CN104660054B - 一种适用于原边反馈反激变换器的跳脉冲模式psm控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于原边反馈反激变换器的跳脉冲模式PSM控制方法，通过辅助绕组间接采样输出电压，将其值经过比较模块输出，再加上峰值电流模块和跳周期计算模块的判断，从而在跳周期控制模块中选择合适的跳周期模式，最后经由DPWM模块输出合适的占空比来驱动开关MOS管，来控制数字电源的稳压输出。采用这种方法，不仅可以通过在一部分开关周期内关断系统的一部分电路模块来达到高轻载效率，而且与传统的PFM控制系统相比，PSM控制更为简单，可控的频率范围使得滤波更为容易，还可以有效的降低EMI。

Description

一种适用于原边反馈反激变换器的跳脉冲模式PSM控制方法

技术领域

本发明属于数字开关电源领域，尤其涉及一种适用于原边反馈反激变换器的跳脉冲模式PSM控制方法，该方法可以提高原边反馈反激变换器的轻载效率。

背景技术

随着便携式电子产品的日益发展和广泛应用，隔离式AC-DC反激开关电源转换器因其电路结构简单、能够高效地提供多路直流输出、且实现了从输入到输出的完全隔离、也不需要输出滤波电感、体积小、功率密度大、制造成本低，从而在电源适配器中占有很大的市场。

传统的反激式AC-DC开关转换器采用副边反馈，也就是利用光耦合器来实现输出电压的反馈和电气隔离。但是光耦合器的电流传输比会随着温度的变化会呈非线性变化，从而影响到输出电压采样的精度。而原边反馈控制方案直接从原边绕组或辅助绕组上采样得到精确的输出电压信号，不仅避免了使用光耦合器又可以带来高集成度、低成本、低功耗等优点，因此原边反馈技术得到越来越广泛的应用。

在世界能源日益紧缺的今天，节能减排已经成为发展的主流趋势，世界能源标准的要求也在一步步提高，不仅规定了转换器在25％、50％、75％、100％负载条件下的最低平均效率值，还规定了不同功率级电源的待机功耗值，并且，电子产品在大部分时间内都工作在轻载或待机条件下，因此，提高轻载效率和减小待机功耗势在必行。

副边反馈AC-DC开关电源转换器在轻载时通常会采用PSM或BURST控制模式通过关断一部分开关周期来提高轻载效率，该方法电路结构简单，但在传统的控制方案中无法应用于原边反馈结构中，因为一旦关断一个开关周期后副边绕组上的电压会一直衰减振荡以致无法再检测正确的V_knee反馈数字信号。而原边反馈AC-DC开关电源转换器在轻载时只能使用脉冲频率调制模式(PFM)，该方法的效率在轻载时较PSM或BURST模式要低，而且有频率变化范围很大不利于后级滤波、电路结构复杂、EMI性能较差的缺点。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明提出了一种适用于原边反馈反激变换器的跳脉冲模式PSM控制方法，采用如下技术方案：一种适用于原边反馈反激变换器的跳脉冲模式PSM控制方法，其特征在于，基于包括采样电路、误差比较模块、峰值电流控制模块、跳周期控制模块、跳周期计数模块和DPWM模块构成的环路控制系统，在轻载条件下，该环路控制系统通过采样电路采样辅助绕组上的膝电压值V_knee进入误差比较模块，经过AD转换器转换为数字信号V_FB后与参考电压V_REF进行比较，得到误差反馈信号△V_FB，△V_FB和此时峰值电流控制模块输出的峰值电流信号I_PK一起输入到跳周期控制模块，△V_FB经过跳周期控制模块内的四个比较器和信号产生模块的分析输出合适的跳周期信号s[n]；I_PK经过跳周期控制模块内的占空比计算模块产生占空比大小值d[n]，s[n]一方面和d[n]一起输入到DPWM模块输出合适的占空比信号来驱动开关MOS管的工作，另一方面s[n]还输入到跳周期计数模块，通过波形分析器判断此时是否工作在最轻载或最重载情况下，并对最轻载和最重载情况进行计数，经加法器输出最轻载模式计数值Count₀₀₀₁和最重载模式计数值Count₁₁₁₁传递到峰值电流模块，峰值电流模块中的两个比较器和峰值电流设定模块，经过运算分析，选择下一个周期合适的I_PK以减小输出电压纹波，然后再次对辅助绕组上的膝电压进行采样，并重复上述过程从而形成循环，来控制数字电源的稳压输出。

所说误差比较模块包括AD转换器和一个比较器，采样电路采样辅助绕组上的电压V_aux，定义当原边反馈反激变换器的副边电流下降为零时，对应辅助绕组上的电压值V_aux就叫做膝电压V_knee，误差比较模块的输入为膝电压V_knee，经过AD转换器转换为数字信号V_FB后，传递到比较器的正端，比较器的负端连接数字参考信号V_REF，比较器的输出是误差反馈信号△V_FB。

所说峰值电流控制模块包括两个比较器comp1和comp2以及峰值电流设定模块，由跳周期计数模块中加法器输出的最重载模式计数值Count₁₁₁₁和最轻载模式计数值Count₀₀₀₁分别输入到比较器comp1和comp2的正向端，比较器comp1和comp2的负向端分别是两个参考数值M₁和M₂，比较器comp1和comp2分别输出的A和B值以及上一周期的峰值电流值I_PK[n]进入到峰值电流设定模块，经过运算后输出下一周期的峰值电流值I_PK[n+1]；峰值电流设定模块在I_PK[n]＝I_PK[k]的状态下，如检测到连续≥M₁个工作状态在最重载Count₁₁₁₁≥M₁，即A＝1时，下个周期的峰值电流应该跳至I_PK[n+1]＝I_PK[k+1]；如检测到连续≥M₂个工作状态在最轻载Count₀₀₀₁≥M₂，即B＝1时，下个周期的峰值电流应该跳至I_PK[n+1]＝I_PK[k-1]；否则仍保持不变I_PK[n+1]＝I_PK[k]。

所说跳周期控制模块包括四个比较器comp3、comp4、comp5和comp6以及信号产生模块，误差比较模块输出的误差反馈信号△V_FB分别连接到四个比较器comp3、comp4、comp5和comp6的负向端，四个比较器comp3、comp4、comp5和comp6的正向端分别连接四个参考误差信号值ΔV1、ΔV2、ΔV3和ΔV4，ΔV1<ΔV2<0<ΔV3<ΔV4，四个比较器comp3、comp4、comp5和comp6的输出值C、D、E、F传输到信号产生模块，信号产生模块经过分析后输出跳周期控制模块的第一输出值跳周期信号s[n]；峰值电流信号I_PK输入到占空比计算模块，经过计算后输出跳周期控制模块的第二输出值占空比大小值d[n]；

信号产生模块的工作原理是：若△V_FB<ΔV1<ΔV2<ΔV3<ΔV4，说明此时给的占空比控制信号还远未能满足数字电路恒压的要求，所以此时应四个开关周期MOS管全导通，即跳周期信号s[n]在四个周期内分别为1、1、1、1；同理，若ΔV1<△V_FB<ΔV2<ΔV3<ΔV4，此时跳周期信号s[n]在四个周期内分别为0、1、1、1；若ΔV1<ΔV2<△V_FB<ΔV3<ΔV4，此时跳周期信号s[n]在四个周期内分别为0、0、1、1；若ΔV1<ΔV2<ΔV3<△V_FB<ΔV4，此时跳周期信号s[n]在四个周期内分别为0、0、0、1；

占空比计算模块的工作原理是：在功率开关管MOS导通时，流过初级绕组的电流I_P线性增加，I_P的上升斜率为：所以在导通时间结束时，流过初级绕组的电流I_P从零达到峰值，即为所以我们根据已知的I_PK值可以知道导通时间从而可以计算出占空比大小值d[n]，即其中，I_p为原边电流，L_P为原边电感，V_DC为直接加到原边电感上的直流电压，I_PK为原边峰值电流信号，t_on为MOS管的导通时间，t_s为MOS管的开关周期，f_s为MOS管的开关频率。

所说跳周期计数模块包括波形分析器和加法器，跳周期计算模块的输入为跳周期控制模块的第一输出值跳周期信号s[n]，波形分析器读取每个周期的串行跳周期信号s[n]并将其转换为并行数据c[n]，c[n]输入到加法器中对工作在最重载状态和最轻载状态的情况进行计数，第一输出值是最重载模式计数值Count₁₁₁₁，第二输出值是最轻载模式计数值Count₀₀₀₁。

所说DPWM模块包括DPWM单元和驱动电路，跳周期控制模块的第一输出值跳周期信号s[n]给出了跳周期的个数和顺序，跳周期控制模块的第二输出值占空比大小值d[n]给出了开关MOS管导通的时间长度，DPWM单元根据内部计数器与比较器判断何时开通与关断开关管，DPWM单元的输出连接驱动电路，驱动电路选择延迟时间小的电路，驱动电路的输出连接开关电源功率管的栅极。

本发明的优点及显著效果：本发明通过辅助绕组间接采样输出电压，将其值经过比较模块输出，再加上峰值电流模块和跳周期计算模块的的判断，从而在跳周期控制模块中选择合适的跳周期模式，最后经由DPWM模块输出合适的占空比来驱动开关MOS管，来控制数字电源的稳压输出。采用这种方法，不仅可以通过在一部分开关周期内关断系统的一部分电路模块来达到高轻载效率，而且与传统的PFM控制系统相比，PSM控制系统更为简单，可控的频率范围使得滤波更为容易，还可以有效的降低EMI。除此之外，控制系统结构中还附加了PSM峰值电流控制模块，根据负载情况选择不同的峰值电流值，可以有效地降低轻载条件下的输出电压纹波。此外，系统采用数字方法来实现逻辑关系和算法，节省了芯片面积，更利于集成。

附图说明

图1是本发明一种适用于原边反馈反激变换器的PSM控制系统；

图2是原边、副边以及辅助绕组上的主要波形图；

图3是本发明的跳周期控制模块中信号产生模块的一个实例图；

图4是本发明的跳周期计数模块中加法器的工作流程图；

图5是本发明的峰值电流切换的一个实例图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述。

本发明的PSM控制方法能够根据电路工作的状态自适应调节PSM跳周期的个数和原边峰值电流大小，使得原边反馈反激变换器的输出电压恒定，有效地系统轻载下的效率，且降低了输出电压纹波，同时PSM控制模式在轻载条件下具有响应速度快、电磁兼容特性好、鲁棒性强、抗干扰能力强等优点。

图1为本发明的一种适用于原边反馈反激变换器的PSM控制系统的一个电路实例。主拓扑为AC-DC原边反馈反激变换器，PSM控制系统采样辅助绕组上的膝电压(V_knee)并转换为数字信号V_FB，经过PSM控制系统作用后产生信号来控制功率开关MOS管的导通或关断，以保证副边输出恒定的电压。

设变压器的初级侧绕组对应电感为L_P，次级侧绕组对应电感为L_S，当功率开关管导通时，流过初级侧电感的电流I_P以固定斜率线性增加，可以用方程(1a-1c)来描述，其中，I_p为原边电流，L_P为原边电感，V_DC为直接加到原边电感上的直流电压，I_PK为原边峰值电流信号，t_on为MOS管的导通时间，V_PK为原边峰值电压信号，R_s为与MOS管串联接地的电阻。在变压器中存储能量，此时次级整流二极管截止，输出滤波电容给负载提供能量；当功率开关管关断时，流过初级侧电感的电流I_P瞬间降为零，次级整流二极管正向导通，在次级出现感生电流，提供负载电流并给输出滤波电容充电，存储在变压器中的能量传递到次级侧负载。

$\frac{{\mathrm{dI}}_P}{\mathrm{dt}}=\frac{V_{\mathrm{DC}}}{L_P}---\left(1a\right)$

$I_{\mathrm{PK}}=\frac{V_{\mathrm{DC}}}{L_P}{t}_{\mathrm{on}}---\left(1b\right)$

V_PK＝I_PK*R_S (1c)

为了分析辅助绕组上电压和副边输出电压之间的关系，可以把一个开关周期分为3个阶段，如图2所示，在T₁阶段，开关MOS管导通，系统在原边绕组上存储能量，此时辅助绕组上的电压如式(2a)所示；在T₂阶段，开关MOS管关断，输出二极管导通，次边电流I_S在快速上升到峰值I_SP之后逐渐下降至零，存储在原边的能量传递到次边绕组，此时辅助绕组上的电压如如式(2b)所示；在T₃阶段，变压器中的能量全部转移到负载，原边电感L_P和开关MOS管漏源电容C_ds发生串联谐振，此时辅助绕组上的电压如式(2c)所示。

$V_{\mathrm{aux}}=-\frac{R_2}{R_1+R_2}*\frac{N_{\mathrm{aux}}}{N_P}*V_{\mathrm{DC}}---\left(2a\right)$

$V_{\mathrm{aux}}=\frac{R_2}{R_1+R_2}*\frac{N_{\mathrm{aux}}}{N_S}*(V_o+V_D)---\left(2b\right)$

$V_{\mathrm{aux}}=\frac{R_2}{R_1+R_2}*\frac{N_{\mathrm{aux}}}{N_S}*V_o*\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_T(t-t_2)\right)---\left(2c\right)$

其中N_P、N_S、N_aux分别为原边、次边和辅助绕组的匝数，V_DC为直接加到原边电感上的直流电压，R₁和R₂为分压电阻，V_o和V_D分别为输出电压和二极管两端的正向导通压降，谐振频率其中C_ds为MOS管源漏之间的电容。

从式(2a-2c)来看，在T₂阶段I_S下降到零时，二极管正向导通压降V_D为零，此时即辅助绕组电压与输出电压成正比关系，并将此点电压记为膝电压V_knee。

图1所示的PSM控制系统包括采样电路、误差比较模块、峰值电流控制模块、跳周期控制模块、跳周期计数模块和DPWM模块，采样电路采样辅助绕组上的膝电压值，采样输出进入误差比较模块，经过AD转换器转换为数字信号后与参考电压进行比较，得到误差反馈信号△V_FB，△V_FB和此时的峰值电流信号I_PK一起输入到跳周期控制模块，经过比较器比较和信号产生模块分析后输出合适的跳周期信号s[n]和占空比大小值d[n]，s[n]一方面和d[n]一起输入到DPWM模块输出合适的占空比信号来驱动开关MOS管的工作，另一方面输入到跳周期计数模块，通过波形分析器判断此时是否工作在最轻载或最重载情况下，并对最轻载和最重载情况进行计数，输出值Count₀₀₀₁和Count₁₁₁₁传递到峰值电流模块，在计数器判断模块的分析下选择下一个周期合适的I_PK以减小输出电压纹波，然后再次对辅助绕组上的膝电压进行采样，并重复上述过程从而形成循环，来控制数字电源的稳压输出。

图3为本发明跳周期控制模块的一个实例图，在较轻载范围时，尽管采用PSM会降低开关MOS管的有效频率(<20KHz)，但由于此时输出电流已经很小，所以可以忽略音频噪声。.为了不对轻载条件下的动态响应产生明显不良的影响，总周期N不能取过大，这里取N＝4。同时，四个比较器的正向端连接四个参考误差信号值ΔV1、ΔV2、ΔV3和ΔV4，它们的值满足ΔV1<ΔV2<0<ΔV3<ΔV4，这样经过四个比较器后误差信号值可分为四个范围，也就是四种跳周期情况，即1111、0111、0011、0001，其中0代表跳过该周期，1代表不跳过该周期。该系统工作时，将误差比较模块的输出△V_FB输入到跳周期控制模块，跳周期控制模块经过分析后会将适当的使能信号传输给多路选择信号已决定应该选择哪种跳周期方式。必须注意的是，在四个开关周期的最后一个开关周期必须保证功率MOS管导通，以便能采样出此时的数字反馈信号V_FB用于下一阶段的循环判断，如果最后一个开关周期功率MOS管是关断的，辅助绕组上的电压会一直衰减振荡导致再也无法检测V_fb。

图4是本发明的跳周期计数模块加法器的工作流程图，Count₁₁₁₁和Count₀₀₀₁的初始化值均为0，这里取M₁＝M₂＝5，则当检测到连续五个周期跳脉冲控制模块都选择工作在最重载1111情况下时，Count₁₁₁₁输出值5，当检测到连续五个周期跳脉冲控制模块都选择工作在最轻载0001情况下时，Count₀₀₀₁输出值5，否则一旦有不工作在1111或0001情况下时，立刻将Count₁₁₁₁或Count₀₀₀₁设置为0，再重新开始判断工作状态。

图5(a)是峰值电流切换的一个实例流程图，这里取M₁＝M₂＝5，则在I_PK[n]＝I_PK[k]的状态下，如检测到连续五个工作状态在最重载(Count₁₁₁₁＝5)时，下个周期的峰值电流应该跳至I_PK[n+1]＝I_PK[k+1]；如检测到连续五个工作状态在最轻载(Count₀₀₀₁＝5)时，下个周期的峰值电流应该跳至I_PK[n+1]＝I_PK[k-1]；否则仍保持不变I_PK[n+1]＝I_PK[k]。

在实例中设有四种不同的原边峰值电流值I_PK1、I_PK2、I_PK3和I_PK4，它们之间的大小关系必须满足式(3a-3d)，其中式(3a)中I_PK1能满足最低负载条件下的稳定工作，式(3b-3d)保证了能量有交叠，不会存在在某个负载下找不到合适的峰值电流值的情况。

I_PK1<I_PK2<I_PK3<I_PK4 (3a)

$\frac{1}{4}*\frac{1}{2}*L_P*I_{\mathrm{PK}2}^2<\frac{1}{2}*L_P*I_{\mathrm{PK}1}^2---\left(3b\right)$ $\frac{1}{4}*\frac{1}{2}*L_P*I_{\mathrm{PK}3}^2<\frac{1}{2}*L_P*I_{\mathrm{PK}2}^2---\left(3c\right)$

$\frac{1}{4}*\frac{1}{2}*L_P*I_{\mathrm{PK}4}^2<\frac{1}{2}*L_P*I_{\mathrm{PK}3}^2---\left(3d\right)$

这四种峰值电流值的跳变如图5(b)所示，峰值电流控制模块设置最初的原边峰值电流值为I_PK1，如果出现连续的5个周期都工作在1111支路下，则峰值电流值跳至I_PK2；当原边峰值电流为I_PK2时，如果出现连续的5个周期都工作在1111支路下，则峰值电流值跳至I_PK3，如果出现连续的5个周期都工作在0001支路下，则峰值电流值跳至I_PK1；当原边峰值电流为I_PK3时，如果出现连续的5个周期都工作在1111支路下，则峰值电流值跳至I_PK4，如果出现连续的5个周期都工作在0001支路下，则峰值电流值跳至I_PK2；当原边峰值电流为I_PK4时，如果出现连续的5个周期都工作在1111支路下，则峰值电流值跳至中重载控制模式(通常为PWM模式)，如果出现连续的5个周期都工作在0001支路下，则峰值电流值跳至I_PK3。采用该种分段峰值电流控制模式的好处在于，既可以有效地提高AC-DC转换器的轻载效率，又可以有效地降低PSM控制模式带来的纹波过大的缺点。

Claims (6)

1.一种适用于原边反馈反激变换器的跳脉冲模式PSM控制方法，其特征在于，基于包括采样电路、误差比较模块、峰值电流控制模块、跳周期控制模块、跳周期计数模块和DPWM模块构成的环路控制系统，在轻载条件下，该环路控制系统通过采样电路采样辅助绕组上的膝电压值V_knee进入误差比较模块，经过AD转换器转换为数字信号V_FB后与参考电压V_REF进行比较，得到误差反馈信号ΔV_FB，ΔV_FB和此时峰值电流控制模块输出的峰值电流信号I_PK一起输入到跳周期控制模块，ΔV_FB经过跳周期控制模块内的四个比较器和信号产生模块的分析输出合适的跳周期信号s[n]；I_PK经过跳周期控制模块内的占空比计算模块产生占空比大小值d[n]，s[n]一方面和d[n]一起输入到DPWM模块输出合适的占空比信号来驱动开关MOS管的工作，另一方面s[n]还输入到跳周期计数模块，通过波形分析器判断此时是否工作在最轻载或最重载情况下，并对最轻载和最重载情况进行计数，经加法器输出最轻载模式计数值Count₀₀₀₁和最重载模式计数值Count₁₁₁₁传递到峰值电流控制模块，峰值电流控制模块中的两个比较器和峰值电流设定模块，经过运算分析，选择下一个周期合适的I_PK以减小输出电压纹波，然后再次对辅助绕组上的膝电压进行采样，并重复上述过程从而形成循环，来控制原边反馈反激变换器的稳压输出。

2.根据权利要求1所述的适用于原边反馈反激变换器的跳脉冲模式PSM控制方法，其特征在于：所说误差比较模块包括AD转换器和一个比较器，采样电路采样辅助绕组上的电压V_aux，定义当原边反馈反激变换器的副边电流下降为零时，对应辅助绕组上的电压值V_aux就叫做膝电压V_knee，误差比较模块的输入为膝电压V_knee，经过AD转换器转换为数字信号V_FB后，传递到比较器的正端，比较器的负端连接参考电压V_REF，比较器的输出是误差反馈信号ΔV_FB。

3.根据权利要求1所述的适用于原边反馈反激变换器的跳脉冲模式PSM控制方法，其特征在于：所说峰值电流控制模块包括两个比较器comp1和comp2以及峰值电流设定模块，由跳周期计数模块中加法器输出的最重载模式计数值Count₁₁₁₁和最轻载模式计数值Count₀₀₀₁分别输入到比较器comp1和comp2的正向端，比较器comp1和comp2的负向端分别是两个参考数值M₁和M₂，比较器comp1和comp2分别输出的A和B值以及上一周期的峰值电流值I_PK[n]进入到峰值电流设定模块，经过运算后输出下一周期的峰值电流值I_PK[n+1]；峰值电流设定模块在I_PK[n]＝I_PK[k]的状态下，如检测到连续≥M₁个工作状态在最重载Count₁₁₁₁≥M₁，即A＝1时，下个周期的峰值电流应该跳至I_PK[n+1]＝I_PK[k+1]；如检测到连续≥M₂个工作状态在最轻载Count₀₀₀₁≥M₂，即B＝1时，下个周期的峰值电流应该跳至I_PK[n+1]＝I_PK[k-1]；否则仍保持不变I_PK[n+1]＝I_PK[k]。

4.根据权利要求1所述的适用于原边反馈反激变换器的跳脉冲模式PSM控制方法，其特征在于：所说跳周期控制模块包括四个比较器comp3、comp4、comp5和comp6以及信号产生模块，误差比较模块输出的误差反馈信号ΔV_FB分别连接到四个比较器comp3、comp4、comp5和comp6的负向端，四个比较器comp3、comp4、comp5和comp6的正向端分别连接四个参考误差信号值ΔV1、ΔV2、ΔV3和ΔV4，ΔV1<ΔV2<0<ΔV3<ΔV4，四个比较器comp3、comp4、comp5和comp6的输出值C、D、E、F传输到信号产生模块，信号产生模块经过分析后输出跳周期控制模块的第一输出值跳周期信号s[n]；峰值电流信号I_PK输入到占空比计算模块，经过计算后输出跳周期控制模块的第二输出值占空比大小值d[n]；

信号产生模块的工作过程是：若ΔV_FB<ΔV1<ΔV2<ΔV3<ΔV4，说明此时给的占空比控制信号还远未能满足数字电路恒压的要求，所以此时应四个开关周期MOS管全导通，即跳周期信号s[n]在四个周期内分别为1、1、1、1；同理，若ΔV1<ΔV_FB<ΔV2<ΔV3<ΔV4，此时跳周期信号s[n]在四个周期内分别为0、1、1、1；若ΔV1<ΔV2<ΔV_FB<ΔV3<ΔV4，此时跳周期信号s[n]在四个周期内分别为0、0、1、1；若ΔV1<ΔV2<ΔV3<ΔV_FB<ΔV4，此时跳周期信号s[n]在四个周期内分别为0、0、0、1；

占空比计算模块的计算方法是：在功率开关管MOS导通时，流过初级绕组的电流I_P线性增加，电流I_P的上升斜率为：所以在导通时间结束时，流过初级绕组的电流I_P从零达到峰值，即为所以我们根据已知的I_PK值可以知道导通时间从而可以计算出占空比大小值d[n]，即其中，I_p为原边电流，L_P为原边电感，V_DC为直接加到原边电感上的直流电压，I_PK为原边峰值电流信号，t_on为MOS管的导通时间，t_s为MOS管的开关周期，f_s为MOS管的开关频率。

5.根据权利要求1所述的适用于原边反馈反激变换器的跳脉冲模式PSM控制方法，其特征在于：所说跳周期计数模块包括波形分析器和加法器，跳周期计数模块的输入为跳周期控制模块的第一输出值跳周期信号s[n]，波形分析器读取每个周期的串行跳周期信号s[n]并将其转换为并行数据c[n]，c[n]输入到加法器中对工作在最重载状态和最轻载状态的情况进行计数，第一输出值是最重载模式计数值Count₁₁₁₁，第二输出值是最轻载模式计数值Count₀₀₀₁。

6.根据权利要求1所述的适用于原边反馈反激变换器的跳脉冲模式PSM控制方法，其特征在于：所说DPWM模块包括DPWM单元和驱动电路，跳周期控制模块的第一输出值跳周期信号s[n]给出了跳周期的个数和顺序，跳周期控制模块的第二输出值占空比大小值d[n]给出了开关MOS管导通的时间长度，DPWM单元根据内部计数器与比较器判断何时开通与关断开关管，DPWM单元的输出连接驱动电路，驱动电路选择延迟时间小的电路，驱动电路的输出连接开关电源功率管的栅极。