CN101924471B - 恒定输出电流的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例提出了一种恒定输出电流的方法，包括：输入电路接收外部输入的电压，驱动控制器与功率开关处于工作状态；控制器控制功率开关，使得功率开关的输入电流I_P的峰值为恒定值，以及控制功率开关的开关频率f与反激型变压器的消磁时间Tdemag的乘积为恒定值，使得Tdemag*f＝c，c为常数；将功率开关的电流输入端与反激型变压器的初级线圈相连，初级线圈上的原边电流为I_P，反激型变压器的辅助绕组信号反馈回输入电路，次级线圈输出电流经输出电路的整流和滤波后得到恒定的输出电流提供给负载。本发明提出的上述方案，通过消磁时间调整功率开关的开关频率，消除了变压器感量变化导致电源系统的输出电流也存在偏差的影响，提高了输出电流的精度。

Description

恒定输出电流的方法及装置

技术领域

本发明涉及开关电源领域，具体而言，本发明涉及恒定输出电流的方法及装置。

背景技术

随着开关电源效率的提高，体积的减小和成本的降低，开关电源越来越被广泛地应用到电子产品中。在实际应用中，不仅需要控制开关电源的输出电压，也常常要求控制开关电源的输出电流，比如控制恒定的输出电流驱动LED、手机充电器、AC/DC电源适配器和移动设备的备用电源等。

目前，在反激型开关电源(反激型交流-直流变换器)应用中，有两种常见的恒定输出电流的控制方法。最常见的方法是利用变压器次级边，也叫开关电源的二次侧，输出电流的反馈信号参与调制，以控制输出电流。该方法可通过在变压器的次级输出端串联一个电阻来检测输出电流，控制该串联电阻两端的电压就可以控制输出电流。由于控制信号必须反馈到初级边也叫开关电源的一次侧来控制芯片，所以必须在初级边和次级边之间增加隔离器件，这样提高了电源系统成本。

另一种技术是利用变压器初级边反馈信号参与PWM(Pulse-WidthModulation，脉宽调制)控制。根据功率、电压和电流三者的关系：

P_out＝I_OUT*(V_OUT+V_D)            (1)

其中，P_out输出功率；I_OUT和V_OUT分别是输出电流和输出电压；V_D是次级边整流二极管的导通压降；又由于反激开关电源在DCM(DiscontinuousConduction Mode，断续工作模式)时：

$P_{\mathrm{ind}}=\frac{1}{2}*L_P*I_P^2*f---\left(2\right)$

其中，

P_ind是变压器初级电感中存储的能量；

L_P是初级线圈的电感量；

f是电源系统频率，也是功率开关的开关频率；

I_P是变压器初级线圈的峰值电流值，也是功率开关的电流输入端的输入电流。

在一个电源系统中，功率转换效率是相对固定的，忽略效率的损耗，变压器初级电感中存储的能量P_ind与输出功率P_out相等，因此，结合上述公式(1)、(2)可以得出：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{L_p\×I_P^2\×f}{2\×(V_{\mathrm{OUT}}+V_D)}---\left(3\right)$

当电源系统控制使得V_OUT+V_D与控制调制器IC的频率f线性变化，即

$k=\frac{f}{V_{\mathrm{OUT}}+V_D}---\left(4\right)$

并且控制变压器初级边电流I_P恒定，那么电源系统的输出电流I_OUT恒定。

另外的方法还包括专利申请号CN200810188245.6公开的一种控制开关电源输出电流的方法及控制器。上述方法是使得初级线圈的电流值的平方

与V_OUT+V_D成线性变化，即：

$m=\frac{I_P^2}{(V_{\mathrm{OUT}}+V_D)}---\left(5\right)$

同时，控制过程中采用固定的频率实现调制，因此输出电流是恒定的。

上述介绍的控制方法控制的输出电流，理论上讲都是精确控制、不变的。但在实际的批量生产过程中，由于变压器的电感量L_P不一致，则会存在偏差，并且会导致电源系统的输出电流也存在偏差。

因此，有必要提出一种有效的技术方案，解决由于变压器的电感量L_P不一致而导致输出电流非恒定的问题。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述技术缺陷之一，特别是通过消磁时间调整功率开关的开关频率，消除了变压器感量变化导致电源系统的输出电流也存在偏差的影响，提高了输出电流的精度。

为了达到上述目的，本发明的实施例一方面提出了一种恒定输出电流的方法，包括以下步骤：

输入电路接收外部输入的电压，驱动控制器与功率开关处于工作状态；

所述控制器控制所述功率开关，使得所述功率开关的电流输入端的输入电流，亦是反激变压器的原边电流I_P的峰值为恒定值，以及控制所述功率开关的开关频率f与反激型变压器的消磁时间Tdemag的乘积为恒定值，使得Tdemag*f＝c，c为常数；

将所述功率开关的电流输入端与所述反激型变压器的初级线圈相连，所述初级线圈的电流为I_P，从将所述反激型变压器的辅助线圈信号反馈回所述输入电路，所述的输出电路，将变压器的输出绕组的电流进行整流和滤波，而后输出恒定的输出电流。

本发明的实施例另一方面提出了一种恒定输出电流的装置，包括输入电路、控制器、功率开关及反激型变压器，

所述输入电路，用于接收外部输入的电压，驱动所述控制器与所述功率开关处于工作状态；

所述控制器，用于控制所述功率开关，使得所述功率开关电流输入端的输入电流I_P的峰值为恒定值，以及控制所述功率开关的开关频率f与所述反激型变压器的消磁时间Tdemag的乘积为恒定值，使得Tdemag*f＝c，c为常数；

所述功率开关，用于控制变压器的原边电流I_P，且电流输入端与所述反激型变压器的初级线圈相连；

所述反激型变压器，用于从次级线圈输出电流，以及从辅助线圈反馈与所述输入电路相连。

所述的输出电路，用于将变压器的输出绕组的电流进行整流和滤波，而后输出恒定的输出电流。

本发明提出的上述方案，通过消磁时间调整功率开关的开关频率，消除了变压器感量变化导致电源系统的输出电流也存在偏差的影响，提高了输出电流的精度。此外，本发明提出的技术方案结构简单，控制开关电源输出电流的控制器成本较低，有利于本发明技术方案的推广应用，具有很高的实用价值。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为本发明实施例恒定输出电流的方法流程图；

图2为本发明实施例恒定输出电流的装置结构示意图；

图3为本发明实施例的电路原理图示意图；

图4为本发明实施例控制器的原理示意图；

图5为本发明实施例采样保持与消磁时间检测电路示意图；

图6为本发明实施例对应图5电路的时序图；

图7为本发明实施例感量补偿电路示意图；

图8为本发明实施例对应图7电路的时序图；

图9为本发明实施例时钟产生及管理电路示意图。

具体实施方式

如没有特别声明，在本发明中，为了表述和行文方便，对同一技术特征采用了不同的技术术语，在本技术领域亦有不同的名称，但其实质含义或代表的或指向的对象一样，例如：

初级绕组、初级电感、初级线圈，均指变压器的初级线圈；

辅助绕组、辅助线圈，均指变压器的初级边的辅助线圈；

输出绕组、输出线圈、副边绕组、副边线圈、次级线圈、次级绕组，均指变压器的输出边线圈；

消磁时间，指变压器的输出绕组具有不为零电流持续的时间；

原边电流、原边峰值电流、初级线圈电流，均指变压器初级边的电流；

恒定输出电流、恒流输出，均指电源装置输出的电流是恒定的。

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

为了便于理解本发明，下面首先从原理上对本发明进行阐述。

反激型开关电源的输出电流为：

$\mathrm{Iout}=\frac{1}{2}*\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}*\mathrm{Ip}*\mathrm{Tdemag}*f.$

在该实现方法中，原边电流Ip恒定不变；不同变压器的感量L_P对应不同的消磁时间Tdemag，换句话说，相应的Tdemag代表了相应的L_P的变换。因此，本发明提出通过消磁时间调整频率，可以实现Tdemag*f＝c，c为常数，即可以实现电源系统的恒流输出。这样能解决在实际批量生产过程中，变压器的电感量L_P不一致引起的偏差，使得电源系统的输出电流不随变压器的感量变化，输出恒定不变。

具体推导如下：

从公式(2)可以得到，

$\mathrm{Pout}=\frac{1}{2}*\mathrm{Lp}*f*{\mathrm{Ip}}^2---\left(6\right)$

根据功率公式可知，

$\mathrm{Iout}=\frac{\mathrm{Pout}}{\mathrm{Vout}+V_D}=\frac{1}{2}*\mathrm{Lp}*{\mathrm{Ip}}^2*\frac{f}{\mathrm{Vout}+V_D}---\left(7\right)$

当感量没有偏差时，公式(7)式给出的电流是精确恒定的，但当感量不一致有偏差时，输出电流不再恒定，而是与感量成线性关系变化，从而在大量生产中会使得不同的系统输出的电流不一致。因此需要对感量进行补偿。

根据变压器的伏秒特性可知，

Lp*Ip＝Vin*Ton    (8)

$\mathrm{Vin}*\mathrm{Ton}=(\mathrm{Vout}+V_D)*\mathrm{Tdemag}*\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}---\left(9\right)$

其中，

Pout、L_P、f、I_P、V_D参数含义与背景技术部分介绍的一致；

Vin，表示电源系统的输入电压；

Ton，表示电源系统中功率开关管的导通时间；

Tdemag，表示变压器的消磁时间；

Np，表示变压器输入边的匝数；

Ns，表示变压器输出边的匝数；

将公式(8)、(9)代入公式(6)可得：

$\mathrm{Pout}=\frac{1}{2}*\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}*\mathrm{Ip}*(\mathrm{Vout}+V_D)*\mathrm{Tdemag}*f---\left(10\right)$

输出电流：

$\mathrm{Iout}=\frac{\mathrm{Pout}}{\mathrm{Vout}+V_D}=\frac{1}{2}*\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}*\mathrm{Ip}*\mathrm{Tdemag}*f---\left(11\right)$

那么，对比(7)(11)，可以得到控制方法，在频率随Vout+V_D变化的同时，频率反过来也补偿感量的变换，或者说感量也调制频率。

简单而言，需要使得Tdemag*f＝c(常数)；或者保证

那么输出电流就是恒定的，不受电感变化的影响。从理论上说常数c可以取任何小于1的正数，如

等任何值，通常从反激系统的工作原理以及效率角度考虑，c优选取值

从公式(8)、(9)可知，不同的感量L_P对应不同的消磁时间Tdemag，换句话说，相应的Tdemag代表了相应的L_P的变换。因此通过消磁时间调整频率可以实现Tdemag*f＝c，也就是实现了电源系统的恒流输出。

为了实现本发明之目的，本发明提出了一种恒定输出电流的方法，包括以下步骤：输入电路接收外部输入的电压，驱动控制器与功率开关处于工作状态；所述控制器控制所述功率开关，使得所述功率开关输入端的电流，亦是变压器的原边电流I_P的峰值为恒定值，以及控制所述功率开关的开关频率f与反激型变压器的消磁时间Tdemag的乘积为恒定值，使得Tdemag*f＝c，c为常数；将所述功率开关的电流输入端与所述反激型变压器的初级线圈相连，所述初级线圈上的原边电流为I_P，从将所述反激型变压器的辅助线圈信号反馈回所述输入电路，所述的输出电路，将变压器的输出绕组的电流进行整流和滤波，而后输出恒定的输出电流。

如图1所示，为本发明实施例恒定输出电流的方法流程图，包括以下步骤：

S110：接收外部输入的电压，驱动控制器与功率开关处于工作状态。

由于控制器和功率开关都需要在一定的电位状态才能进入工作状态，因此在步骤S110中，首先需要外部输入的电压，驱动控制器与功率开关处于工作状态。

S120：控制器控制功率开关控制的反激变压器的原边电流Ip的峰值为恒定值，以及功率开关的开关频率与反激型变压器的消磁时间的乘积为恒定值。

在步骤S120中，首先需要保证功率开关控制的反激变压器的原边电流的峰值为恒定值。例如，控制器控制CS端的电压值，从而控制所述功率开关的电流输入端的输入电流I_P。在现有技术中，通常已经有相应的技术手段实现上述要求。

作为本发发明的实施例，控制器控制功率开关的开关频率f与反激型变压器的消磁时间Tdemag的乘积为恒定值包括以下步骤：

控制器接收从反激型变压器的辅助线圈反馈的信号FB，检测反激型变压器每周期的消磁时间F_demag，以及产生采样保持电压VFB；

控制器根据每周期的消磁时间F_demag，产生对所述功率开关的开关频率的控制信号CDK；

控制器根据VFB信号与CDK信号，实现对功率开关的开关频率f进行控制，其中，

为常数，也就是保证Tdemag*f＝c，c为常数。若忽略感量Lp变化导致CDK对频率的控制，那么为常数；若考虑感量Lp变化导致CDK对频率的控制，那么

近似为常数。

在上述实施例中，功率开关为NMOS开关管、PMOS开关管或其它功率开关。

在上述实施例中，常数c为0＜c＜1。优选地，通常选常数c为0.5。

S130：反激型变压器的辅助绕组信号反馈回输入电路，输出绕组提供输出电流给输出电路。

在步骤S130中，将功率开关的电流输入端与反激型变压器的初级线圈相连，使得初级线圈上的原边电流为I_P，并将反激型变压器的辅助线圈信号反馈回所述输入电路，由于保证了功率开关的开关频率f与反激型变压器的消磁时间Tdemag的乘积为恒定值，从反激型变压器的次级线圈输出的将是恒定的电流。

S140：反激变压器的次级线圈输出电流经输出电路整流和滤波后得到恒定的输出电流。

在步骤S140中，输出电路将变压器的输出绕组的电流进行整流和滤波，而后输出恒定的输出电流。整流，例如二极管的输入端连接到变压器的次级绕组的输出，整流电路的输出端连接到滤波电路，例如单个的电容或π型滤波电路的输入，滤波后的电流提供给负载恒定的输出电流。

相应于上述方法，如图2所示，为本发明实施例恒定输出电流的装置结构示意图，包括输入电路10、控制器20、功率开关30、反激型变压器T0及输出电路40。

具体而言，输入电路10，用于接收外部输入的电压，驱动控制器20与功率开关30处于工作状态。

控制器20，用于控制功率开关30，使得功率开关30输入端电流，也就是变压器的原边电流I_P的峰值为恒定值，以及控制功率开关30的开关频率f与反激型变压器T0的消磁时间Tdemag的乘积为恒定值，使得Tdemag*f＝c，c为常数。

具体而言，控制器20包括比较器，其中，比较器用于控制CS端的电压值，从而控制功率开关30输入端电流，也就是变压器的原边电流I_P。

具体而言，控制器20还包括采样保持与消磁时间检测电路206、感量补偿电路209以及时钟产生及管理电路207。

采样保持与消磁时间检测电路206用于接收从反激型变压器T0的辅助线圈反馈的信号FB，检测反激型变压器T0每周期的消磁时间F_demag输入感量补偿电路209，以及产生采样保持电压VFB，并输入时钟产生及管理电路207。

感量补偿电路209用于接收采样保持与消磁时间检测电路206输入的每周期的消磁时间F_demag，产生控制信号CDK输入时钟产生及管理电路207。

时钟产生及管理电路207用于接收VFB信号与CDK信号，实现对功率开关30的开关频率f进行控制，其中，

为常数，也就是保证Tdemag*f＝c，c为常数。若忽略感量Lp变化导致CDK对频率的控制，那么

近似为常数。

功率开关30，用于控制反激变压器原边电流I_P，且电流输入端与反激型变压器T0的初级线圈相连。

在本发明中，功率开关30为NMOS开关管、PMOS开关管或其它功率开关。

通常，常数c为0＜c＜1。例如，常数c为

反激型变压器T0，用于从次级线圈输出电流，以及从辅助绕组反馈与输入电路10相连。

输出电路40，将变压器的输出绕组的电流进行整流和滤波，而后输出恒定的输出电流。

本发明提出的上述方案，通过消磁时间调整功率开关的开关频率，消除了变压器感量变化导致电源系统的输出电流也存在偏差的影响，提高了输出电流的精度。此外，本发明提出的技术方案结构简单，控制开关电源输出电流的控制器成本较低，有利于本发明技术方案的推广应用，具有很高的实用价值。

为了便于理解本发明，下面结合更具体、更完整的电路器件，对本发明上述提出的方法或装置作进一步阐述。

图3为应用本发明上述方法或装置的应用场景示意图，反激型开关电源由功率开关NMOS、反激型变压器T0、电阻器R1，R2、R3、R0，电容器C1、C0，二极管D1、D0和控制器20组成。由图3可知，变压器T0的输出电压，即负载电压V_OUT与整流二极管的导通压降V_D的和，与初级边辅助线圈的感应电压Vaux之间为线性关系，即：

Vaux＝n(V_OUT+V_D)              (12)

其中，n为变压器辅助线圈Na与输出边线圈Ns的匝数比。

而电阻器R1与电阻器R2对辅助线圈的感应电压Vaux进行分压，所以，通过检测电阻器R2的电压，即可检测到输出电压的缩放信号Vaux，检测到的电阻器R2两端的电压输入至控制器20的电压采样端口FB。通过检测电阻器R3(电阻器R3可以集成到控制器20的内部)两端的电压，即可检测到初级线圈电流I_P的值，电阻器R3两端的电压作为初级线圈电流I_P的等效信号输入至控制器20的电流采样端口CS，由欧姆定律可知Vcs＝Ip*R3。

图4示出了本发明的优选具体实施例的控制器的原理框图。由图4可知，控制器20包括内部电源产生电路201，内部电源产生电路是通过输入的高电压源VCC(本实例中是18V)产生内部的第二个电源VDD(本实例中是5V)，VDD是提供给控制器内部低压电路的电源，可以采用LDO(低压差线性稳压器)结构实现；基准电路202，基准电路用来产生控制器20需要的内部基准电压和基准电流，可以采用带隙基准电路与电流镜实现；比较器204，比较器204用来限制CS端的电压值，从而控制原边电流I_P电流的大小；CS前沿消隐电路205，前沿消隐电路用来消除开关管NMOS每个周期导通之初噪声等因素引起的CS电压的异常；过压过温保护电路210，过压过温保护电路用来保护控制器在过压或过温等异常情况下能正常关闭，保护整个电源系统不被烧毁；还包括FB采样保持与消磁时间检测电路206，时钟产生及管理电路207，D触发器208，感量补偿电路209，与门211。

FB采样保持与消磁时间检测电路206如图5所示。采样保持与消磁时间检测电路对应的时序波形如图6所示。控制器FB端口接收电源系统的电压反馈信号FB，FB输入到比较器1和比较器2的同相端，同时，FB经过采样开关K0有规律的打开与关断，本实例中K0设计在FB消磁时间(us量级)2/3时间对应处打开200ns，显然也可以设计在消磁时间结束的瞬间采样，或是其他时间，在电容器C2上得到采样保持电压VFB，VFB输入比较器1的反相端与FB信号比较，并且VFB用来控制振荡器的频率。比较器2的反相端可以接地(零电位)，比较器1的输出信号VF1与比较器2的输出信号VF2经过与门逻辑得到信号Ft0，Ft0输入到D触发器的时钟触发端；D触发器的复位信号是控制器20的内部模块电路208的输出信号PFM，PFM信号主要用来控制电源系统的开关管NMOS的导通与关断的信号。Ft0的反逻辑信号与Ft1进行或非门逻辑得到消磁时间检测信号F_demag；F_demag高电平的时间表示了变压器每周期的消磁时间。

图7示出了本发明的优选具体实施例的控制器的优选的感量补偿电路209。图5电路检测出了消磁时间，控制器检测到消磁时间之后，通过消磁时间对频率进行控制，从而补偿感量变化的影响。图8示出图7的时序图。消磁时间检测信号F_demag与电源系统时钟的二分频信号F_div2进行与门逻辑，实现隔周期的消磁时间使能选择，选择出的隔周期的消磁时间信号控制电流I0电流对电容器C3充电，充放电电容C3的电压又输入到R-S触发器，触发器的输出F_dg又作为D触发器的时钟，同时又反馈控制C3的放电电流，因为C3充放电的电流相同，例如，本实例中电流I0等于10uA，电容C3等于3pF，因此F_dg的控制C3的放电时间(设定F_dg高电平时C3放电，即C3放电时间等于F_dg高电平时间)与此时前一个周期的F_demag的高电平时间相等(设定F_demag高电平时C3充电，即C3充电时间等于F_demag高电平时间)，即：F_dg的高电平时间代表了前一个周期的消磁时间Tdemag。D触发器的D端输入信号Fref是时钟管理模块产生的，Fref是通过电源系统时钟与电源系统时钟二分频信号进行逻辑产生的，Fref的低电平的时间表示了电源系统时钟的半个周期的时间T/2。F_dg对Fref信号进行采样，当下降沿采样时，触发器QB输出CDK信号为高时，表示消磁时间Tdemag小于电源系统的半个周期T/2，当CDK信号为低时，表示消磁时间Tdemag大于电源系统的半个周期T/2；利用产生的CDK信号对电源系统时钟周期进行控制，通过电源系统的逐周期的控制，系统稳定时，可近似认为：Tdemag＝T/2，即：

$\mathrm{Tdemag}*\frac{1}{T}=\mathrm{Tdemag}*f=\frac{1}{2}---\left(14\right)$

为了便于理解本发明上述公开的方法或装置，下面进一步描述CDK如何对频率进行控制。

图9示出了本发明的优选具体实施例的控制器的优选时钟产生及管理电路207。时钟产生及管理电路207可以细分为三个部分，FB电压控制电流电路271，CDK控制电流电路272，频率生成及逻辑电路273。

公式(7)重写如下：

$\mathrm{Iout}=\frac{\mathrm{Pout}}{\mathrm{Vout}+V_D}=\frac{1}{2}*\mathrm{Lp}*{\mathrm{Ip}}^2*\frac{f}{\mathrm{Vout}+V_D}---\left(15\right)$

通过电源系统可知

$\mathrm{VFB}=\frac{R2}{R1+R2}*\mathrm{Vaux}---\left(16\right)$

Vaux＝n*(Vout+V_D)            (17)

即：

$\mathrm{VFB}=\frac{R2}{R1+R2}*n*(\mathrm{Vout}+V_D)---\left(18\right)$

上面公式表示VFB与Vout+V_D是成倍数关系的，将公式18代入公式15可得，

$\mathrm{Iout}=\frac{1}{2}*\mathrm{Lp}*{\mathrm{Ip}}^2*\frac{f}{\mathrm{VFB}}*\frac{R1+R2}{n*R2}---\left(19\right)$

从公式19可知，当Lp、Ip固定，电源系统的频率f与VFB的比值

(常数)时，电源系统输出恒定的电流Iout。

FB电压控制电流电路271采用LDO结构，误差放大器正负两端的电压相等，即R5的电压等于VFB，则有

$I3=\frac{\mathrm{VFB}}{R5}---\left(20\right)$

FB通过控制电流I3来控制频率的变化。

CDK控制电流电路272，CDK是感量补偿模块209产生的控制信号，当CDK信号为高时，表示消磁时间Tdemag小于系统的半个周期T/2，当CDK信号为低时，表示消磁时间Tdemag大于系统的半个周期T/2。其中NMOS1电流可以表示为，

$I_{\mathrm{NMOS}1}=\frac{V_{C4}-\mathrm{Vth}}{R4}$

当PMOS1、PMOS2组成的电流镜采用相同宽长比时，那么

$I2=I_{\mathrm{NMOS}1}=\frac{V_{C4}-\mathrm{Vth}}{R4}---\left(21\right)$

CDK为高时，CDK控制电流对电容器C4进行放电，C4电压Vc4减小，电流I2减小，由I2去控制系统频率提高；CDK为低时，控制电流对电容器C4进行充电，C4电压Vc4增大，电流I2增大，由I2控制系统频率降低。

频率生成及逻辑电路273利用FB电压控制电流电路271产生的电流I3和CDK控制电流电路272产生的电流I2对电容器C5进行充放电，其中充电电流

I4＝k3*I3-k2*I2          (22)

放电电流

I5＝k1*I3                (23)

根据电量公式，

I4*Tr＝C5*ΔV            (24)

I5*Tf＝C5*ΔV            (25)

其中，

Tr，表示充电时间；

Tf，表示放电时间；

ΔV，表示基准电压Vref1与Vref0之差的绝对值，本实例中可以设定为2.5V。

那么充放电的周期T0：

T0＝Tr+Tf                (26)

将公式(22)、(23)、(24)、(25)代入公式26得，

$T0=\frac{C5*\mathrm{\ΔV}}{k3*I3-k2*I2}+\frac{C5*\mathrm{\ΔV}}{k1*I3}---\left(27\right)$

将公式(20)、(21)代入上式，可得C5的充放电频率f0，

$f0=\frac{1}{T0}=\frac{\frac{k1*\mathrm{VFB}}{R5}}{C5*\mathrm{\ΔV}}*\frac{(k3*\frac{\mathrm{VFB}}{R5}-k2*\frac{\mathrm{Vc}4-\mathrm{Vth}}{R4})}{(k1+k3)*\frac{\mathrm{VFB}}{R5}-k2*\frac{\mathrm{Vc}4-\mathrm{Vth}}{R4}}---\left(28\right)$

电源系统时钟f是C5的充放电频率f0经过二分频得到的，即：

$f=\frac{f0}{2}=\frac{\frac{k1*\mathrm{VFB}}{R5}}{2*C5*\mathrm{\ΔV}}*\frac{(k3*\frac{\mathrm{VFB}}{R5}-k2*\frac{\mathrm{Vc}4-\mathrm{Vth}}{R4})}{(k1+k3)*\frac{\mathrm{VFB}}{R5}-k2*\frac{\mathrm{Vc}4-\mathrm{Vth}}{R4}}---\left(29\right)$

那么，

$\frac{f}{\mathrm{VFB}}=\frac{k1}{2*R5*C5*\mathrm{\ΔV}}*\frac{(k3*\frac{\mathrm{VFB}}{R5}-k2*\frac{\mathrm{Vc}4-\mathrm{Vth}}{R4})}{(k1+k3)*\frac{\mathrm{VFB}}{R5}-k2*\frac{\mathrm{Vc}4-\mathrm{Vth}}{R4}}---\left(30\right)$

假如没有感量补偿电路，那么没有CDK控制信号，即：

$\frac{V_{C4}-\mathrm{Vth}}{R4}=0,$ 那么

当忽略感量差异的影响时，结合公式(19)可知，输出电流也是恒定的。但不忽略感量变化的差异时，结合公式(19)可知，输出电流会出现不同的差异。

在本发明及实施例中，由于有了感量补偿电路，那么

会随着感量大小的变化而变化，不同的感量Lp产生对应的消磁时间Tdemag，对应的Tdemag产生相应的CDK信号，CDK再控制得到相应的

从而对频率进行了补偿修正，经过感量补偿对频率的控制，使得Tdemag*f＝1/2，结合前面的公式(11)，可知输出电流是恒定的，不随感量的差异而变化。

显然，上述完整披露本发明公开的方法或装置的应用实例只是本发明保护范围的一部分，仅用于解释本发明。例如，输入电路、控制器、功率开关和变压器在不同的应用场合可能会通过不同的形态体现，上述器件配合操作得到的方法或顺序连接得到的装置，只要不违背本发明的旨意，均应视为属于本发明的保护范围。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。

上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅是本发明的实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种恒定输出电流的装置，其特征在于，包括输入电路、控制器、功率开关、反激型变压器及输出电路，

所述输入电路，用于接收外部输入的电压，驱动所述控制器与所述功率开关处于工作状态；

所述控制器，用于控制所述功率开关，使得所述功率开关的电流输入端的输入电流I_P的峰值为恒定值，以及控制所述功率开关的开关频率f与所述反激型变压器的消磁时间Tdemag的乘积为恒定值，使得Tdemag*f=c，c为常数；

所述功率开关，用于控制变压器原边电流I_P，且电流输入端与所述反激型变压器的初级线圈相连；

所述反激型变压器，用于从次级线圈输出电流，以及从辅助线圈反馈与所述输入电路相连；

所述输出电路，用于将变压器的输出绕组的电流进行整流和滤波，而后输出恒定的输出电流；

其中，所述控制器还包括采样保持与消磁时间检测电路、感量补偿电路以及时钟产生及管理电路，

所述采样保持与消磁时间检测电路用于接收从所述反激型变压器的初级边辅助线圈反馈的信号FB，检测所述反激型变压器每周期的消磁时间F_demag输入所述感量补偿电路，以及产生采样保持电压VFB，并输入所述时钟产生及管理电路；

所述感量补偿电路用于接收所述采样保持与消磁时间检测电路输入的每周期的消磁时间F_demag，产生控制信号CDK输入所述时钟产生及管理电路；

所述时钟产生及管理电路用于接收所述VFB信号与所述CDK信号，实现对所述功率开关的开关频率f进行控制，其中，Lp*f/VFB为常数，Lp是变压器的初级线圈的电感量。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述控制器包括比较器，

所述比较器用于控制功率开关的电流采样端口CS的电压值，从而控制所述功率开关的电流输入端的输入电流I_P。

3.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述功率开关为NMOS开关管或PMOS开关管。

4.如权利要求1至3任意之一所述的装置，其特征在于，所述常数c为0<c<1。

5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述常数c为1/2。

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