CN102983763B - 在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制的电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制的电路，其包括控制器，控制器包括采样/保持电路，对反馈电压V_FB进行采样和保持，输入至电压/电流转换电路内；电压/电流转换电路，将所述反馈电压V_FB转换得到所需的控制电流；振荡器电路，根据控制电流输出对应的振荡频率信号，并将所述振荡频率信号输入触发器的置位端；触发器，当振荡频率信号为高电平时，触发器的输出端输出高电平信号，以驱动功率管导通；限流比较器，当所述采样电压V_CS大于限流比较器反相端的基准电压V_REF时，限流比较器输出限流信号，以使得触发器输出低电平，关断功率管。本发明结构紧凑，能实现恒流控制，适应范围广，安全可靠。

Description

在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制的电路

技术领域

本发明涉及一种电路结构，尤其是一种在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制的电路，属于开关电源变换器控制的技术领域。

背景技术

随着智能手机、平板电脑等便携式电子设备的迅速普及，使得为便携式设备提供电能的开关模式电源适配器得到了迅猛发展。开关模式电源适配器由于其自身具有重量轻、效率高、体积小等优点，已经成为便携式电子设备标准配置。

原边控制开关模式电源变化器无需光耦和TL431等器件等次级边反馈控制器件，在外围应用中所需要的分立器件相对于传统的次级边反馈开关模式电源变换器少，因此被广泛应用于小功率反激式开关电源变换器中。

便携式电子设备普遍采用锂电池供电，电源适配器为锂电池充电过程中，为了缩短充电时间，首先会采用恒流快速充电，当锂电池储存的电能接近饱和时则采用恒压充电。锂电池的充电特性要求电源适配器具有恒流输出特性，即能够为负载提供恒定的电流。

此外，随着世界各主要经济体相继出台了淘汰效率低下的白炽灯照明路线图，LED固态照明得到迅速发展。LED的发光特性不同于白炽灯，其亮度由驱动电流决定，当驱动电流大小发生变化时，LED亮度也随之变化，为了维持LED亮度一致性，需要采用恒流驱动。由于原边控制离线式反激变换器具有体积小、所需外围器件少、采用变压器隔离安全系数高等优点，成为目前小功率LED照明驱动的首选方案。

反激变换器采用变压器对输入和输出进行隔离，变压器隔离方式有助于提高电源变换器的安全性和可靠性，变压器可以将原边接收的电能耦合到次级边，多数电源变换器使用功率开关来控制变压器储存能量。传统的电源变换器使用光耦器件做隔离，将输出电压反馈给原边控制器，原边控制器根据反馈电压调节功率开关。此外，传统的电源变换器还需要在次级边对输出电压和输出电流进行调节，光耦和次级边调节增加了电源变换器的体积和成本。

为了克服传统离线式反激变换器的缺点，业界发明了原边控制离线式反激变换器，原边控制利用变压器辅助绕组将输出电压的变化反馈到控制器，控制器据此来调节功率开关，从而恒定变换器的输出电压和/或输出电流。但是，现有的控制器均不能有效地实现恒流控制。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制的电路，其结构紧凑，能实现恒流控制，适应范围广，安全可靠。

按照本发明提供的技术方案，所述在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制的电路，包括控制器，所述控制器包括：

采样/保持电路，接收反馈电压V_FB，并对所述反馈电压V_FB进行采样和保持，且将所述反馈电压V_FB保持后输入至电压/电流转换电路内；

电压/电流转换电路，将所述反馈电压V_FB转换得到所需的控制电流，并将所述控制电流输入振荡器电路内；

振荡器电路，接收电压/电流转换电路输入的控制电流，并根据控制电流输出对应的振荡频率信号，并将所述振荡频率信号输入触发器的置位端；

触发器，所述触发器的置位端接收振荡频率信号，触发器的复位端接收限流比较器的输出信号；当振荡频率信号为高电平时，触发器的输出端输出高电平信号，以驱动功率管导通；

限流比较器，所述限流比较器的同相端通过前沿消隐电路接收采样电压V_CS，并通过前沿消隐电路屏蔽采样电压V_CS的前沿尖峰；当所述采样电压V_CS大于限流比较器反相端的基准电压V_REF时，限流比较器输出限流信号，以使得触发器输出低电平，关断功率管。

所述控制器还包括用于产生基准电压和基准电流的基准电路，基准电路产生的基准电压V_REF输入限流比较器的反相端。

所述触发器采用RS触发器，触发器的输出端通过驱动增强电路与功率管的栅极端连接。

所述采样/保持电路包括第一MOS管及第二MOS管，所述第一MOS管的栅极端与反馈电压V_FB连接，第一MOS管的漏极端接地，第一MOS管的源极端及第二MOS管的漏极端均与第一电流源的一端连接，第一电流源的另一端接地；第二MOS管的漏极端与第二MOS管的栅极端及第三MOS管的漏极端连接，且第二MOS管的漏极端通过第二电流源接地，第三MOS管的源极端通过保持电容接地，第三MOS管的栅极端与采样控制信号连接。

所述第一电流源的输出电流值为第二电流源输出电流值的两倍，第一MOS管与第二MOS管为几何尺寸相同的MOS管，第一MOS管及第二MOS管均为PMOS管。

所述电压/电流转换电路包括第四MOS管及第五MOS管，所述第四MOS管的漏极端接地，第四MOS管的栅极端与采样/保持电路连接，第四MOS管的源极端与第一三极管的发射极端连接，第一三极管的基极端与第一三极管的集电极端、第三电流源的一端及第五MOS管的源极端连接；第五MOS管的栅极端与第五MOS管的漏极端及第二三极管的基极端连接，第五MOS管的漏极端通过第四电流源接地，第三电流源的另一端接地；

第二三极管的发射极端通过第一转换电阻接地，第二三极管的集电极端与第六MOS管的漏极端、第六MOS管的栅极端及第七MOS管的栅极端连接，第六MOS管的源极端及第七MOS管的源极端均接地；第七MOS管的漏极端与第八MOS管的漏极端、第八MOS管的栅极端及第十一MOS管的栅极端连接；第八MOS管的源极端接地；

第十一MOS管的源极端接地，第十一MOS管的漏极端与第十MOS管的漏极端、第十二MOS管的漏极端、第十二MOS管的栅极端及第十三MOS管的栅极端连接；第十MOS管的源极端接地，第十MOS管的栅极端与第九MOS管的栅极端、第九MOS管的漏极端及第三三极管的集电极端连接，第三三极管的发射极端通过第二转换电阻接地，第三三极管的基极端与基极电压信号连接；

第十二MOS管的源极端及第十三MOS管的源极端接地，第十三MOS管的漏极端与第十四MOS管的漏极端、第十四MOS管的栅极端及第十五MOS管的栅极端连接，第十四MOS管的源极端及第十五MOS管的源极端接地，第十五MOS管的漏极端与振荡器电路相连。

所述第三电流源的输出电流值为第四电流源输出电流值的两倍，第四MOS管与第五MOS管为几何尺寸相同的MOS管，第一三极管及第二三极管均为NPN三极管。

所述振荡器电路包括第十六MOS管及第十七MOS管，所述第十六MOS管的源极端与第十七MOS管的漏极端、第十七MOS管的栅极端、第十九MOS管的栅极端连接及第二十一MOS管的栅极端连接，第十七MOS管的源极端、第十九MOS管的源极端及第二十一MOS管的源极端均接地；第十六MOS管的栅极端与第十六MOS管的漏极端、偏置电流源的一端、第十八MOS管的栅极端及第二十MOS管的栅极端连接，偏置电流源的另一端接地；

第十八MOS管的漏极端与第二十MOS管的漏极端、第二十三MOS管的漏极端、第二十三MOS管的栅极端及第二十五MOS管的栅极端连接，第二十三MOS管的源极端与第二十二MOS管的漏极端、第二十二MOS管的栅极端、第二十四MOS管的栅极端连接，第二十二MOS管的源极端及第二十四MOS管的源极端均接地，第二十四MOS管的漏极端与第二十五MOS管的源极端连接；第二十MOS管的源极端与第二十一MOS管的漏极端连接，第二十MOS管的源极端及第二十一MOS管的漏极端与电压/电流转换电路的输出端连接；

第二十五MOS管的漏极端与第二十六MOS管的源极端及第二十七MOS管的源极端连接，第二十六MOS管的漏极端与第十八MOS管的漏极端、第二十八MOS管的栅极端、第二十九MOS管的栅极端连接，第二十八MOS管的源极端及第二十九MOS管的源极端均接地，第二十九MOS管的漏极端与第二十七MOS管的漏极端连接，且第二十九MOS管的漏极端与振荡电容的一端及迟滞比较器的输入端连接，振荡电容的另一端接地；

迟滞比较器的输出端与第一反相器的输入端连接，第一反相器的输出端与第二反相器的输入端、第二十六MOS管的栅极端及第三反相器的输入端连接，第三反相器的输出端与第二十七MOS管的栅极端连接，第二反相器的输出端输出振荡频率信号。

本发明的优点：反馈电压送到控制器内后，对反馈电压进行采样和保持，然后将反馈电压转换成反馈电流信号，反馈电流信号送给振荡器电路，对振荡器电路输出的振荡频率进行调制，功率管在振荡器电路输出的振荡频率控制下在导通和截止两个状态之间切换，从而在开关频率和反馈电压之间建立联动关系，可以实现反馈和开关频率联动变化的恒流控制电路，能根据反馈电压的变化，来控制开关频率跟随反馈电压变化，从而恒定输出电流，适应范围广，安全可靠。

附图说明

图1为现有电路的电路原理图。

图2为本发明的使用状态图。

图3为本发明采样/保持电路、电压/电流转换电路的电路原理图。

图4为本发明开关驱动信号及采样控制信号的时序图。

图5为本发明振荡器电路的电路原理图。

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。

如图1所示：为现有原边控制开关电源变换器的电路原理图，其包括第一整流二极管101、第二整流二极管102、第三整流二极管103及第四整流二极管104，第一整流二极管101的阴极端与第二整流二极管102的阴极端连接，第一整流二极管101的阳极端与第三整流二极管103的阴极端连接，第二整流二极管102的阳极端与第四整流二极管104的阴极端连接，第三整流二极管103及第四整流二极管104的阳极端接地，以形成整流电路，用于将输入的110V或220V交流电整流。第一整流二极管101的阴极端及第二整流二极管102的阴极端与滤波电容105的一端连接，滤波电容105的另一端接地。第一整流二极管101的阴极端还与高压启动电阻106的一端连接，且第一整流二极管101的阴极端及第二整流二极管102的阴极端相互连接后形成直流高压V_IN，所述高压启动电阻106的另一端与储能电容107的一端、控制器108的电源端及辅助绕组整流二极管109的阴极端连接，储能电容107的另一端接地。辅助绕组整流二极管109的阳极端与辅助绕组N_AUX的一端及第一分压电阻R₁的一端连接，第一分压电阻R₁的另一端与控制器108的FB端及第二电阻R₂的一端连接，第二电阻R2的另一端接地，辅助绕组N_AUX的另一端接地。

变压器110初级绕组N_P的一端与直流高压V_IN连接，另一端与功率管111的漏极端连接，功率管111的栅极端与控制器108的DRV端连接，功率管111的源极端通过电流采样电阻112接地，且功率管111的源极端与控制器108的CS端连接。变压器110的输出绕组N_S的一端与输出绕组整流二极管113的阳极端连接，输出绕组整流二极管113的阴极端通过输出滤波电容114与输出绕组N_S的另一端连接，输出滤波电容114的两端设置输出假负载115，即为假定的负载，输出绕组整流二极管113的阴极端形成输出电压端V_OUT，输出绕组N_S的另一端为输出绕组公共端RTN。为了便于解释本发明，图1中省略了变压器110初级绕组N_P两端的RCD能量吸收网络。

工作时，开关电源变换器上电后，通过整流电路整流后得到直流高压V_IN，所述直流高压V_IN通过高压启动电阻106对储能电容107进行充电，储能电容107电压逐渐升高。当储能电容107的电压上升到某一预设值后，控制器108开始工作，控制器108的DRV端输出高电平控制功率管111导通；功率管111导通后，电流流过变压器110的初级线圈N_P（原边电感），变压器110开始储存能量；随着电感电流的增大，电流采样电阻112上电压逐渐增大，当电流达到控制器108内部预先设计的限流点后，控制器108的DRV端输出低电平控制功率管111截止；变压器110将储存的能量以电流的形式通过输出绕组N_S释放；输出电流在为负载供电的同时，还需要为输出滤波电容114充电；在功率管111截止期间，输出滤波电容114接收来自变压器110输出绕组N_S的电流，其电压逐渐上升；同时变压器110的输出绕组N_S和辅助绕组N_AUX之间，在功率管111截止期间形成变压器结构，即变压器辅助绕组输出电压V_AUX和变压器输出绕组电压V_OUT与各自线圈的匝数成比例关系；因此控制器108的FB引脚接收能够反映输出电压V_OUT的反馈电压V_FB；控制器108根据V_FB电压值，调节DRV端的输出波形频率，进而控制开关电源变换器的输入功率。

本发明应用于工作在断续导通模式（DCM）的原边控制离线式反激变换器，变换器的输出功率P_OUT可以表示成：

P_OUT=I_OUT·V_OUT     （1）

I_OUT是变换器输出电流，V_OUT是变换器输出电压。变换器工作在DCM下的输入功率P_IN表达式是：

$P_{\mathrm{IN}}=\frac{1}{2}\·L_P\·{I_{\mathrm{PEAK}}}^2\·f_{\mathrm{SW}}---\left(2\right)$

L_P是变压器原边电感量，I_PEAK是电感峰值电流，一般由控制器内部设定，f_SW是控制器开关频率。变换器的功率传输效率是η，则输入功率和输出功率的关系可以表示成：

P_OUT=η·P_IN     （3）

可以进一步将输出电流的表达式改写成：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{\mathrm{\η}\·\frac{1}{2}\·L_P\·{I_{\mathrm{PEAK}}}^2\·f_{\mathrm{SW}}}{V_{\mathrm{OUT}}}---\left(4\right)$

利用反激变换器的变压器辅助绕组N_AUX对输出电压V_OUT进行采样，变压器辅助绕组N_AUX在功率开关断开期间，利用变压器的耦合关系将输出绕组电压反馈到辅助绕组。

变压器辅助绕组N_AUX通过一个分压电阻网络中的第一分压电阻R₁、第二分压电阻R₂接到地，第一分压电阻R₁和第二分压电阻R₂的中间抽头被连接到控制器的输入端口。变压器辅助绕组N_AUX的电压信号V_AUX经过电阻网络分压后，送到控制器108内部进行进一步的处理，变压器辅助绕组N_AUX经过电阻网络分压后的电压信号称为反馈电压信号V_FB。它们之间的关系式：

$V_{\mathrm{FB}}=\frac{V_{\mathrm{AUX}}}{(R_1+R_2)}\·R_2---\left(5\right)$

忽略输出整流二极管的正向导通压降，则输出电压V_OUT等于变压器次级绕组电压，与辅助绕组电压V_AUX的关系如下：

$\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{N_S}=\frac{V_{\mathrm{AUX}}}{N_{\mathrm{AUX}}}---\left(6\right)$

其中，N_S是变压器输出绕组线圈匝数，N_AUX是变压器辅助绕组线圈匝数。由此可知，输出电压V_OUT和反馈电压信号V_FB之间的关系是：

$V_{\mathrm{OUT}}=\frac{N_S}{N_{\mathrm{AUX}}}\·\frac{V_{\mathrm{FB}}}{R_2}\·(R_1+R_2)---\left(7\right)$

将输出电压V_OUT电压表达式代入到输出电流I_OUT表达式中，得到新的输出电流表达式：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{\mathrm{\η}\·L_P\·{I_{\mathrm{PEAK}}}^2}{2\·\frac{N_S}{N_{\mathrm{AUX}}}\·\frac{(R_1+R_2)}{R_2}}\·\frac{f_{\mathrm{SW}}}{V_{\mathrm{FB}}}---\left(8\right)$

从输出电流表达式（8）中可以看出，如果控制器108的开关频率f_SW跟随反馈电压信号V_FB变化，则可以维持输出电流I_OUT的恒定。

如图2所示：为了能够实现对在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制，本发明控制器108包括

采样/保持电路203，接收反馈电压V_FB，并对所述反馈电压V_FB进行采样和保持，且将所述反馈电压V_FB保持后输入至电压/电流转换电路204内；

电压/电流转换电路204，将所述反馈电压V_FB转换得到所需的控制电流，并将所述控制电流输入振荡器电路205内；

振荡器电路205，接收电压/电流转换电路204输入的控制电流，并根据控制电流输出对应的振荡频率信号，并将所述振荡频率信号206输入触发器207的置位端；本发明实施例中，所述振荡频率信号206与开关频率f_SW具有相关性，即振荡频率信号与反馈电压V_FB间成线性关系，以实现所需的恒流控制。

触发器207，所述触发器207的置位端接收振荡频率信号，触发器207的复位端接收限流比较器202的输出信号；当振荡频率信号为高电平时，触发器207的输出端输出高电平信号，以驱动功率管111导通；

限流比较器202，所述限流比较器202的同相端通过前沿消隐电路210接收采样电压V_CS，并通过前沿消隐电路210屏蔽采样电压V_CS的前沿尖峰；当所述采样电压V_CS大于限流比较器202反相端的基准电压V_REF时，限流比较器202输出限流信号，以使得触发器207输出低电平，关断功率管111。

所述控制器108还包括用于产生基准电压和基准电流的基准电路201，基准电路201产生的基准电压V_REF输入限流比较器202的反相端，所述基准电压V_REF决定了电感峰值电流I_PEAK的值，在集成电路内设置基准电路201，并利用基准电路201产生需要的基准电压和基准电流，是集成电路领域中常规的技术手段，此处不再赘述。所述触发器207采用RS触发器，触发器207的输出端通过驱动增强电路208与功率管111的栅极端连接，驱动增强电路208对RS触发器207的输出信号进行同相放大，增强驱动能力。驱动增强电路208及前沿消隐电路210均可采用集成电路领域中常规的电路形式。图2中控制器108在使用时的连接结构及相应的工作原理可以参照上述图1的描述，即控制器108在工作时，在振荡器电路205及限流比较器202的输出控制下，驱动功率管111的导通和截止，控制变压器110能量的转换与传递，实现所需的恒流控制。

如图3所示：所述采样/保持电路203包括第一MOS管303及第二MOS管304，所述第一MOS管303的栅极端与反馈电压V_FB连接，第一MOS管303的漏极端接地，第一MOS管303的源极端及第二MOS管304的漏极端均与第一电流源301的一端连接，第一电流源301的另一端接地；第二MOS管304的漏极端与第二MOS管304的栅极端及第三MOS管307的漏极端连接，且第二MOS管304的漏极端通过第二电流源305接地，第三MOS管307的源极端通过保持电容308接地，第三MOS管307的栅极端与采样控制信号306连接。

上述为本发明采样/保持电路203的一个具体实施例，其中，所述第一电流源301的输出电流值为第二电流源305输出电流值的两倍，第一MOS管302与第二MOS管304为几何尺寸相同的MOS管，第一MOS管302及第二MOS管304均为PMOS管，所述几何尺寸包括导电沟道的宽长比等相关参数，为本技术领域人员所熟知。因此，第二MOS管304的栅极电压等于反馈电压V_FB，采样控制信号306的波形如图4所示。图4中，209波形是功率管111的栅极驱动信号，当栅极驱动信号209变成低电平后，采样控制信号306变成高电平；采样控制信号306受栅极驱动信号209控制产生，当电路检测到栅极驱动信号209的下降沿后，控制采样控制信号306产生高电平，高电平的持续时间在本发明的一个具体实施例中是1μs。第三MOS管307是NMOS开关，第一MOS管302的栅极端303接收反馈电压V_FB，当采样控制信号306是高电平时，第三MOS管307导通，将第二MOS管304的栅极电压采样到保持电容308上保持，即将反馈电压V_FB采样到保持电容308上保持；本发明实施例中，利用第一电流源301、第一MOS管302、第二MOS管304、第二电流源305、第三MOS管307将反馈电压V_FB采样到控制器108的内部，并利用保持电容308保持反馈电压V_FB。

所述电压/电流转换电路204包括第四MOS管311及第五MOS管312，所述第四MOS管311的漏极端接地，第四MOS管311的栅极端与采样/保持电路203连接，第四MOS管311的源极端与第一三极管310的发射极端连接，第一三极管310的基极端与第一三极管310的集电极端、第三电流源309的一端及第五MOS管312的源极端连接；第五MOS管312的栅极端与第五MOS管312的漏极端及第二三极管315的基极端连接，第五MOS管312的漏极端通过第四电流源313接地，第三电流源309的另一端接地；

第二三极管315的发射极端通过第一转换电阻316接地，第二三极管315的集电极端与第六MOS管314的漏极端、第六MOS管314的栅极端及第七MOS管317的栅极端连接，第六MOS管314的源极端及第七MOS管317的源极端均接地；第七MOS管317的漏极端与第八MOS管318的漏极端、第八MOS管318的栅极端及第十一MOS管324的栅极端连接；第八MOS管318的源极端接地；所述第一转换电阻316即为电阻R3；

第十一MOS管324的源极端接地，第十一MOS管324的漏极端与第十MOS管323的漏极端、第十二MOS管325的漏极端、第十二MOS管325的栅极端及第十三MOS管326的栅极端连接；第十MOS管323的源极端接地，第十MOS管323的栅极端与第九MOS管319的栅极端、第九MOS管319的漏极端及第三三极管321的集电极端连接，第三三极管321的发射极端通过第二转换电阻322接地，第三三极管321的基极端与基极电压信号320连接；第二转换电阻322即为电阻R4；

第十二MOS管325的源极端及第十三MOS管326的源极端接地，第十三MOS管326的漏极端与第十四MOS管327的漏极端、第十四MOS管327的栅极端及第十五MOS管328的栅极端连接，第十四MOS管327的源极端及第十五MOS管328的源极端接地，第十五MOS管328的漏极端与振荡器电路205相连。

上述为本发明实施例中电压/电流转换电路204的一个具体实施例，其中，所述第三电流源309的输出电流值为第四电流源313输出电流值的两倍，第四MOS管311与第五MOS管312为几何尺寸相同的MOS管，第一三极管310及第二三极管315均为NPN三极管。第三电流源309的输出电流值与第一电流源301的输出电流值一致，第四电流源313的输出电流值与第二电流源305的输出电流值一致。第四MOS管311及第五MOS管312均为PMOS管，第六MOS管314、第七MOS管317、第九MOS管319、第十MOS管323、第十四MOS管327及第十五MOS管328均为PMOS管，第八MOS管324、第十二MOS管325、第十三MOS管326均采用NMOS管。

其中，第一三极管310的集电极和基极短接，形成二极管连接；因此，第一转换电阻316的上电压降就是反馈电压V_FB；第一转换电阻316将反馈电压V_FB转换成电流I_FB；第六MOS管314与第七MOS管317之间形成电流镜，第八MOS管318及第十一MOS管324间形成电流镜，通过上述两个电流镜对电流进行调制，在第十一MOS管324的漏极形成电流k₁I_FB，其中k₁是电流镜调制系数。

第三三极管321的基极电压信号320是V_BG+V_BE，其中，V_BG是带隙基准电压，由基准电路201产生，V_BE是三极管基极发射极正向导通电压；因此，第二转换电阻322将带隙基准电压V_BG转换成电流I_BG；第九MOS管319及第十MOS管323间形成的电流镜对电流I_BG进行调制，在第十MOS管323的漏极形成电流k₂I_BG，其中k₂是电流镜调制系数。

第十MOS管323的漏极电流大于第十一MOS管324的漏极电流，电流差是I_Delta，由第十二MOS管325与第十三MOS管326间形成的一电流镜及第十四MOS管327及第十五MOS管328形成的另一电流镜配合对电流差I_Delta进行调制，在第十五MOS管328的漏极形成电流k₃I_Delta，送给振荡器电路205对振荡频率f_OSC进行调节。

如图5所示：所述振荡器电路205包括第十六MOS管402及第十七MOS管403，所述第十六MOS管402的源极端与第十七MOS管403的漏极端、第十七MOS管403的栅极端、第十九MOS管405的栅极端连接及第二十一MOS管407的栅极端连接，第十七MOS管403的源极端、第十九MOS管405的源极端及第二十一MOS管407的源极端均接地；第十六MOS管402的栅极端与第十六MOS管402的漏极端、偏置电流源401的一端、第十八MOS管404的栅极端及第二十MOS管406的栅极端连接，偏置电流源401的另一端接地；

第十八MOS管404的漏极端与第二十MOS管406的漏极端、第二十三MOS管409的漏极端、第二十三MOS管409的栅极端及第二十五MOS管411的栅极端连接，第二十三MOS管409的源极端与第二十二MOS管408的漏极端、第二十二MOS管408的栅极端、第二十四MOS管410的栅极端连接，第二十二MOS管408的源极端及第二十四MOS管410的源极端均接地，第二十四MOS管410的漏极端与第二十五MOS管411的源极端连接；第二十MOS管406的源极端与第二十一MOS管407的漏极端连接，第二十MOS管406的源极端及第二十一MOS管407的漏极端与电压/电流转换电路204的输出端连接；

第二十五MOS管411的漏极端与第二十六MOS管412的源极端及第二十七MOS管413的源极端连接，第二十六MOS管412的漏极端与第十八MOS管414的漏极端、第二十八MOS管414的栅极端、第二十九MOS管415的栅极端连接，第二十八MOS管414的源极端及第二十九MOS管415的源极端均接地，第二十九MOS管415的漏极端与第二十七MOS管413的漏极端连接，且第二十九MOS管415的漏极端与振荡电容416的一端及迟滞比较器417的输入端连接，振荡电容416的另一端接地；

迟滞比较器417的输出端与第一反相器418的输入端连接，第一反相器418的输出端与第二反相器419的输入端、第二十六MOS管412的栅极端及第三反相器420的输入端连接，第三反相器420的输出端与第二十七MOS管413的栅极端连接，第二反相器419的输出端输出振荡频率信号。

其中，偏置电流源401为振荡器电路205提供偏置电流；第十六MOS管402、第十七MOS管403、第十八MOS管404、第十九MOS405、第二十MOS管406及第二十一MOS管407间形成对应的电流镜，其中第十九MOS管405的漏极端产生电流I₁，第二十一MOS管407的漏极端产生电流I₂；电压/电流转换电路204产生的电流k₃I_Delta流进第二十一MOS管407的漏极；电流I₁、电流I₂、电流k₃I_Delta三个电流相互作用，形成电流I₃；第二十二MOS管408、第二十三MOS管409、第二十四MOS管410、第二十五MOS管411间形成电流镜，对电流I₃进行调制产生电流I₄，调制系数为k₄；第二十六MOS管412、第二十七MOS管413、第二十八MOS管414及第二十九MOS管415组成的充放电电路，在第三反相器420的控制下，轮流对振荡电容416进行充电和放电；迟滞比较器417为电压迟滞比较器，迟滞比较器417的高压端421接电压V_H，迟滞比较器417的低压端422接电压V_L，迟滞比较器417的电压迟滞区间是高压端421和低压端422的电压差。第十六MOS管402、第十七MOS管403、第十八MOS管404、第十九MOS管405、第二十MOS管406、第二十一MOS管407、第二十八MOS管414、第二十九MOS管415均采用NMOS管，第二十二MOS管408、第二十三MOS管409、第二十四MOS管410、第二十五MOS管411、第二十六MOS管412及第二十七MOS管413均采用PMOS管。

初始状态下，电压迟滞比较器417输出0电平，经过第一反相器418和第三反相器420后，第二十六MOS管412的栅极端是1电平，第二十七MOS管413的栅极端是0电平，电流I₄通过第二十七MOS管413对振荡电容416进行充电，输入到迟滞比较器417的电压V₁升高；当电压V₁大于电压V_H后，电压迟滞比较器417输出1电平，经过第一反相器418和第三反相器420后，第二十六MOS管412的栅极端是0电平，第二十七MOS管413的栅极端是1电平，电流I₄通过第二十六MOS管412以及第二十八MOS管414和第二十九MOS管415形成的电流镜对振荡电容416进行放电，电压V₁降低；当电压V₁小于电压V_L后，电压迟滞比较器417输出0电平，控制电流I₄开始对振荡电容416进行充电；周而复始，在第二反相器419的输出端得到方波振荡波形。

电流I₄、振荡电容416的电容值C_OSC、迟滞比较器417的电压迟滞区间ΔV_OSC决定了振荡器频率，在本发明的一个具体实施例中电压迟滞区间是固定值，在另一个本发明的具体实施例中电压迟滞区间是受其他信号控制的可变值。

改变电流I₄可以改变振荡频率f_OSC，电流I₄受电流k₃I_Delta控制而变化，电流k₃I_Delta受反馈电压V_FB控制，因此本发明实施例中通过采样/保持电路203、电压/电流转换电路204和振荡器电路205，在反馈电压V_FB和振荡频率f_OSC之间建立起联系。

为了进一步理解本发明的原理，下面对具体控制过程进行推导。反馈电流I_FB由反馈电压V_FB和第一转换电阻316相除所得：

$I_{\mathrm{FB}}=\frac{V_{\mathrm{FB}}}{R_3}---\left(9\right)$

基准电流I_BG由带隙基准电压V_BG和电阻R₄相除所得：

$I_{\mathrm{BG}}=\frac{V_{\mathrm{BG}}}{R_4}---\left(10\right)$

基准电流I_BG和反馈电流I_FB相减得到I_Delta：

$I_{\mathrm{Delta}}=k_2\·I_{\mathrm{BG}}-k_1\·I_{\mathrm{FB}}=k_2\·\frac{V_{\mathrm{BG}}}{R_4}-k_1\·\frac{V_{\mathrm{FB}}}{R_3}---\left(11\right)$

振荡器中的电流I₃可以表示成：

I₃=I₁+I₂-k₃I_Delta     （12）

I₄=k₄I₃=k₄(I₁+I₂-k₃I_Delta)     （13）

当电流k₃I_Delta小于电流I₂时，电流k₃I_Delta的变化可以控制电流I₃的变化，进而控制振荡器电路205输出振荡频率信号的变化；当电流k₃I_Delta等于电流I₂时，电流I₃等于电流I₁，此时，振荡器电路205输出的振荡频率信号的频率最低；当电流k₃I_Delta等于0时，电流I₃等于电流I₁+I₂，此时，振荡器电路205输出振荡频率信号的频率最高。振荡器电路205输出的振荡频率信号的频率可以表示成：

$f_{\mathrm{OSC}}=\frac{I_4}{2\·{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{OSC}}\·C_{\mathrm{OSC}}}---\left(14\right)$

可以进一步将I₄表示成：

$I_4=k_4\·(I_1+I_2-k_3\·(k_2\·\frac{V_{\mathrm{BG}}}{R_4}-k_1\·\frac{V_{\mathrm{FB}}}{R_3}))=k_4\·k_3\·k_1\·\frac{V_{\mathrm{FB}}}{R_3}+k_4\·(I_1+I_2-k_3\·k_2\·\frac{V_{\mathrm{BG}}}{R_4})---\left(15\right)$

振荡频率信号的频率可以进一步表示成：

$f_{\mathrm{OSC}}=\frac{k_4\·k_3\·k_1\·\frac{V_{\mathrm{FB}}}{R_3}+k_4\·(I_1+I_2-k_3\·k_2\·\frac{V_{\mathrm{BG}}}{R_4})}{2\·\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{OSC}}\·C_{\mathrm{OSC}}}---\left(16\right)$

本技术领域人员知道，通过电路参数的设计，可以使电流I₁+I₂和电流相等，得到新的f_OSC表达式为：

$f_{\mathrm{OSC}}=\frac{k_4\·k_3\·k_1}{2\·{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{OSC}}\·C_{\mathrm{OSC}}\·R_3}\·V_{\mathrm{FB}}---\left(17\right)$

从表达式中，可以看出振荡频率信号的振荡频率f_OSC和反馈电压V_FB之间成线性关系，由于振荡频率f_OSC与栅极驱动信号209及开关频率f_SW之间具有一一对应关系，因此，综上所述可以恒定输出电流，实现恒流控制。

本发明反馈电压V_FB送到控制器108内后，对反馈电压VFB进行采样和保持，然后将反馈电压V_FB转换成反馈电流信号，反馈电流信号送给振荡器电路205，对振荡器电路205输出的振荡频率进行调制，功率管111在振荡器电路205输出的振荡频率控制下在导通和截止两个状态之间切换，从而在开关频率f_SW和反馈电压V_FB之间建立联动关系，可以实现反馈V_FB和开关频率f_SW联动变化的恒流控制电路，能根据反馈电压V_FB的变化，来控制开关频率f_SW跟随反馈电压V_FB变化，从而恒定输出电流，适应范围广，安全可靠。

Claims (7)

1.一种在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制的电路，包括控制器（108），其特征是，所述控制器（108）包括

采样/保持电路（203），接收反馈电压V_FB，并对所述反馈电压V_FB进行采样和保持，且将所述反馈电压V_FB保持后输入至电压/电流转换电路（204）内；

电压/电流转换电路（204），将所述反馈电压V_FB转换得到所需的控制电流，并将所述控制电流输入振荡器电路（205）内；

振荡器电路（205），接收电压/电流转换电路（204）输入的控制电流，并根据控制电流输出对应的振荡频率信号，并将所述振荡频率信号输入触发器（207）的置位端；

触发器（207），所述触发器（207）的置位端接收振荡频率信号，触发器（207）的复位端接收限流比较器（202）的输出信号；当振荡频率信号为高电平时，触发器（207）的输出端输出高电平信号，以驱动功率管（111）导通；

限流比较器（202），所述限流比较器（202）的同相端通过前沿消隐电路（210）接收采样电压V_CS，并通过前沿消隐电路（210）屏蔽采样电压V_CS的前沿尖峰；当所述采样电压V_CS大于限流比较器（202）反相端的基准电压V_REF时，限流比较器（202）输出限流信号，以使得触发器（207）输出低电平，关断功率管（111）；

所述采样/保持电路（203）包括第一MOS管（303）及第二MOS管（304），所述第一MOS管（303）的栅极端与反馈电压V_FB连接，第一MOS管（303）的漏极端接地，第一MOS管（303）的源极端及第二MOS管（304）的漏极端均与第一电流源（301）的一端连接，第一电流源（301）的另一端接地；第二MOS管（304）的漏极端与第二MOS管（304）的栅极端及第三MOS管（307）的漏极端连接，且第二MOS管（304）的漏极端通过第二电流源（305）接地，第三MOS管（307）的源极端通过保持电容（308）接地，第三MOS管（307）的栅极端与采样控制信号（306）连接。

2.根据权利要求1所述的在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制的电路，其特征是：所述控制器（108）还包括用于产生基准电压和基准电流的基准电路（201），基准电路（201）产生的基准电压V_REF输入限流比较器（202）的反相端。

3.根据权利要求1所述的在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制的电路，其特征是：所述触发器（207）采用RS触发器，触发器（207）的输出端通过驱动增强电路（208）与功率管（111）的栅极端连接。

4.根据权利要求1所述的在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制的电路，其特征是：所述第一电流源（301）的输出电流值为第二电流源（305）输出电流值的两倍，第一MOS管（302）与第二MOS管（304）为几何尺寸相同的MOS管，第一MOS管（302）及第二MOS管（304）均为PMOS管。

5.根据权利要求1所述的在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制的电路，其特征是：所述电压/电流转换电路（204）包括第四MOS管（311）及第五MOS管（312），所述第四MOS管（311）的漏极端接地，第四MOS管（311）的栅极端与采样/保持电路（203）连接，第四MOS管（311）的源极端与第一三极管（310）的发射极端连接，第一三极管（310）的基极端与第一三极管（310）的集电极端、第三电流源（309）的一端及第五MOS管（312）的源极端连接；第五MOS管（312）的栅极端与第五MOS管（312）的漏极端及第二三极管（315）的基极端连接，第五MOS管（312）的漏极端通过第四电流源（313）接地，第三电流源（309）的另一端接地；

第二三极管（315）的发射极端通过第一转换电阻（316）接地，第二三极管（315）的集电极端与第六MOS管（314）的漏极端、第六MOS管（314）的栅极端及第七MOS管（317）的栅极端连接，第六MOS管（314）的源极端及第七MOS管（317）的源极端均接地；第七MOS管（317）的漏极端与第八MOS管（318）的漏极端、第八MOS管（318）的栅极端及第十一MOS管（324）的栅极端连接；第八MOS管（318）的源极端接地；

第十一MOS管（324）的源极端接地，第十一MOS管（324）的漏极端与第十MOS管（323）的漏极端、第十二MOS管（325）的漏极端、第十二MOS管（325）的栅极端及第十三MOS管（326）的栅极端连接；第十MOS管（323）的源极端接地，第十MOS管（323）的栅极端与第九MOS管（319）的栅极端、第九MOS管（319）的漏极端及第三三极管（321）的集电极端连接，第三三极管（321）的发射极端通过第二转换电阻（322）接地，第三三极管（321）的基极端与基极电压信号（320）连接；

第十二MOS管（325）的源极端及第十三MOS管（326）的源极端接地，第十三MOS管（326）的漏极端与第十四MOS管（327）的漏极端、第十四MOS管（327）的栅极端及第十五MOS管（328）的栅极端连接，第十四MOS管（327）的源极端及第十五MOS管（328）的源极端接地，第十五MOS管（328）的漏极端与振荡器电路（205）相连。

6.根据权利要求5所述的在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制的电路，其特征是：所述第三电流源（309）的输出电流值为第四电流源（313）输出电流值的两倍，第四MOS管（311）与第五MOS管（312）为几何尺寸相同的MOS管，第一三极管（310）及第二三极管（315）均为NPN三极管。

7.根据权利要求1所述的在原边控制开关电源变换器中实现恒流控制的电路，其特征是：所述振荡器电路（205）包括第十六MOS管（402）及第十七MOS管（403），所述第十六MOS管（402）的源极端与第十七MOS管（403）的漏极端、第十七MOS管（403）的栅极端、第十九MOS管（405）的栅极端连接及第二十一MOS管（407）的栅极端连接，第十七MOS管（403）的源极端、第十九MOS管（405）的源极端及第二十一MOS管（407）的源极端均接地；第十六MOS管（402）的栅极端与第十六MOS管（402）的漏极端、偏置电流源（401）的一端、第十八MOS管（404）的栅极端及第二十MOS管（406）的栅极端连接，偏置电流源（401）的另一端接地；

第十八MOS管（404）的漏极端与第二十MOS管（406）的漏极端、第二十三MOS管（409）的漏极端、第二十三MOS管（409）的栅极端及第二十五MOS管（411）的栅极端连接，第二十三MOS管（409）的源极端与第二十二MOS管（408）的漏极端、第二十二MOS管（408）的栅极端、第二十四MOS管（410）的栅极端连接，第二十二MOS管（408）的源极端及第二十四MOS管（410）的源极端均接地，第二十四MOS管（410）的漏极端与第二十五MOS管（411）的源极端连接；第二十MOS管（406）的源极端与第二十一MOS管（407）的漏极端连接，第二十MOS管（406）的源极端及第二十一MOS管（407）的漏极端与电压/电流转换电路（204）的输出端连接；

第二十五MOS管（411）的漏极端与第二十六MOS管（412）的源极端及第二十七MOS管（413）的源极端连接，第二十六MOS管（412）的漏极端与第十八MOS管（414）的漏极端、第二十八MOS管（414）的栅极端、第二十九MOS管（415）的栅极端连接，第二十八MOS管（414）的源极端及第二十九MOS管（415）的源极端均接地，第二十九MOS管（415）的漏极端与第二十七MOS管（413）的漏极端连接，且第二十九MOS管（415）的漏极端与振荡电容（416）的一端及迟滞比较器（417）的输入端连接，振荡电容（416）的另一端接地；

迟滞比较器（417）的输出端与第一反相器（418）的输入端连接，第一反相器（418）的输出端与第二反相器（419）的输入端、第二十六MOS管（412）的栅极端及第三反相器（420）的输入端连接，第三反相器（420）的输出端与第二十七MOS管（413）的栅极端连接，第二反相器（419）的输出端输出振荡频率信号。