图8所示，开启信号310分两路，一路直接与第四开关505相连，另一路经过第三反相器501与第三开关504相连。当开启信号310为低电平时，第三开关504被打开，第四开关505关断，第五电流源502对第三充放电电容507充电；当开启信号310为高电平时，第四开关505被打开，第三开关504关断，第三充放电电容507通过第六电流源503放电。本实用新型设置第五电流源502的电流大于第六电流源503的电流，可以认为开启信号310为低电平时，第三充放电电容507被立刻充电到高电平。第三充放电电容507上的电压信号513在T_on时间内放电，电位从电源电压V_DD下降到然后立刻被充电到电源电压V_DD，其中I_Bias是第六电流源503的电流。由于电压信号513接在第五MOS管508的栅极，电压信号513在T_on时间内的减量，将会导致第五MOS管508的栅极的电流下降。在T_on时间内，流过第六MOS管510的电流为 这个电流被第七MOS管511镜像N倍得到线电压补偿信号218。C₅₀₇为第三充放电电容507的电容值，V_DS为第五MOS管508的导通压降，R₅₀₉为第二补偿电阻509的电阻值。 

线电压补偿信号218通过减法运算电路212与第一基准电压V_REF1进行减法运算叠加，得到叠加量为将这个叠加量输入到过流比较器209的负输入端，与第二限流电压信号220进行比较。当这个叠加量与第二限流电压信号220相等时，此时变压器202的初级边线圈电流就是初级边线圈实际限流点，即 $R_{\mathrm{CS}}\·L_{\mathrm{LIM}\_\mathrm{ACTUAL}}=V_{\mathrm{REF}1}-\frac{V_{\mathrm{DD}}-\frac{I_{\mathrm{Bias}}}{C_{507}}{T}_{\mathrm{on}}-V_{\mathrm{DS}}}{R_{509}}.$

可以得到实际限流点的表达式： 

$L_{\mathrm{LIM}\_\mathrm{ACTUAL}}=\frac{V_{\mathrm{REF}1}}{R_{\mathrm{CS}}}-\frac{V_{\mathrm{DD}}-\frac{I_{\mathrm{Bias}}}{C_{507}}{T}_{\mathrm{on}}-V_{\mathrm{DS}}}{R_{509}{R}_{\mathrm{CS}}}$

其中带入到考虑T_D的I_OUT表达式： 

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{\sqrt{\mathrm{\η}}}{2}\·(\frac{V_{\mathrm{REF}1}}{R_{\mathrm{CS}}}-\frac{V_{\mathrm{DD}}-\frac{I_{\mathrm{Bias}}}{C_{507}}\·\frac{I_{P\_\mathrm{PK}}{L}_P}{V_{\mathrm{IN}}}-V_{\mathrm{DS}}}{R_{509}{R}_{\mathrm{CS}}}+\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_D)\·\frac{N_P}{N_S}\·\frac{T_{\mathrm{demag}}}{T_S}$

可以看到，V_IN的增函数被V_IN的减函数补偿了。 

本实用新型省掉了现有技术中的辅助绕组，辅助绕组分压电阻，输入线电压采样电阻，并且省掉了相应的脚位，从而达到高效率和低成本的目的，并且提高了系统的可靠性。 

Claims (7)

1.一种实现线电压补偿的高精度原边控制LED恒流驱动电路，其特征是：包括控制驱动芯片（201），所述控制驱动芯片（201）包括过零检测电路（203），所述过零检测电路（203）的输出端与RS触发器（205）的置位端连接，RS触发器（205）的输出端与恒流逻辑控制电路（206）连接，恒流逻辑控制电路（206）的输出端通过驱动电路（207）与第二内置开关功率管（208）的栅极端以及第一线电压补偿电路（210）的输入端连接，第二内置开关功率管（208）的漏极端与第一内置开关功率管（204）的源极端连接，第一内置开关功率管（204）的漏极端形成控制驱动芯片（201）的DRAIN端，第一内置开关功率管（204）的源极端与第二内置开关功率管（208）的漏极端连接后形成控制驱动芯片（201）的OUT端，第一内置开关功率管（204）的栅极端与控制驱动芯片（201）的VCC端连接，且过零检测电路（203）的电源端也与第一控制驱动（201）的VCC端连接，过零检测电路（203）的输入端与控制驱动芯片（201）的OUT端连接；第一线电压补偿电路（210）的输出端与加法运算电路（211）的一输入端连接，加法运算电路（211）的另一输入端与控制驱动芯片（201）的CS端及第二内置开关功率管（208）的源极端连接，加法运算电路（211）的输出端与过流比较器（209）的同相端连接，过流比较器（209）的反相端与第一基准电压V_REF1连接，过流比较器（209）的输出端与RS触发器（205）的复位端连接。

2.根据权利要求1所述的实现线电压补偿的高精度原边控制LED恒流驱动电路，其特征是：所述恒流逻辑控制电路（206）包括第一反相器（305），所述第一反相器（305）的输入端与RS触发器（205）的输出端连接，且第一反相器（305）的输入端还与第一与门（307）的一输入端连接；第一反相器（305）的输出端与第一MOS管（303）的栅极端及第二MOS管（304）的栅极端连接，第一MOS管（303）的漏极端与第一电流源（301）的输出端连接，第二MOS管（304）的源极端通过第二电流源（302）接地，第一MOS管（303）的源极端与第二MOS管（304）的漏极端连接，且第一MOS管（303）的源极端与第一充放电电容（309）的一端及第一电压比较器（306）的一输入端端连接，第一充放电电容（309）的另一端接地，第一电压比较器（306）的另一输入端与第二基准电压V_REF2连接，第一电压比较器（306）的输出端与第一与门（307）的另一输入端连接，第一与门（307）的输出端与第一内置开关功率管（208）的栅极端以及第一线电压补偿电路（210）的输入端连接。

3.根据权利要求1所述的实现线电压补偿的高精度原边控制LED恒流驱动电路，其特征是：所述第一线电压补偿电路（210）包括第二反相器（401），所述第二反相器（401）的输出端与第一开关（404）的控制端连接，第一开关（404）的一端与第三电流源（402）的一端连接，第一开关（404）的另一端与第二开关（405）的一端、第二充放电电容（407）的一端以及晶体管（408）的基极端连接；第二开关（405）的另一端通过第四电流源（403）接地，第二开关（405）的控制端与驱动电路（207）的输出端连接，第二充放电电容（407）的另一端接地，晶体管（408）的发射极端通过第一补偿电阻（409）接地；晶体管（408）的集电极端与第三MOS管（410）的漏极端连接，第三MOS管（410）的栅极端与第四MOS管（411）的栅极端连接，第四MOS管（411）的漏极端通过第二补偿电阻（412）与加法运算电路（211）的输入端连接；第三MOS管（410）的源极端、第四MOS管（411）的源极端以及第三电流源（402）的另一端均接地。

4.根据权利要求1所述的实现线电压补偿的高精度原边控制LED恒流驱动电路，其特征是：所述控制驱动芯片（201）的CS端通过限流电阻（115）接地。

5.一种实现线电压补偿的高精度原边控制LED恒流驱动电路，其特征是：包括控制驱动芯片（201），所述控制驱动芯片（201）包括过零检测电路（203），所述过零检测电路（203）的输出端与RS触发器（205）的置位端连接，RS触发器（205）的输出端与恒流逻辑控制电路（206）连接，恒流逻辑控制电路（206）的输出端与驱动电路（207）的输入端及第二线电压补偿电路（220）的输入端连接，驱动电路（207）的输出端与第二内置开关功率管（208）的栅极端连接，第二内置开关功率管（208）的漏极端与第一内置开关功率管（204）的源极端连接，第一内置开关功率管（204）的漏极端形成控制驱动芯片（201）的DRAIN端，第一内置开关功率管（204）的源极端与第二内置开关功率管（208）的漏极端连接后形成控制驱动芯片（201）的OUT端，第一内置开关功率管（204）的栅极端与控制驱动芯片（201）的VCC端连接，且过零检测电路（203）的电源端也与控制驱动芯片（201）的VCC端连接，过零检测电路（203）的输入端与控制驱动芯片（201）的OUT端连接；第二线电压补偿电路（220）的输出端与减法运算电路（212）的一输入端连接，减法运算电路（212）的另一输入端与第一基准电压V_REF1连接，减法运算电路（212）的输出端与过流比较器（209）的反相端连接，过流比较器（209）的同相端与第二内置开关功率管（208）的源极端以及控制驱动芯片（201）的CS端连接，过流比较器（209）的输出端与RS触发器（205）的复位端连接。

6.根据权利要求5所述的实现线电压补偿的高精度原边控制LED恒流驱动电路，其特征是：所述第二线电压补偿电路（210）包括第三反相器（501），所述第三反相器（501）的输出端与第三开关（504）的控制端连接，第三开关（504）的一端与第五电流源（502）的一端连接，第三开关（504）的另一端与第四开关（505）的一端、第三充放电电容（507）的一端以及第五MOS管（508）的栅极端连接；第四开关（505）的另一端通过第六电流源（403）接地，第四开关（505）的控制端与恒流逻辑控制电路（206）的输出端连接，第三充放电电容（507）的另一端接地，第五MOS管（508）的源极端通过第三补偿电阻（509）接地；第五MOS管（508）的漏极端与第六MOS管（510）的漏极端连接，第六MOS管（510）的栅极端与第七MOS管（511）的栅极端连接，第七MOS管（511）的漏极端通过第四补偿电阻（512）与减法运算电路（212）的输入端连接；第六MOS管（510）的源极端、第七MOS管（511）的源极端以及第五电流源（502）的另一端接地。

7.根据权利要求5所述的实现线电压补偿的高精度原边控制LED恒流驱动电路，其特征是：所述控制驱动芯片（201）的CS端通过限流电阻（115）接地。