CN104092384A - 一种基于原边反馈的反激变换器的输出电压采样方法及其系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于原边反馈的反激变换器的输出电压采样方法及其系统，利用辅助绕组上的电压信息，根据反激变换器前一开关周期的输出电压反馈量和本开关周期辅助绕组上的电压信息调整本周期的输出电压反馈量，从而精确采样输出电压。采样的输出电压反馈量用于产生控制开关管工作的开关信号，可以实现反激变换器的恒压输出。本发明不需要额外的采样保持电路，易于实现模块化和集成化，降低采样成本。

Description

一种基于原边反馈的反激变换器的输出电压采样方法及其系统

技术领域

本发明属于隔离式电源变换器技术领域，特别涉及一种基于原边反馈的反激变换器的输出电压采样方法及其系统。 

背景技术

随着便携式电子设备的迅猛发展，隔离式电源变换器得到快速发展。其中，反激变换器由于效率高、结构简单、成本低等优点，在电源适配器、充电器市场占据主要地位。 

传统的隔离式电源变换器直接采样副边绕组的输出电压，其结构框图如图1所示。虽然这种采样方案可以直接得到输出电压，但是为了隔离输入输出，需要采用光耦元件，而光耦元件一般体积较大，且其精度受外界环境因素影响很大。 

为了解决光耦隔离的问题，原边反馈的反激变换器被广泛采用，其结构框图如图2所示，反馈电压通过一个辅助绕组采样。由于辅助绕组上的电压并不能完全反应输出电压，辅助绕组的电压V_AUX波形如图5所示。一般采样输出电压的方法是在开关管信号V_G关断后延迟一个固定的时间t_delay采样作为反馈量V_FB。这种采样方法需要采样保持电路，实现起来比较复杂，而且采样的电压并不完全等于输出电压，采样电压和输出电压之间存在误差，而且这种误差随着系统的负载条件及其他参数的变化而改变，采样精度差。 

发明内容

本发明针对现有采样技术存在的技术缺陷，提供了一基于种原边反馈的反激变换器的输出电压采样方法及其系统，能够精确采样反激变换器的输出电压。 

本发明采用的技术方案是：一种基于原边反馈的反激变换器的输出电压采样方法，通过采样辅助绕组上的电压信息获得反激变换器的输出电压，其特征在于，根据反激变换器前一开关周期的输出电压反馈量和本开关周期辅助绕组上的电压信息调整本开关周期的输出电压反馈量，用于产生控制反激变换器中开关管工作的开关信号V_G，实现反激变换器的恒压输出，从而得到精确的输出电压，包括以下步骤： 

(1)采样本开关周期的辅助绕组上电压信号V_AUX，并通过数模转换器将前一开关周期输出电压反馈数字量V_FB转换成前一开关周期的输出电压反馈模拟量V_fb； 

(2)将本开关周期辅助绕组上的电压信号V_AUX分别与设定的上边界电压V_fb，max和下边界电压V_fb，min进行比较，分别得到反馈电压上限边界信号MAX和下限边界信号MIN； 

(3)将本开关周期辅助绕组上的电压信号V_AUX与前一开关周期的输出电压反馈模拟量V_fb进行比较得到反馈比较信号AUX； 

(4)开关管控制信号V_G翻转为零之后，根据反馈比较信号AUX得到本开关周期的辅助绕组上电压信号V_AUX和前一开关周期的输出电压反馈模拟量V_fb的第一次相交时刻t₁，在设定的时间t_gap之后产生电压下降信号GAP，使V_fb降低ΔV，得到AUX第二次高电平持续时间Count； 

(5)根据反馈电压上限边界信号MAX、下限边界信号MIN、反馈比较信号AUX、电压下降信号GAP和AUX第二次高电平持续时间Count，通过以下的关系表达式，求得反激变换器本开关周期输出电压的反馈量的V_FB； 

当MAX＝1时，V_FB[k]＝V_FB，max； 

当MIN＝1时，V_FB[k]＝V_FB，min； 

当MAX＝MIN＝0时，如果Count<2，则V_FB[k]＝V_FB[k-1]+1；如果Count＝2，则V_FB[k]＝V_FB[k-1]；如果Count>2，则V_FB[k]＝V_FB[k-1]-1； 

其中，k表示周期数，V_FB[k]是本开关周期输出电压的反馈数字量，V_FB[k-1]是前一开关周期输出电压的反馈数字量，V_FB，max是设定的输出电压的反馈量上限值，V_FB，min是设定的输出电压的反馈量下限值； 

(6)根据本开关周期的V_FB，通过数字PI单元和数字PWM得到反激变换器中开关管Q1的控制信号，以控制开关管Q1的导通和关断。 

根据上述原边反馈的反激变换器的输出电压采样方法设计的采样系统，其特征在于，包括电压采样模块、数字PI模块和数字PWM模块，电压采样模块采样本开关周期辅助绕组上的电压信息V_AUX后，得到本开关周期的输出电压反馈数字量V_FB输出至数字PI单元，数字PI单元根据输出电压反馈量产生占空比信号d输出至数字PWM单元，数字PWM根据占空比信号d产生开关管控制信号V_G输出至反激变换器中开关管Q1的栅极，从而控制开关管Q1的工作状态；其中： 

电压采样模块包括上限边界比较器COMP_max、下限边界比较器COMP_min和反馈比较器COMP_aux、波形分析模块、数模转换器DAC和输出电压反馈量计算模块，上限边界比较器COMP_max的正端与下限边界比较器COMP_min的负端及反馈比较器COMP_aux的正端互连并连接辅助绕组电压V_AUX，上限边界比较器的负端连接上限电平V_fb，max，上限边界比较器COMP_max输出上限边界信号MAX连接输出电压反馈量计算模块的一个输入端；下限边界比较器COMP_min的正端连接下限电平V_fb，min，下限边界比较器COMP_min输出下限边界信号MIN连接输出电压反馈量计算模块的另一个输入端，反馈比较器COMP_aux输出反馈信号AUX连接波形分析模块输入端，波形分析模块 分别输出电压下降信号GAP及AUX第二次高电平持续时间Count分别连接数模转换器DAC及输出电压反馈量计算模块，输出电压反馈量计算模块的输出连接数模转换器DAC，数模转换器DAC输出反馈电压V_fb或V_fb-ΔV连接反馈比较器COMP_aux的负端； 

波形分析模块根据反馈比较信号AUX，在开关管控制信号V_G翻转为零之后，在AUX第一次下降之后的一段时间t_gap之后产生电压下降信号GAP，并通过计数器计数得到AUX第二次高电平持续时间Count，电压下降信号GAP输入到数模转换器DAC，AUX第二次的高电平持续时间Count输入到输出电压反馈量计算模块； 

输出电压反馈量计算模块根据反馈电压上限边界信号MAX、下限边界信号MIN、反馈比较和AUX高电平第二次持续时间Count，求得反激变换器本开关周期输出电压的反馈数字量V_FB； 

数模转换器DAC将输出电压产生模块的输出数字量转化成输出电压的模拟量V_fb，并在接收到GAP信号之后将输出电压模拟量降低ΔV得到V_fb-ΔV，用于反馈比较器COMP_aux的输入。 

本发明的优点及显着效果：本发明利用辅助绕组上的电压信息，根据前一周期采样电压信息和本周期辅助绕组电压信息调整反馈量，从而精确采样输出电压。本发明不需要额外的采样保持电路，易于实现模块化和集成化，降低采样成本。 

附图说明

图1是传统基于副边绕组采样控制的反激变换器电路结构图； 

图2是传统基于原边绕组采样控制的反激变换器电路结构图； 

图3采用本发明采样方法的原边反馈反激变换器电路结构图； 

图4是本发明电压采样模块的结构框图； 

图5是基于传统原边反馈反激变换器的工作波形； 

图6(a)是采样电压在拐点之前的工作波形； 

图6(b)是采样电压在拐点上的工作波形； 

图6(c)是采样电压在拐点之后的工作波形； 

图7是本发明的输出电压采样反馈数字量产生流程图。 

具体实施方式

为了具体描述本发明，下面结合附图对本发明具体实施方案进行详细说明。 

如图3，本发明基于原边反馈的反激变换器的输出电压采样方法设计的采样系统，包括电压采样模块、数字PI模块和数字PWM模块，电压采样模块采样本开关周期辅助绕 组上的电压信息V_AUX后，得到本开关周期的输出电压反馈数字量V_FB输出至数字PI单元，数字PI单元根据输出电压反馈量产生占空比信号d输出至数字PWM单元，数字PWM根据占空比信号d产生开关管控制信号V_G输出至反激变换器中开关管Q1的栅极，从而控制开关管Q1的工作状态。 

电压采样模块的结构如图4，包括上限边界比较器COMP_max、下限边界比较器COMP_min和反馈比较器COMP_aux、波形分析模块、数模转换器DAC和输出电压反馈量计算模块。上限边界比较器COMP_max用来产生上限边界信号MAX，下限边界比较器COMP_min用来产生下限边界信号MIN，反馈比较器COMP_aux用来产生反馈信号AUX。上限边界比较器COMP_max的正端与下限边界比较器COMP_min的负端及反馈比较器COMP_aux的正端互连并连接辅助绕组电压V_AUX，上限边界比较器的负端连接上限电平V_fb，max，上限边界比较器COMP_max输出上限边界信号MAX连接输出电压反馈量计算模块的一个输入端；下限边界比较器COMP_min的正端连接下限电平V_fb，min，下限边界比较器COMP_min输出下限边界信号MIN连接输出电压反馈量计算模块的另一个输入端，反馈比较器COMP_aux输出反馈信号AUX连接波形分析模块输入端，波形分析模块分别输出电压下降信号GAP及AUX第二次高电平持续时间Count分别连接数模转换器DAC及输出电压反馈量计算模块，输出电压反馈量计算模块输出反馈信号V_FB连接数模转换器DAC，数模转换器DAC输出反馈电压V_fb或V_fb-ΔV连接反馈比较器COMP_aux的负端。波形分析模块根据反馈比较信号AUX，在开关管控制信号V_G翻转为零之后，在AUX第一次下降之后的一段时间t_gap之后产生电压下降信号GAP，并通过计数器计数得到AUX第二次高电平持续时间Count，电压下降信号GAP输入到数模转换器DAC，AUX第二次的高电平持续时间Count输入到输出电压反馈量计算模块。输出电压反馈量计算模块根据反馈电压上限边界信号MAX、下限边界信号MIN、反馈比较和AUX高电平第二次持续时间Count，求得反激变换器本开关周期输出电压的反馈数字量V_FB。数模转换器DAC将输出电压产生模块的输出数字量转化成输出电压的模拟量V_fb，并在接收到GAP信号之后将输出电压模拟量降低ΔV得到V_fb-ΔV，用于反馈比较器COMP_aux的输入。 

图5是基于原边反馈的反激变换器的工作波形，其中I_P是原边绕组电流，I_S为输出绕组的电流，V_AUX是辅助绕组的电压，V_G是开关管控制信号。 

当V_G为1时，开关管Q1导通，变压器T1储存能量，原边绕组电流I_P逐渐上升，而输出续流二极管D1关断，输出绕组电流I_S为零，辅助绕组的电压V_AUX为： 

$A_{\mathrm{AUX}}=-\frac{N_{\mathrm{AUX}}}{N_P}{V}_{\mathrm{IN}}---\left(1\right)$

其中，N_P是原边绕组匝数，N_AUX是辅助绕组匝数，V_IN是原边绕组输入电压，此时V_AUX是负值。 

当V_G为0时，开关管Q1关断，变压器T1传递能量，原边绕组电流I_P迅速由峰值I_PP降低到零，输出续流二极管D1导通，输出绕组电流I_S迅速上升到峰值I_PS后开始下降。根据I_S的不同，辅助绕组上电压V_AUX可以分为三个阶段： 

(1)在I_S下降到零之前，辅助绕组上电压V_AUX为： 

$V_{\mathrm{AUX}}=(V_O+V_D+I_S*r_p)\frac{N_{\mathrm{AUX}}}{N_S}---\left(2\right)$

其中，N_S是输出绕组匝数，V_O是输出电压，V_D是二极管两端压降，r_p是二极管寄生电阻。 

(2)在I_S为零时，V_D为零，I_S为零，此时辅助绕组上电压V_AUX为： 

$V_{\mathrm{AUX}}=V_O\frac{N_{\mathrm{AUX}}}{N_S}---\left(3\right)$

此时，辅助绕组电压V_AUX与输出电压V_O呈比例关系，V_AUX完全反映V_O的信息，称为拐点。 

(3)在I_S下降为零以后，由于原边电感L_m和开关管寄生电容C_P之间发生谐振，此时辅助绕组上电压V_AUX为： 

$V_{\mathrm{AUX}}=V_O\frac{N_{\mathrm{AUX}}}{N_S}{e}^{-\mathrm{\&alpha;t}}\cos \left(\frac{t}{\sqrt{L_m{C}_p}}\right)---\left(4\right)$

其中，L_m是变压器原边绕组电感，C_p是开关管Q1寄生电容，α是衰减系数。 

从三个阶段可以看出，只有在拐点时刻辅助绕组电压V_AUX才能完全反映输出电压。而由图5可知，在拐点之前，输出电压下降平缓，在拐点之后输出电压迅速衰减，针对这个特点，本发明提出一种反激变换器输出电压的控制方法，具体步骤如下： 

(1)采样本开关周期的辅助绕组上电压信号V_AUX，并通过数模转换器将前一开关周期输出电压反馈数字量V_FB转换成前一开关周期的输出电压反馈模拟量V_fb； 

(2)将本开关周期辅助绕组上的电压信号V_AUX分别与设定的上边界电压V_fb，max和下边界电压V_fb，min进行比较，分别得到反馈电压上限边界信号MAX和下限边界信号MIN； 

(3)将本开关周期辅助绕组上的电压信号V_AUX与前一开关周期的输出电压反馈模拟量V_fb进行比较得到反馈比较信号AUX； 

(4)开关管控制信号V_G翻转为零之后，根据反馈比较信号AUX得到本开关周期的辅助绕组上电压信号V_AUX和前一开关周期的输出电压反馈模拟量V_fb的第一次相交时刻 t₁，在设定的时间t_gap之后产生电压下降信号GAP，使V_fb降低ΔV，得到AUX第二次高电平持续时间Count； 

(5)根据反馈电压上限边界信号MAX、下限边界信号MIN、反馈比较信号AUX、电压下降信号GAP和AUX第二次高电平持续时间Count，通过以下的关系表达式，求得反激变换器本开关周期输出电压的反馈量的V_FB； 

当MAX＝1时，V_FB[k]＝V_FB，max； 

当MIN＝1时，V_FB[k]＝V_FB，min； 

当MAX＝MIN＝0时，如果Count<2，则V_FB[k]＝V_FB[k-1]+1；如果Count＝2，则V_FB[k]＝V_FB[k-1]；如果Count>2，则V_FB[k]＝V_FB[k-1]-1； 

其中，k表示周期数，V_FB[k]是本开关周期输出电压的反馈数字量，V_FB[k-1]是前一开关周期输出电压的反馈数字量，V_FB，max是设定的输出电压的反馈量上限值，V_FB，min是设定的输出电压的反馈量下限值； 

(6)根据本开关周期的V_FB，通过数字PI单元和数字PWM得到反激变换器中开关管Q1的控制信号，以控制开关管Q1的导通和关断。 

图6是所提出的电压采样方法的工作波形，将V_fb和V_fb-ΔV的中点设置在拐点位置对应的电压值。 

图6(a)是某一周期反馈电压高于拐点电压，在t₂时刻之后的反馈电压比较信号AUX高电平持续时间Count大于1，可以判断前一周期的反馈电压在拐点之前，调整本周期反馈量降低。 

图6(b)是某一周期反馈电压等于拐点电压，在t₂时刻之后的反馈电压比较信号AUX高电平持续时间Count等于1，可以判断前一周期的反馈电压在拐点上，维持本周期反馈量不变。 

图6(c)是某一周期反馈电压高于拐点电压，在t₂时刻之后的反馈电压比较信号AUX高电平持续时间Count等于0，可以判断前一周期的反馈电压在拐点之后，调整本周期反馈量增加。 

图7是所提出的输出电压控制方法的产生电压反馈量的流程图，t1时刻之后，计数器gap启动，gap计数到t_gap之后，DAC的输出电压V_fb降低ΔV，然后根据输出的Count值判断本周期的采样电压反馈量的输出。如果Count小于2，则表示V_FB[k-1]偏小，则V_FB[k]＝V_FB[k-1]+1；如果Count等于2，则表示V_FB[k-1]对应拐点，则V_FB[k]＝V_FB[k-1]；如果Count大于2，则表示V_FB[k-1]偏大，则V_FB[k]＝V_FB[k-1]-1。另外根据图4，所提出的输出电压控制方法设定了反馈量的上下边界，使得电压反馈量限定在V_FB，min～V_FB，max范围内。 

Claims (2)

1.一种基于原边反馈的反激变换器的输出电压采样方法，通过采样辅助绕组上的电压信息获得反激变换器的输出电压，其特征在于，根据反激变换器前一开关周期的输出电压反馈量和本开关周期辅助绕组上的电压信息调整本开关周期的输出电压反馈量，用于产生控制反激变换器中开关管工作的开关信号V_G，实现反激变换器的恒压输出，从而得到精确的输出电压，包括以下步骤：

(1)采样本开关周期的辅助绕组上电压信号V_AUX，并通过数模转换器将前一开关周期输出电压反馈数字量V_FB转换成前一开关周期的输出电压反馈模拟量V_fb；

(2)将本开关周期辅助绕组上的电压信号V_AUX分别与设定的上边界电压V_fb，max和下边界电压V_fb，min进行比较，分别得到反馈电压上限边界信号MAX和下限边界信号MIN；

(3)将本开关周期辅助绕组上的电压信号V_AUX与前一开关周期的输出电压反馈模拟量V_fb进行比较得到反馈比较信号AUX；

(4)开关管控制信号V_G翻转为零之后，根据反馈比较信号AUX得到本开关周期的辅助绕组上电压信号V_AUX和前一开关周期的输出电压反馈模拟量V_fb的第一次相交时刻t₁，在设定的时间t_gap之后产生电压下降信号GAP，使V_fb降低ΔV，得到AUX第二次高电平持续时间Count；

(5)根据反馈电压上限边界信号MAX、下限边界信号MIN、反馈比较信号AUX、电压下降信号GAP和AUX第二次高电平持续时间Count，通过以下的关系表达式，求得反激变换器本开关周期输出电压的反馈量的V_FB；

当MAX＝1时，V_FB[k]＝V_FB，max；

当MIN＝1时，V_FB[k]＝V_FB，min；

当MAX＝MIN＝0时，如果Count<2，则V_FB[k]＝V_FB[k-1]+1；如果Count＝2，则V_FB[k]＝V_FB[k-1]；如果Count>2，则V_FB[k]＝V_FB[k-1]-1；

其中，k表示周期数，V_FB[k]是本开关周期输出电压的反馈数字量，V_FB[k-1]是前一开关周期输出电压的反馈数字量，V_FB，max是设定的输出电压的反馈量上限值，V_FB，min是设定的输出电压的反馈量下限值；

(6)根据本开关周期的V_FB，通过数字PI单元和数字PWM得到反激变换器中开关管Q1的控制信号，以控制开关管Q1的导通和关断。

2.根据权利要求1所述基于原边反馈的反激变换器的输出电压采样方法的采样系统，其特征在于，包括电压采样模块、数字PI模块和数字PWM模块，电压采样模块采样本开关周期辅助绕组上的电压信息V_AUX后，得到本开关周期的输出电压反馈数字量V_FB输出至数字PI单元，数字PI单元根据输出电压反馈量产生占空比信号d输出至数字PWM单元，数字PWM根据占空比信号d产生开关管控制信号V_G输出至反激变换器中开关管Q1的栅极，从而控制开关管Q1的工作状态；其中：

电压采样模块包括上限边界比较器COMP_max、下限边界比较器COMP_min和反馈比较器COMP_aux、波形分析模块、数模转换器DAC和输出电压反馈量计算模块，上限边界比较器COMP_max的正端与下限边界比较器COMP_min的负端及反馈比较器COMP_aux的正端互连并连接辅助绕组电压V_AUX，上限边界比较器的负端连接上限电平V_fb，max，上限边界比较器COMP_max输出上限边界信号MAX连接输出电压反馈量计算模块的一个输入端；下限边界比较器COMP_min的正端连接下限电平V_fb，min，下限边界比较器COMP_min输出下限边界信号MIN连接输出电压反馈量计算模块的另一个输入端，反馈比较器COMP_aux输出反馈信号AUX连接波形分析模块输入端，波形分析模块分别输出电压下降信号GAP及AUX第二次高电平持续时间Count分别连接数模转换器DAC及输出电压反馈量计算模块，输出电压反馈量计算模块的输出连接数模转换器DAC，数模转换器DAC输出反馈电压V_fb或V_fb-ΔV连接反馈比较器COMP_aux的负端；

波形分析模块根据反馈比较信号AUX，在开关管控制信号V_G翻转为零之后，在AUX第一次下降之后的一段时间t_gap之后产生电压下降信号GAP，并通过计数器计数得到AUX第二次高电平持续时间Count，电压下降信号GAP输入到数模转换器DAC，AUX第二次的高电平持续时间Count输入到输出电压反馈量计算模块；

输出电压反馈量计算模块根据反馈电压上限边界信号MAX、下限边界信号MIN、反馈比较和AUX高电平第二次持续时间Count，求得反激变换器本开关周期输出电压的反馈数字量V_FB；

数模转换器DAC将输出电压产生模块的输出数字量转化成输出电压的模拟量V_fb，并在接收到GAP信号之后将输出电压模拟量降低ΔV得到V_fb-ΔV，用于反馈比较器COMP_aux的输入。