CN103401442A - 一种基于输出恒流的ac-dc隔离型变换器的数字控制器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于输出恒流的AC-DC隔离型变换器的数字控制器，包括电压检测单元、电流阈值计算单元、延时补偿计算单元、峰值电流比较单元、PWM生成单元和驱动单元。本发明数字控制器根据Flyback隔离式拓扑结构的本身固有特性，在传统隔离式AC-DC隔离型变换器的基础上，采用原边峰值电流作为电流采样，采用辅助绕组电压采样，消除了光耦隔离装置，降低了成本；且采用新兴的数字控制技术代替传统的模拟控制技术，利用数字控制特有的强大运算能力巧妙地实现恒流控制，减少了模拟控制所需要占用的大面积；最后本发明针对这种数字控制方式中控制精度不足引入了开关管驱动电路延时补偿单元来提高输出电流精度。

Description

一种基于输出恒流的AC-DC隔离型变换器的数字控制器

技术领域

本发明属于变换器控制技术领域，具体涉及一种基于输出恒流的AC-DC隔离型变换器的数字控制器。

背景技术

由于电力电子技术本身拥有高能量密度，高效率，高可控制性等诸多优点，其技术已经在传统能源领域和新能源领域有越来越多的应用。LED灯因其高效，节能等优点逐渐代替传统的白炽灯。不管是家庭还是大型公众场合，LED照明应用地越来越广泛，LED驱动器设计技术不断被提出，传统LED驱动器的主电路大多采用AC-DC隔离型变换电路。

LED的发光特性完全由LED的电流决定，为了保证LED发光的稳定性和亮度，精确的恒流控制一直是LED驱动器的设计目标。传统的LED驱动器往往是采样LED电流进行闭环反馈，在隔离型LED驱动应用中，LED电流采样往往需要用到光耦隔离装置，如图1所示，变换器中负载电阻上的输出电压通过光耦传递到原边作为反馈电压供控制器去调节输出电压，这种反馈方式需要额外的一个光耦进行隔离，增大了硬件开销以及变换器的体积。

公开号为CN201733500U的中国专利公开了一种隔离型反激式LED驱动器的原边恒流控制装置，其在传统隔离型LED驱动器的基础上采用原边采样，如图2所示，反馈电压不是直接从负载电阻上去采样，而是从隔离变压器的辅助绕组上去采样得到的辅助绕组电压；该方法在不用光耦的情况下也能实现原边和副边的隔离，消除了副边光耦隔离装置，在一定程度上简化了电路；但其用模拟电路控制方式相对于数字电路来讲占用了较大的面积，在电路实现上对设计人员有较大的挑战。

而采用数字电路控制方式不仅同样可以消除光耦隔离装置，并且随着EDA工具的发展，数字电路的标准单元化和可综合性使得设计人员可以使用硬件描述语言从逻辑上表达电路功能而不必去具体设计电路结构，这大大降低了设计难度和缩短了设计周期，同时具有更好的可移植性和修改性，节省了电路面积。

虽然数字实现方式相对于传统的模拟方式来讲至今在精度上仍没有优势，但是上述的优点使得数字实现越来越受设计人员的追捧，而如何弥补数字实现方式的精度问题成为了热门的研究课题。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种基于输出恒流的AC-DC隔离型变换器的数字控制器，其采用数字电路实现，节省了电路面积，且控制精度高。

一种基于输出恒流的AC-DC隔离型变换器的数字控制器，包括：电压检测单元、电流阈值计算单元、延时补偿计算单元、峰值电流比较单元、PWM生成单元和驱动单元；其中：

所述的电压检测单元用于采集AC-DC隔离型变换器的辅助绕组电压，并对辅助绕组电压进行检测，得到AC-DC隔离型变换器中主开关管的开关周期、开通时间和开通控制信号以及AC-DC隔离型变换器副边电流的复位时间；

所述的电流阈值计算单元用于根据所述的开关周期和复位时间，计算出峰值电流的理论阈值；

所述的延时补偿计算单元用于采集峰值电流比较单元输出的关断控制信号以及驱动单元最后一级功率开关管的栅极信号，通过对所述的关断控制信号和栅极信号进行比较，得到两者信号上升沿的时间差，进而计算出峰值电流的延时补偿量；

所述的峰值电流比较单元用于采集AC-DC隔离型变换器的原边峰值电流信号，并使所述的理论阈值减去延时补偿量，得到峰值电流的实际阈值；进而使所述的原边峰值电流信号与实际阈值进行比较，生成主开关管的关断控制信号；

所述的PWM生成单元用于根据主开关管的开通控制信号和关断控制信号，生成PWM信号；

所述的驱动单元用于对所述的PWM信号功率放大后以驱动AC-DC隔离型变换器中的主开关管。

所述的电压检测单元利用系统时钟采用计数方式对AC-DC隔离型变换器的辅助绕组电压进行检测。

所述的主开关管的开关周期为辅助绕组电压的信号周期。所述的复位时间为AC-DC隔离型变换器主开关管关断时间内辅助绕组电压线性部分的时长。所述的开通控制信号为一组窄脉冲信号，即当辅助绕组电压每个周期中非线性部分出现第二个波谷时，所述的开通控制信号产生一个窄脉冲。所述的开通时间为主开关管在一个开关周期内处于开通状态的时长。

所述的电流阈值计算单元根据以下算式计算峰值电流的理论阈值：

$I_{\mathrm{mpk}}=K\frac{T}{T_r}$

其中：I_mpk为峰值电流的理论阈值，K为预设的计算参数，T为主开关管的开关周期，T_r为AC-DC隔离型变换器副边电流的复位时间。

所述的延时补偿计算单元根据以下算式计算峰值电流的延时补偿量：

${\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{mpk}}=\frac{I_{\mathrm{pk}}}{T_{\mathrm{on}}}{T}_{\mathrm{delay}}$

其中：ΔI_mpk为峰值电流的延时补偿量，T_on为主开关管的开通时间，T_delay为关断控制信号与栅极信号上升沿的时间差，I_pk为峰值电流的实际阈值。

所述的峰值电流比较单元包括一减法器、一数模转换器和一比较器；其中，所述的减法器使峰值电流的理论阈值减去峰值电流的延时补偿量，输出峰值电流的实际阈值；数模转换器对峰值电流的实际阈值进行数模转换得到实际阈值的模拟量；比较器的正相输入端接收AC-DC隔离型变换器的原边峰值电流信号，反相输入端接收峰值电流实际阈值的模拟量，输出端输出主开关管的关断控制信号。

所述的PWM生成单元采用RS触发器。

本发明数字控制器根据Flyback（回扫）隔离式拓扑结构的本身固有特性，在传统隔离式AC-DC隔离型变换器的基础上，采用原边峰值电流作为电流采样，采用辅助绕组电压采样，消除了光耦隔离装置，降低了成本；且采用新兴的数字控制技术代替传统的模拟控制技术，利用数字控制特有的强大运算能力巧妙地实现恒流控制，减少了模拟控制所需要占用的大面积；最后本发明针对这种数字控制方式中控制精度不足引入了开关管驱动电路延时补偿单元来提高输出电流精度。

综上所述，本发明是介于性能和面积成本的一种折中，在类似于开环的数字控制方式下节省了面积并且能够获得符合要求的电流精度。

附图说明

图1为传统基于光耦隔离的AC-DC隔离型变换器的电路结构示意图。

图2为传统基于原边反馈的AC-DC隔离型变换器的电路结构示意图。

图3为本发明LED驱动电路的结构示意图。

图4为图3中数字控制器的结构示意图。

图5为本发明LED驱动电路的信号波形示意图。

图6为本发明数字控制器延时补偿的信号波形示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其相关原理进行详细说明。

图3所示了基于AC-DC Flyback隔离变换的LED驱动电路，交流输入通过整流器，在大电容的作用下得到近似直流电压V_dc。数字控制器通过一个采样电阻R_sense采样LED驱动电路的原边峰值电流信号I_sense，实现峰值电流控制；同时数字控制器通过辅助绕组N_aux以及电阻分压将输出电压V_o按一定比例降低，其采样电阻R_f2上的电压V_sense即包含LED驱动电路的输出电压信息。

如图4所示，上述LED驱动电路中的数字控制器，包括：电压检测单元、电流阈值计算单元、延时补偿计算单元、峰值电流比较单元、PWM生成单元和驱动单元；其中：

电压检测单元用于采集LED驱动电路的辅助绕组电压V_sense，并利用系统时钟采用计数方式对辅助绕组电压V_sense进行检测，得到LED驱动电路中主开关管Q的开关周期T、开通时间T_on和开通控制信号S_{on_en}以及AC-DC隔离型变换器副边电流I_second的复位时间T_r；且开关周期T、开通时间T_on以及复位时间T_r均为数字量。

如图5所示，PWM为主开关管Q栅端驱动信号，当系统稳态工作且PWM为高电平时，即主开关管Q导通，整流桥后的线电压V_dc通过变压器原边绕组励磁电感使原边电流I_sense不断上升，此时副边二极管D反偏，副边没有电流，最终原边电流上升到I_{pk_primary}，此时原边电流达到设定阈值，开关管翻转。这个过程中辅助绕组感应原边电压，得到负压。当PWM为低电平时，开关管关断，原边无电流，而副边二极管D正偏，副边在PWM由高转低的瞬间感应原边电流得到I_{pk_second}，在输出电压的作用下，副边电流逐渐下降，最终降到零。这段过程中辅助绕组感应副边电压，得到正压，如V_sense所示，这段副边电流I_second降为零的复位时间记为T_r。副边电流I_second降为零后，主开关管Q还没有导通，在系统寄生参数的作用下电路发生谐振，辅助绕组采样到这一谐振，如V_sense所示，在正弦谐振波段第二个谐振波谷，主开关管Q导通，进入新的周期。

从图5波形中可以看出，主开关管Q的开关周期T即为辅助绕组电压V_sense的信号周期。复位时间T_r为主开关管Q关断时间内辅助绕组电压V_sense线性部分的时长。开通控制信号S_{on_en}为一组窄脉冲信号，即当辅助绕组电压V_sense每个周期中非线性部分出现第二个波谷时，开通控制信号S_{on_en}产生一个窄脉冲。开通时间T_on为主开关管Q在一个开关周期T内处于开通状态的时长。

电流阈值计算单元用于根据开关周期T和复位时间T_r，通过以下算式计算出峰值电流的理论阈值I_mpk；

$I_{\mathrm{mpk}}=K\frac{T}{T_r}$ $K=\frac{{2I}_{\mathrm{OUT}}{R}_{\mathrm{sense}}}{\mathrm{N\η}}$

其中：K为预设的计算参数，其与期望的恒定输出电流I_out以及电流转换效率η有关，N为隔离变压器的匝比。

延时补偿计算单元用于采集峰值电流比较单元输出的关断控制信号S_{off_en}（上一控制周期的）以及驱动单元最后一级功率开关管的栅极信号S_pwm，通过对关断控制信号S_{off_en}和栅极信号S_pwm进行比较，得到两者信号上升沿的时间差T_delay，进而根据以下算式计算出峰值电流的延时补偿量ΔI_mpk；

${\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{mpk}}=\frac{I_{\mathrm{pk}}}{T_{\mathrm{on}}}{T}_{\mathrm{delay}}$

其中：T_on为主开关管的开通时间，I_pk为上一控制周期峰值电流的实际阈值。

峰值电流比较单元用于采集LED驱动电路的原边峰值电流信号I_sense，并使理论阈值I_mpk减去延时补偿量ΔI_mpk，得到峰值电流的实际阈值I_pk；进而使原边峰值电流信号I_sense与实际阈值I_pk进行比较，生成主开关管的关断控制信号S_{off_en}；本实施方式中，峰值电流比较单元包括一减法器、一数模转换器和一比较器；其中，减法器使峰值电流的理论阈值I_mpk减去延时补偿量ΔI_mpk，输出峰值电流的实际阈值I_pk；数模转换器对峰值电流的实际阈值I_pk进行数模转换得到实际阈值I_pk的模拟量；比较器的正相输入端接收原边峰值电流信号I_sense，反相输入端接收峰值电流实际阈值I_pk的模拟量，输出端输出主开关管Q的关断控制信号S_{off_en}。

PWM生成单元用于根据主开关管Q的开通控制信号S_{on_en}和关断控制信号S_{off_en}，生成PWM信号；本实施方式中，PWM生成单元采用RS触发器。

驱动单元用于对PWM生成单元输出的PWM信号功率放大后以驱动LED驱动电路中的主开关管Q。

在实际控制过程中，驱动单元存在较大延时，致使主开关管Q关断不及时，导致原边电流峰值偏大，间接影响LED驱动电路输出电流精度。Td1表示比较器延时，Td2表示S_{off_en}与S_pwm信号之间的延时，Td1很小，可忽略，驱动单元延时主要是Td2；故本实施方式中，用理论阈值I_mpk减去延时补偿量ΔI_mpk得到实际阈值I_pk作为比较器的电流比较阈值，以尽可能消除Td2的延时影响。

图6中，Reset与S_{off_en}信号相同，即比较器的输出；P表示RS触发器的输出；PWM表示驱动单元的输出，即主开关管Q的栅极信号。当I_sense上升到实际阈值I_pk时，主开关管Q应该立刻关断，但是实际上主开关管Q经过比较器的延时Td1以及延时Td2才关断，忽略很小的Td1，即认为原边电流I_sense过冲了Td2的时间，而正好这段时间的过冲所引起的误差就是ΔI_mpk，因此最终过冲值为I_mpk=I_pk+ΔI_mpk，即为理想阈值，从而保证了输出电流的精度。

Claims (9)

1.一种基于输出恒流的AC-DC隔离型变换器的数字控制器，其特征在于，包括：电压检测单元、电流阈值计算单元、延时补偿计算单元、峰值电流比较单元、PWM生成单元和驱动单元；其中：

所述的电压检测单元用于采集AC-DC隔离型变换器的辅助绕组电压，并对辅助绕组电压进行检测，得到AC-DC隔离型变换器中主开关管的开关周期、开通时间和开通控制信号以及AC-DC隔离型变换器副边电流的复位时间；

所述的电流阈值计算单元用于根据所述的开关周期和复位时间，计算出峰值电流的理论阈值；

所述的延时补偿计算单元用于采集峰值电流比较单元输出的关断控制信号以及驱动单元最后一级功率开关管的栅极信号，通过对所述的关断控制信号和栅极信号进行比较，得到两者信号上升沿的时间差，进而计算出峰值电流的延时补偿量；

所述的峰值电流比较单元用于采集AC-DC隔离型变换器的原边峰值电流信号，并使所述的理论阈值减去延时补偿量，得到峰值电流的实际阈值；进而使所述的原边峰值电流信号与实际阈值进行比较，生成主开关管的关断控制信号；

所述的PWM生成单元用于根据主开关管的开通控制信号和关断控制信号，生成PWM信号；

所述的驱动单元用于对所述的PWM信号功率放大后以驱动AC-DC隔离型变换器中的主开关管。

2.根据权利要求1所述的数字控制器，其特征在于：所述的电压检测单元利用系统时钟采用计数方式对AC-DC隔离型变换器的辅助绕组电压进行检测。

3.根据权利要求1所述的数字控制器，其特征在于：所述的主开关管的开关周期为辅助绕组电压的信号周期。

4.根据权利要求1所述的数字控制器，其特征在于：所述的复位时间为AC-DC隔离型变换器主开关管关断时间内辅助绕组电压线性部分的时长。

5.根据权利要求1所述的数字控制器，其特征在于：所述的开通控制信号为一组窄脉冲信号，即当辅助绕组电压每个周期中非线性部分出现第二个波谷时，所述的开通控制信号产生一个窄脉冲。

6.根据权利要求1所述的数字控制器，其特征在于：所述的电流阈值计算单元根据以下算式计算峰值电流的理论阈值：

$I_{\mathrm{mpk}}=K\frac{T}{T_r}$

其中：I_mpk为峰值电流的理论阈值，K为预设的计算参数，T为主开关管的开关周期，T_r为AC-DC隔离型变换器副边电流的复位时间。

7.根据权利要求1所述的数字控制器，其特征在于：所述的延时补偿计算单元根据以下算式计算峰值电流的延时补偿量：

${\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{mpk}}=\frac{I_{\mathrm{pk}}}{T_{\mathrm{on}}}{T}_{\mathrm{delay}}$

其中：ΔI_mpk为峰值电流的延时补偿量，T_on为主开关管的开通时间，T_delay为关断控制信号与栅极信号上升沿的时间差，I_pk为峰值电流的实际阈值。

8.根据权利要求1所述的数字控制器，其特征在于：所述的峰值电流比较单元包括一减法器、一数模转换器和一比较器；其中，所述的减法器使峰值电流的理论阈值减去峰值电流的延时补偿量，输出峰值电流的实际阈值；数模转换器对峰值电流的实际阈值进行数模转换得到实际阈值的模拟量；比较器的正相输入端接收AC-DC隔离型变换器的原边峰值电流信号，反相输入端接收峰值电流实际阈值的模拟量，输出端输出主开关管的关断控制信号。

9.根据权利要求1所述的数字控制器，其特征在于：所述的PWM生成单元采用RS触发器。

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