CN114035114A - 剩余电流检测(rcd)和接地阻抗监测变压器及控制方法 - Google Patents

剩余电流检测(rcd)和接地阻抗监测变压器及控制方法 Download PDF

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P·加布里埃尔松
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Abstract

用于变压器(200)的系统、设备和方法包括：第一驱动绕组(206)，缠绕在第一芯(202)上；第二驱动绕组(208)，缠绕在第二芯(204)上；感测绕组(210)，横跨第一芯和第二芯缠绕；以及补偿绕组(212)，横跨第一芯和第二芯缠绕；其中，一条或多条公用设施线路(214)穿过第一芯和第二芯的中间，一条或多条公用设施线路中的共模电流导致一个或多个脉冲出现在感测绕组上，调整补偿绕组上的电流，直到感测绕组上的一个或多个脉冲被抵消，并且一条或多条公用设施线路上的共模电流是补偿绕组上的经调整电流乘以补偿绕组和感测绕组之间的匝数比。

Description

剩余电流检测(RCD)和接地阻抗监测变压器及控制方法
本申请是申请日为2017年6月5日，名称为“剩余电流检测(RCD)和接地阻抗监测变压器及控制方法”，申请号为201780035123.0的发明专利申请的分案申请。
相关申请的交叉引用
本申请要求享有于2016年6月6日提交的美国临时专利申请No.62/346,287的优先权和权益，其内容为了所有目的通过引用的方式并入本文。
技术领域
实施例总体上涉及用于安全充电的系统、方法和设备，具体而言，涉及剩余电流检测(RCD)和接地监测中断器(GMI)。
背景技术
剩余电流检测(RCD)和接地监测中断器(GMI)是电动车辆安全充电的基本功能。如果充电电路中出现接地的传导路径，则RCD负责中断AC电源。例如，触摸电动车辆(EV)的带电部件的人可以导致接地的传导路径。
GMI确保EV充电器和公用设施之间的接地连接连续且低阻抗。如果接地连接不连续或具有高阻抗，则GMI会中断到EV的AC电源。高阻抗或开路接地连接可能导致EV底盘上出现危险的高压。
用于检测剩余漏电流的传统方法依赖于电流变压器，该电流变压器可以对AC漏电流敏感，但是如果存在DC漏电流则可能饱和并且不能操作。EV和太阳能装置可能包含危险的高DC电压，其可能导致出现DC漏电流。
发明内容
示例性设备实施例可以包括变压器，该变压器包括：第一驱动绕组，缠绕在第一芯上，其中，第一驱动绕组可以用第一高频方波电流驱动；第二驱动绕组，缠绕在第二芯上，其中，第二驱动绕组可以用第二高频方波电流驱动，并且其中，第二高频方波电流可以具有与第一高频方波电流相反的极性；感测绕组，横跨第一芯和第二芯缠绕；以及补偿绕组，横跨第一芯和第二芯缠绕；其中，一条或多条公用设施线路穿过第一芯和第二芯的中间，其中，一条或多条公用设施线路中的共模电流导致一个或多个脉冲出现在感测绕组上，其中，调整补偿绕组上的电流直到感测绕组上的一个或多个脉冲被抵消，并且其中，一条或多条公用设施线路上的共模电流是补偿绕组上的经调整电流乘以补偿绕组和感测绕组之间的匝数比。
在另外的设备实施例中，如果在一条或多条公用设施线路上不存在共模电流，则通过感测绕组的净通量可以为零。第一芯的饱和通量密度可以基本上等于第二芯的饱和通量密度。第一芯的饱和通量密度可以在第二芯的饱和通量密度的10％以内。第一芯可以具有比第二芯低的饱和通量密度，并且第一驱动绕组可以用比第二驱动绕组更小的电流驱动，使得第一芯与第二芯基本上同时饱和。第一驱动绕组可以将高频信号施加到一条或多条公用设施线路，并且第二驱动绕组可以测量所导致的电流的幅度，其中，所导致的电流的幅度可以与接地回路阻抗的倒数成比例。公用设施线路中的共模电流可以是以下中的至少一个：AC剩余漏电流和DC剩余漏电流。第一芯可以基本上平行于第二芯设置。
示例性方法实施例可以包括：向缠绕在第一芯上的第一驱动绕组提供第一高频方波电流；向缠绕在第二芯上的第二驱动绕组提供第二高频方波电流，其中，第二高频方波电流可以具有与第一高频方波电流相反的极性；感测缠绕第一芯和第二芯的感测绕组上的一个或多个脉冲，其中，一个或多个脉冲可以通过穿过第一芯和第二芯的一条或多条公用设施线路上的共模电流来产生；调整缠绕第一芯和第二芯的补偿绕组的电流，以抵消感测绕组上的一个或多个脉冲；并且将一条或多条公用设施线路上的共模电流确定为补偿绕组上的电流乘以补偿绕组和感测绕组之间的匝数比。
在另外的方法实施例中，第一芯的饱和通量密度可以基本上等于第二个芯的饱和通量密度。第一芯的饱和通量密度可以在第二芯的饱和通量密度的10％以内。第一芯可以具有比第二芯低的饱和通量密度，并且第一驱动绕组可以提供有比第二驱动绕组更小的电流，使得第一芯与第二芯基本上同时饱和。
另外的方法实施例可以包括：通过第一采样和保持电路测量所感测的一个或多个脉冲的上升沿的一个或多个峰值；通过第二采样和保持电路测量所感测的一个或多个脉冲的下降沿的一个或多个峰值；确定上升沿的峰值的平均值与下降沿的峰值的平均值之间的量值差；并且基于所确定的量值差来调整以下中的至少一个：第一高频方波电流和第二高频方波电流，其中，经调整的电流可以补偿第一芯与第二芯之间的饱和通量密度的差。方法实施例还可以包括：由第一驱动绕组向一条或多条公用设施线路提供高频信号；并且测量由第二驱动绕组导致的电流的幅度，其中，所导致的电流的幅度可以与接地回路阻抗的倒数成比例。由第一驱动绕组驱动的高频信号可以流到公用设施地，通过地线流到电动车辆服务设备(EVSE)，流到EVSE的接地滤波电容器和电动车辆(EV)的接地滤波电容器，流到第二芯，并流到第一芯。如果公用设施地的电阻过高或开路，则第二芯不能测量到信号。公用设施线路中的共模电流可以是以下中的至少一个：AC剩余漏电流和DC剩余漏电流。
示例性系统实施例可以包括：微控制器；变压器，包括：第一驱动绕组，缠绕在第一芯上，其中，第一驱动绕组可以由微控制器用第一高频方波电流驱动；第二驱动绕组，缠绕在第二芯上，其中，第二驱动绕组可以由微控制器用第二高频方波电流驱动，并且其中，第二高频方波电流可以具有与第一高频方波电流相反的极性；感测绕组，横跨第一芯和第二芯缠绕；以及补偿绕组，横跨第一芯和第二芯缠绕；一条或多条公用设施线路，其中，一条或多条公用设施线路可以穿过第一芯和第二芯的中间，其中，一条或多条公用设施线路中的共模电流可以导致一个或多个脉冲出现在感测绕组上，其中，可由微控制器调整补偿绕组上的电流直到感测绕组上的一个或多个脉冲被抵消，并且其中，一条或多条公用设施线路上的共模电流可以为补偿绕组上的经调整电流乘以补偿绕组和感测绕组之间的匝数比。
另外的示例性系统实施例可以包括：电动车辆供电设备(EVSE)，其中，微控制器、变压器和一条或多条公用设施线路是EVSE的一部分；继电器，其中，继电器是EVSE的一部分；其中，微控制器可以确定共模电流是否超过设定阈值，其中，微控制器可以在超过所确定的设定阈值时向继电器发送信号以切断EVSE和公用设施之间的电力。第一驱动绕组可以将高频信号施加到一条或多条公用设施线路，其中，第二驱动绕组可以测量所导致的电流的幅度，其中，所导致的电流的幅度可以与接地回路阻抗的倒数成比例，其中，由第一驱动绕组驱动的高频信号可以流到公用设施地，通过地线流到EVSE，流到EVSE的接地滤波电容器和电动车辆(EV)的接地滤波电容器，流到第二芯，并流到第一芯。
附图说明
附图中的部件不一定按比例绘制，而是将重点放在说明本发明的原理上。在所有不同视图中，相似的附图标记表示相应的部件。实施例通过示例而非限制的方式在附图的图中示出，其中：
图1示出了用于检测剩余漏电流的示例性变压器的电气图；
图2示出了具有并排示出的两个芯的用于检测剩余漏电流的示例性变压器；
图3示出了随着将示例性变压器的芯驱动进入和退出饱和状态的示例性感测绕组上的电压和示例性驱动绕组中的电流的曲线图；
图4示出了用于示例性感测绕组的两个采样和保持电路；
图5示出了一致驱动的变压器的两个匹配不良的芯的理想化B-H曲线；
图6示出了用于一致驱动的变压器的两个匹配不良的芯的感测绕组上的驱动电流和电压的曲线图；
图7示出了一致驱动的变压器的两个匹配良好的芯的B-H曲线；
图8示出了存在DC漏电流情况下用于一致驱动的变压器的两个匹配良好的芯的感测绕组上的驱动电流和电压的曲线图；
图9示出了用于利用单个驱动电流平衡变压器的两个芯的示例性电路；
图10示出了示例性驱动绕组驱动器的电路；
图11示出了用于改变驱动命令信号及其反信号的极性的示例性触发器电路；
图12示出了变压器的示例性补偿绕组的电路；
图13示出了电动车辆供电设备(EVSE)的示例性接地回路的电路；
图14示出了示例性接地阻抗监测(GMI)检测器的电路；
图15示出了具有匹配良好的芯并且没有施加电流的变压器的驱动电流、感测绕组上的输出电压和驱动电压的曲线图；
图16示出了具有匹配良好的芯和施加6mA电流的变压器的驱动电流、感测绕组上的输出电压和驱动电压的曲线图；
图17示出了具有不匹配的芯并且没有施加电流的变压器的驱动电流、感测绕组上的输出电压和驱动电压的曲线图；
图18示出了具有不匹配的芯和施加6mA电流的变压器的驱动电流、感测绕组上的输出电压和驱动电压的曲线图；
图19示出了用于为变压器的驱动绕组生成方波的电路；
图20示出了用于示例性感测绕组的两个采样和保持电路；
图21示出了变压器的示例性补偿控制器的电路；
图22A示出了60Hz正弦波的传感器输入和输出的曲线图；
图22B示出了60Hz三角波的传感器输入和输出的曲线图；
图22C示出了0.6Hz方波的传感器输入和输出的曲线图；
图23示出了由外部磁场引起的感测绕组信号的曲线图；
图24示出了产生共模信号的漏电流的曲线图；
图25示出了用以包含电磁干扰(EMI)的示例性变压器的示例性屏蔽；
图26示出了示例性H桥驱动器的电路；
图27示出了示例性补偿绕组驱动器的电路；
图28示出了可调驱动电压的电路；
图29示出了用于信号调节示例性感测绕组信号的电路；
图30示出了具有用于磁通门的窗口的示例性替代变压器实施例；
图31示出了示例性剩余电流检测(RCD)方法的流程图；
图32示出了示例性接地监测中断器(GMI)方法的流程图；以及
图33示出了具有剩余电流检测(RCD)和接地监测中断器(GMI)以在检测到故障时切断公用设施和电动车辆之间的电力的示例性系统。
具体实施方式
本系统允许用于检测剩余漏电流的DC和AC敏感变压器和相关联的驱动电路，它也能够测量接地连接的阻抗。在存在高达80A的充电电流的情况下，该系统可以以亚毫安精度测量小至6mA的漏电流。
图1示出了用于检测剩余漏电流的示例性变压器的电气图100。变压器包括两个可饱和磁芯102、104。芯可以由高度“方形”磁性材料(例如坡莫合金、金属玻璃、超透磁合金、毫微坡莫、镍铁高导磁合金等)制成。变压器还包括一个或多个初级导体106。变压器测量一个或多个初级导体106上的共模电流。补偿绕组108可以缠绕在两个芯102、104上。补偿绕组108可以用于线性化共模电流的测量。感测绕组110也可以缠绕在两个芯上。感测绕组可用于确定一个或多个初级导体106上的共模电流的大小和方向。变压器还可包括第一芯102上的第一驱动绕组112和第二芯104上的第二驱动绕组114。驱动绕组102、104可用于驱动它们各自的芯102、104进入和退出饱和。驱动绕组102、104还可用于执行接地监测中断器(GMI)源和剩余电流检测(RCD)功能。
图2示出了具有并排示出的两个芯202、204的用于检测剩余漏电流的示例性变压器200。第一芯202和第二芯204可以由方形硬饱和材料制成，例如坡莫合金或金属玻璃。第一芯202和第二芯204应该相当良好地匹配，特别是它们的饱和通量密度(Bmax)。第一驱动绕组206缠绕在第一芯202上。第二驱动绕组208缠绕在第二芯204上。感测绕组210横跨两个芯202、204缠绕。补偿绕组212也横跨两个芯202、204横跨。公用设施线路214穿过两个芯202、204的中间。公用设施线路214可以是电动车辆供电设备(EVSE)的AC导体。变压器200可以放置在公用设施电源222和电动车辆(EV)224之间的公用设施线路214周围。第一芯202的磁场方向218和第二芯204的磁场方向220用箭头示出。
出于说明目的，并排显示了芯202、204。在一些实施例中，芯202、204可以彼此堆叠，使得第一芯202基本上平行于第二芯204。
变压器200可以提供剩余电流检测(RCD)功能。每个驱动绕组206、208可以用高频方波电流216驱动。电流216可以驱动芯202、204进入饱和状态。一旦芯饱和，驱动电流216的极性就可以反转。结果，通过感测绕组210的净通量为零，因为来自驱动电流206、208的通量在第一芯202和第二芯204中是相同的，但具有相反的极性。
当在公用设施线路214中存在共模或漏电流时，它增加到一个芯中的通量并从另一个芯中的通量中减去。这种通量的变化将导致一个芯在另一个芯之前饱和，并且通过感测绕组210的通量不再抵消。当一个芯饱和而另一个芯不饱和时，驱动绕组206、208中的电流将通过非饱和芯耦合到感测绕组210中。每当芯202、204被驱动进入饱和，在感测绕组210上就出现脉冲。脉冲的幅度和极性指示公用设施线路214上的共模电流。
图3示出了随着将示例性变压器的芯驱动进入和离开饱和状态的示例性感测绕组302上的电压和示例性驱动绕组304中的电流的曲线图300。
图4示出了用于示例性感测绕组的两个采样和保持电路400。在RCD模式中，感测绕组402通过开关404连接到负载电阻器406和放大器408。如图3所示，感测绕组上的峰值电压由两个采样和保持(S/H)电路410、412测量，它们由驱动命令信号414的上升沿交替触发，如图3所示。S/H 410、412的获取时间与感测绕组402上的脉冲的脉冲宽度匹配。
图5示出了一致驱动的变压器的两个匹配不良的芯502、504的理想化B-H曲线500。B-H曲线示出了每个芯502、504材料的磁通量密度(B)和磁场强度(H)之间的关系。第一芯502具有比第二芯504更高的饱和通量密度(Bsat)。因此，第一芯502比第二芯504更晚饱和。每当芯502、504饱和，第一芯502上的驱动电流就将耦合到变压器的感测绕组中。
所公开的变压器依赖于两个芯中的通量基本相等，因此芯需要相当良好地匹配，特别是它们的饱和通量密度(Bmax)。如果芯匹配不良，即使初级导体中没有电流流动，感测绕组上也可能出现杂散信号。温度变化、与老化相关的漂移和外部磁场可能会导致类似的杂散信号。必须检测和补偿这些杂散信号，以防止漏电流测量中的偏移。
来自不匹配芯的信号不同于来自初级上流动的实际电流的信号。在芯不匹配的情况下，只要初级中没有电流，不管驱动极性如何，具有较低饱和通量密度(Bsat)的芯将始终首先饱和。使一个芯在另一个芯之前饱和将导致每当芯饱和时来自另一个芯的驱动电流耦合到感测绕组中。由于驱动电流在正和负之间交替，这将导致感测绕组上交替极性的脉冲。
图6示出了用于一致驱动的变压器的两个匹配不良的芯的感测绕组上的驱动电流602和电压604的曲线图600。当变压器的两个芯饱和时，不匹配的芯、温度漂移和外部磁场可能在感应绕组上引起交替极性的脉冲。
图7示出了一致驱动的变压器的两个匹配良好的芯702、704的B-H曲线700。在初级上存在共模电流的情况下示出了两个匹配良好的芯702、704。当施加正驱动电流(H)时，第二芯704首先饱和，并且驱动电流通过第一芯702耦合到感测绕组中。当施加负驱动电流(H)时，第一芯702首先饱和，并且驱动电流通过第二芯704耦合。第二芯704以与第一芯702相反的极性缠绕，因此在感测绕组上产生的脉冲再次为正。
对于在初级上存在共模电流的情况下匹配的芯702、704，饱和的芯将根据驱动电流方向而交替。该交替饱和导致第一驱动绕组中的电流和第二驱动绕组中的电流交替地耦合到感测绕组中。两个驱动绕组以相反方向缠绕，因此最终结果是感测绕组中的脉冲具有相同的极性。
图8示出了存在DC漏电流情况下用于一致驱动的变压器的两个匹配良好的芯的感测绕组上的驱动电流802和电压804的曲线图800。初级导体中的共模电流在芯饱和时导致相同极性的脉冲。
图9示出了用于利用单个驱动电流平衡变压器的两个芯的示例性电路900。两个芯永远不会完美匹配。通过用单个驱动电流驱动两个芯可以实现一定程度地补偿芯之间的不匹配。具有较低饱和通量密度(Bsat)的芯可以用比具有较高Bsat的芯更小的电流来驱动。通过基于它们的Bsat改变到每个芯的电流，可以使两个芯同时饱和并且可以消除或大大减小杂散信号。磁场(H)(At/m)是电流的函数，并且通过电感器的电流是电压和时间(Vs)乘积的函数。调节施加到驱动绕组的电压允许补偿两个芯之间的Bsat差。
图10示出了示例性驱动绕组驱动器的电路1000。比例-积分-微分(PID)或类似的控制器可用于调节由采样和保持电路测量的两个脉冲之间的量值差，如图4所示。
如图9所示，可以将平衡控制器1002的输出添加1004到一个芯的驱动命令信号1008的量值，并且从另一个芯的驱动命令信号1010的量值中减去1006。驱动命令1008、1010可以通过选择器开关1012、1014馈送到输出驱动缓冲器1016、108，驱动缓冲器1016、108通过限流电阻器1024、1026馈送驱动绕组1020、1022。通过每个驱动绕组1020、1022的电流被测量1028，1030；整流；并且发送到比较器1032、1034，该比较器1032、1034将其与饱和阈值进行比较。当驱动电流量值高于设定阈值时，芯已饱和，并且比较器1032、1034的输出变高。
图11示出了用于改变驱动命令信号及其反信号的极性的示例性触发器电路1100。两个比较器的输出使触发器电路改变驱动命令信号(Drive)及其反信号(！Drive)的极性。
图12示出了变压器的示例性补偿绕组的电路1200。变压器的感测绕组上的脉冲的幅度和极性给出了在初级导体上流动的共模电流的指示。由于磁芯的非线性特性，感测绕组上的脉冲不能提供精确的测量。为了获得精确的测量，需要补偿绕组1202。调整补偿绕组1202中的电流直到感测绕组上的脉冲消失，这只能在补偿绕组1202中的电流与初级导体中的共模电流完全匹配时才发生。因此，可以将初级电流计算为补偿绕组中的电流乘以两者之间的匝数比。
PID或类似的控制器可用于调节感测绕组上的脉冲的平均电压。调节器的输出可用于控制在RCD模式下驱动电流通过补偿绕组1202的电流源。初级导体中的漏电流1204或共模电流可以精确地确定为调节器的输出乘以补偿绕组1202与初级绕组的匝数比。
图13示出了电动车辆供电设备(EVSE)1301的示例性接地回路的电路1300。出于安全原因，诸如总部位于伊利诺伊州诺斯布鲁克的UL的管理机构要求EVSE 1301验证EVSE1301和电动车辆(EV)1302都正确地接地1304。车辆1302和EVSE 1301之间的接地连接1304可以由例如在SAE J1772中规定的导频握手信号验证。然而，必须通过其他手段验证公用设施1308和EVSE 1301之间的接地电阻1306。
在接地监测中断器(GMI)模式中，磁通门变压器可以重新配置为信号发生器和检测器。变压器的第一芯及其相应的驱动绕组1310可用于将高频信号施加到公用设施线路1312、1314。变压器的第二芯及其相应的驱动绕组1316可用于测量导致的电流幅度。所得电流的幅度与接地回路阻抗的倒数成比例。
由第一驱动绕组1310生成的高频电流流过公用设施变压器进入地1304；通过地线1318返回EVSE；分别流到EVSE 1301和EV 1302的接地滤波电容器1320、1322、1324；通过第二芯并回到第一芯。如果接地连接的电阻过高或开路，则没有电流可以流动，并且第二个芯也不会测量到信号。
在GMI测试期间，感应绕组和补偿绕组必须是开路的，这是通过选择器开关1326、1328来完成的。用于第一驱动绕组1310的驱动电路被切换到高频信号源。用于第二驱动绕组1316的驱动电路保持在高阻抗状态。
图14示出了示例性接地阻抗监测(GMI)检测器的电路1400。第二驱动绕组1316还通过隔直流电容器1402、1404连接到检测器电路1400。
放大器1406缓冲来自驱动绕组1316的信号并通过带通滤波器1408馈送它，带通滤波器1408的中心频率围绕馈给第一驱动绕组1316的高频源。滤波后的信号被馈送到混频器1410，其本地振荡器输入1412由高频信号馈送。高频信号1412与驱动的频率相同，但具有不同的相移。混频器的输出被积分1413，以便测量得到的DC信号量值。现在积分器1414的输出与接地回路阻抗的倒数成比例。可以通过调整本地振荡器1412的相移来确定接地阻抗的电容或电感性质。
图15示出了具有匹配良好的芯并且没有施加电流的变压器的驱动电流1502、感测绕组上的输出电压1504和驱动电压1506的曲线图1500。对于匹配的芯测试，传感器由一对匹配良好的芯(<0.5％)构成。驱动绕组每芯可具有10匝，感测绕组可具有10匝，并且初级线可通过两个芯的开口馈送以测量初级线中的DC电流。驱动绕组由函数发生器以10kHz通过隔直流电容器和10欧姆电阻器驱动，以用于测量电流。当两个磁芯中的通量抵消时，输出电压1504接近0。
图16示出了具有匹配良好的芯和施加6mA电流的变压器的驱动电流1602、感测绕组上的输出电压1604和驱动电压1606的曲线图1600。与图15中在没有施加电流情况下感测绕组上的输出电压相比，当施加故障电流时，在感测绕组上可以看到显著的输出电压1604。
图17示出了具有不匹配的芯并且没有施加电流的变压器的驱动电流1702、感测绕组上的输出电压1704和驱动电压1706的曲线图1700。在没有施加DC故障电流的情况下，不匹配的芯产生比匹配的芯(如图15所示)明显更大的信号幅度。曲线图1700中所示的芯具有10％的匹配误差。理想情况下，芯可以具有5％或更低的匹配误差，但芯可以在匹配误差高达10％的情况下平衡。具有这些不匹配芯的变压器具有仅一个芯上的二十匝驱动绕组、二十匝感测绕组和单匝补偿绕组。
图18示出了具有不匹配的芯和施加6mA电流的变压器的驱动电流1802、感测绕组上的输出电压1804和驱动电压1806的曲线图。随着施加6mA的DC故障电流，不匹配的变压器产生的上升和下降转换的输出的对称性不如匹配的传感器，如图16所示，但信号幅度仍然很大。最一致的信号分量是驱动电流1802和输出电压1804围绕驱动电压1806波形的上升沿的快速转换。通过调整补偿绕组中的电流可以完全且一致地消除该信号。
在一些实施例中，变压器可能经受温度变化。加热五分钟后，信号保持一致。如果有的话，信号的幅度在上升沿和下降沿变得更加对称。消除输出所必需的补偿电流保持一致，在6mA故障电流下没有明显的(<10％)漂移。由于它们的接近性，变压器的两个芯都倾向于以相同的速率改变温度，因此在很大程度上抵消了任何变化。
图19示出了用于为变压器的驱动绕组1901、1903生成方波的电路1900。可以构造模拟设备以使用四运算放大器(op-amp)1902；采样和保持集成电路(IC)1904；晶体管1906、1908；用于调谐的电位计1910、1912；电阻器1914、1916、1918、1920、1922；和电容器1924为驱动绕组生成信号。
驱动电路1900为驱动绕组1901、1903生成方波。用作比较器的运算放大器1902通过缓冲器向驱动绕组1901、1903施加电压。当芯饱和时，电流迅速上升，Rsense 1922两端的电压超过比较器的跳闸阈值，比较器然后跳闸并反转输出电压。这种布置确保无论电源电压变化或芯参数如何，都始终将芯驱动到相同的饱和水平。
具有可调跳闸阈值的第二比较器1904用于为采样和保持电路生成采样脉冲。可以调整第二比较器1904以刚好在第一比较器之前跳闸。电位计1910与驱动绕组1901、1903并联连接，这使得可以补偿不良匹配的芯的影响。可以调整通过每个芯的电流量，以使芯始终同时饱和。
图20示出了用于示例性感测绕组2002的两个采样和保持电路2000。单个采样和保持集成电路(IC)2004可能对外部磁场和温度漂移非常敏感。第二采样和保持IC 2006允许对脉冲2012、2014的上升沿2008和下降沿2010进行采样。上升沿2008和下降沿2010的平均值可以馈送到比例积分(PI)调节器。
图21示出了变压器的示例性补偿控制器的电路2100。PI调节器试图通过使电流通过补偿绕组2102来抵消来自感测绕组的信号，当PI误差为零时，通过补偿绕组2102的电流与DC漏电流成比例。因此，负载电阻器Rburden2104两端的电压是漏电流的直接测量值。
图22A示出了60Hz正弦波的传感器输入2206和输出2208的曲线图2200。图22B示出了60Hz三角波的传感器输入2210和输出2212的曲线图2202。图22C示出了0.6Hz方波的传感器输入2214和输出2216的曲线图2204。变压器能够测量高达600Hz而增益不会显著降低，更好地调节PI可以使其进一步改进。
图23示出了由外部磁场引起的感测绕组电压2302和电流2304信号的曲线图2300。变压器可能对外部磁场敏感。外部磁场可以与匹配不良的芯和温度漂移具有相同的效果。外部磁场在上升沿脉冲和下降沿脉冲之间产生差分信号。
图24示出了产生共模信号的漏电压2402和电流2404信号的曲线图2400。泄漏信号2402、2404产生共模信号。添加第二采样和保持IC并调节两个脉冲的平均值会大大降低对芯匹配、温度漂移和外部场的敏感度。可以使用芯平衡电位计调节消除由外部场引起的差分信号。对芯平衡的动态控制允许响应于外部条件的变化来调节芯。调节的芯可以在AC线路上产生较少的噪声，并且可能不太容易受到AC线路上的噪声的影响。使用两个采样电路可以消除来自芯不匹配、温度漂移和外部磁场的杂散信号。
图25示出了用以包含电磁干扰(EMI)的示例性变压器2502的示例性屏蔽2500。可以在变压器2502周围放置由软铁制成的磁屏蔽2500，以减小和/或消除由外部磁场引起的杂散信号。可以在变压器2502周围放置圆柱形屏蔽，例如钢管，以将外部磁场的影响减小一个数量级。屏蔽2500还可以包含由驱动绕组和饱和芯的恒定切换引起的任何EMI。磁屏蔽2500大大降低了对外部磁场的敏感度。
图26示出了示例性H桥驱动器的电路2600。I_DriveX信号是驱动电流的测量值，并可以馈送到模拟比较器。驱动绕组驱动器可以使用现成的H桥。该电路2600可以不具有GMI能力。
图27示出了示例性补偿绕组驱动器的电路2700。可以精确地控制补偿绕组电流，因为它提供漏电流的测量。电路2700采用与所需电流成比例的脉冲宽度调制(PWM)，其中50％＝0电流作为其输入。PWM应用于R2 2702。R4 2704两端的经滤波电压设置通过Rload2706的电流，Rload 2706是补偿绕组。R3 2708提供最小阻抗并改善滤波电容器C5 2710的效果。R5 2712和R6 2714设置0电流点。Rload 2706是补偿绕组。该电路2700可以不具有GMI功能。
图28示出了可调驱动电压的电路2800。可以调整每个芯的驱动电压，以便补偿芯匹配和漂移。每个H桥IC可以由LM317调节器2802提供。处理器可以通过PWM降低调节器的输出电压。输出电压可在8-12V之间调整。调整输出电压可用于调整驱动绕组的驱动电压，使用可调电压调节器为H桥馈电。
图29示出了用于信号调节示例性感测绕组信号的电路2900。感测绕组连接到100欧姆负载电阻器2902，负载电阻器2902可以使用电阻/电容分压器在VCC中点处偏置。在正常操作期间，负载电阻器2902两端的电压可以尖峰高达+-1V。肖特基二极管2904保护ADC输入2906免受异常尖峰的影响。该电路2900可以不具有GMI功能。
图30示出了具有用于磁通门的窗口3002的示例性替代变压器3000实施例。该变压器3000可以不具有GMI模式。变压器3000可以具有高mμ材料的磁芯3004，其中用于磁通门的窗口3002切入其中。窗口3002穿过整个磁芯3004。磁通门驱动绕组3006可以在10kHz以相反的极性使窗口的左半部和右半部饱和。驱动绕组3006可以存在于窗口3002的每个支腿3014、3016上。在窗口的每个支腿3014、3016上可以有大约20匝的驱动绕组3006。在存在由公用设施线路3008中的DC漏电流引起的磁场的情况下，在感测绕组3010上出现脉动电压。漏电流增加到一个支腿3014的通量并从另一个支腿的通量中减去，这导致感测绕组3010上的电压。感测绕组3010可以缠绕在磁芯3004的两个支腿上，但不通过窗口3002缠绕。地球的磁通量不会显著影响读数(0.1-0.2％)。该变压器小且便宜，安装简单，只需要一匝公用设施线路3008，它不受EMI影响，并且排放低，带宽高，可测量AC泄漏和DC泄漏，并对外部磁场敏感度低。
补偿绕组3012可以由微处理器驱动以抵消电压。感测绕组3010上的任何脉冲可以被提供给微处理器，使得它们可以被补偿绕组3012抵消。由于补偿绕组3012中抵消感测绕组3010上的脉冲所需的补偿电流量等于公用设施线路3008上的漏电流，微处理器可以确定公用设施线路3008上的漏电流。
图31示出了示例性剩余电流检测(RCD)方法3100的流程图。方法3100可以包括向缠绕在第一芯上的第一驱动绕组提供第一高频方波电流(步骤3102)。该方法还可以包括向缠绕在第二芯上的第二驱动绕组提供第二高频方波电流(步骤3104)。第二高频方波电流可以具有与第一高频方波电流相反的极性。然后，方法3100可以包括感测缠绕第一芯和第二芯的感测绕组上的一个或多个脉冲(步骤3106)。一个或多个脉冲可以通过穿过第一芯和第二芯的一条或多条公用设施线路上的共模电流产生。然后，方法3100可以包括调整缠绕第一芯和第二芯的补偿绕组的电流，以抵消感测绕组上的一个或多个脉冲(步骤3106)。然后，方法3100可以包括将一条或多条公用设施线路上的共模电流确定为补偿绕组上的电流乘以补偿绕组和感测绕组之间的匝数比(步骤3108)。
在一些实施例中，第一芯的饱和通量密度可以基本上等于第二个芯的饱和通量密度。在其他实施例中，第一芯的饱和通量密度在第二芯的饱和通量密度的10％以内。如果第一芯具有比第二芯低的饱和通量密度，则第一驱动绕组可以提供有比第二驱动绕组更小的电流，使得第一芯与第二芯基本上同时饱和。可以通过第一采样和保持电路测量所感测的一个或多个脉冲的上升沿的一个或多个峰值。可以通过第二采样和保持电路测量所感测的一个或多个脉冲的下降沿的一个或多个峰值。可以确定上升沿的峰值的平均值与下降沿的峰值的平均值之间的量值差。可以基于所确定的量值差来调整以下中的至少一个：第一高频方波电流和第二高频方波电流，并且经调整的电流可以补偿第一芯与第二芯之间的饱和通量密度的差。公用设施线路中的共模电流可以是以下中的至少一个：AC剩余漏电流和DC剩余漏电流。
图32示出了示例性接地监测中断器(GMI)方法3200的流程图。方法3200可以包括由第一驱动绕组向一条或多条公用设施线路提供高频信号(步骤3202)。方法3200还可以包括测量由第二驱动绕组导致的电流的幅度(步骤3204)。所导致的电流的幅度可以与接地回路阻抗的倒数成比例。由第一驱动绕组驱动的高频信号可以流到公用设施地，通过地线流到电动车辆服务设备(EVSE)，流到EVSE的接地滤波电容器和电动车辆(EV)的接地滤波电容器，流到第二芯，并流到第一芯。如果公用设施地的电阻过高或开路，则第二芯不能测量到信号。
图33示出了具有剩余电流检测(RCD)和接地监测中断器(GMI)以在检测到故障时切断公用设施3302和电动车辆(EV)3304之间的电力的示例性系统3300。该系统可以包括电动车辆供电设备(EVSE)3306，以利用公用设施3302提供的电力对EV 3304充电。虽然参考EVSE说明了该系统，但是它可以应用于需要RCD和GMI能力的其他电气系统，例如建筑物中的墙壁插座。EVSE可以包括电流感测变压器3308。变压器可以包括第一芯；第一驱动绕组，缠绕在第一芯上；第二芯；第二驱动绕组，缠绕在第二芯上；感测绕组，缠绕在第一芯和第二芯上；以及补偿绕组，缠绕在第一芯和第二芯上。第一芯和第二芯可以基本上彼此平行地布置。第一芯的饱和通量密度可以基本上等于第二个芯的饱和通量密度。一条或多条公用设施线路3314、3316(在EVSE 3306中示出为实线和虚线)可以穿过变压器3308的第一芯和第二芯的中间。
在RCD模式中，微控制器3310可以用第一高频方波电流驱动第一驱动绕组。微控制器3310还可以用第二高频方波电流驱动第二驱动绕组。第二高频方波电流可以具有与第一高频方波电流相反的极性。一条或多条公用设施线路3314、3316中的共模电流(例如AC剩余漏电流和/或DC剩余漏电流)可以使一个或多个脉冲出现在变压器3308的感测绕组上。这些脉冲可以由微控制器3310检测。响应于脉冲，微控制器3310调整变压器3308的补偿绕组上的电流，直到变压器3308的感测绕组上的一个或多个脉冲被抵消。微控制器可以将一条或多条公用设施线路3314、3316上的共模电流确定为变压器3308的补偿绕组上的经调整电流乘以变压器3308的补偿绕组和感测绕组之间的匝数比。
微控制器3310可以确定共模电流是否超过设定阈值。微控制器3310可以在超过所确定的设定阈值时向继电器3312发送信号以切断EVSE 3306和/或EV 3304与公用设施3302之间的电力。对于DC电流，阈值可以是6mA，而对于AC电流，阈值可以是20mA。阈值可以根据应用和监管机构制定的任何法律而变化。
在GMI模式中，微控制器3310可以用高频信号将变压器3308的第一驱动绕组驱动到一条或多条公用设施线3314、3316。变压器3308的第二驱动绕组可以测量所导致的电流的幅度，所导致的电流的幅度可以与接地回路阻抗的倒数成比例。其中，由第一驱动绕组驱动的高频信号可以流到公用设施地，通过地线流到EVSE，流到EVSE的接地滤波电容器和电动车辆(EV)的接地滤波电容器，流到第二芯，并流到第一芯。如果公用设施地的电阻过高或开路，则第二芯不能测量到信号。可以设定由第二芯测量的最小阈值信号以切断电源。在一些实施例中，最小阈值信号可以是0.8V，其可以对应于150-300欧姆的接地回路电阻。在其他实施例中，最小阈值信号可以被设定为对应于1500欧姆或更大的接地回路电阻。
EVSE 3306可以在RCD模式和GMI模式之间切换，以便测试两种条件。在一些实施例中，EVSE 3306可以在300us的最大持续时间中每秒四次切换到GMI模式。为了在闭合继电器3312之前测试RCD模式的正确操作，微控制器3310可以命令补偿绕组的电流源注入测试电流。在其他实施例中，可以包括测试按钮，其使用开关在地和线路之间连接电阻器。切断电力的响应时间可以根据应用和任何法规要求而变化。响应时间可以是漏电流量值的函数。可以在1ms内切断漏电流的电力，在300us内不接地。但是，较快的切断电力的时间可能会因噪音而产生不必要的跳闸。虽然在系统3300中示出了微控制器3310，但是在本文所公开的一些实施例中，其功能中的一个或全部可以由模拟和逻辑电路代替。同样，可以使用附加的微控制器来完成不同的功能。
预期可以进行上述实施例的特定特征和方面的各种组合和/或子组合，并且仍然落入本发明的范围内。因此，应该理解的是，所公开的实施例的各种特征和方面可以彼此组合或替换，以便形成所公开发明的不同模式。此外，意图是本文通过示例公开了本发明的范围，并且不应受上述具体公开的实施例的限制。

Claims (10)

1.一种变压器，包括：
第一驱动绕组，其缠绕在第一芯上，其中，所述第一驱动绕组用第一高频方波电流驱动；
第二驱动绕组，其缠绕在第二芯上，其中，所述第二驱动绕组用第二高频方波电流驱动，并且其中，所述第二高频方波电流具有与所述第一高频方波电流相反的极性；
感测绕组，其横跨所述第一芯和第二芯缠绕；
补偿绕组，其横跨所述第一芯和第二芯缠绕；
第一采样和保持电路，用于测量所感测的一个或多个脉冲的上升沿的一个或多个峰值；以及
第二采样和保持电路，用于测量所感测的一个或多个脉冲的下降沿的一个或多个峰值；
其中，一条或多条公用设施线路穿过所述第一芯和第二芯的中间，其中，所述一条或多条公用设施线路中的共模电流导致一个或多个脉冲出现在所述感测绕组上，其中，调整所述补偿绕组上的电流，直到所述感测绕组上的一个或多个脉冲被抵消，并且其中，所述一条或多条公用设施线路上的共模电流是所述补偿绕组上的经调整电流乘以所述补偿绕组和所述感测绕组之间的匝数比，并且
其中，确定所述上升沿的峰值的平均值与所述下降沿的峰值的平均值之间的量值差，并且基于所确定的量值差来调整所述第一高频方波电流和所述第二高频方波电流中的至少一个，其中，经调整的电流补偿所述第一芯与所述第二芯之间的饱和通量密度的差。
2.根据权利要求1所述的变压器，其中，如果在所述一条或多条公用设施线路上不存在共模电流，则通过所述感测绕组的净通量为零。
3.根据权利要求1所述的变压器，其中，所述第一芯的饱和通量密度基本上等于所述第二芯的饱和通量密度。
4.根据权利要求1所述的变压器，其中，所述第一芯的饱和通量密度在所述第二芯的饱和通量密度的10％以内。
5.根据权利要求1所述的变压器，其中，所述第一芯具有比所述第二芯低的饱和通量密度，并且其中，所述第一驱动绕组用比所述第二驱动绕组更小的电流驱动，使得所述第一芯与所述第二芯基本上同时饱和。
6.根据权利要求1所述的变压器，其中，所述第一驱动绕组将高频信号施加到所述一条或多条公用设施线路，其中，所述第二驱动绕组测量所导致的电流的幅度，并且其中，所导致的电流的幅度与接地回路阻抗的倒数成比例。
7.根据权利要求1所述的变压器，其中，所述公用设施线路中的共模电流是以下中的至少一个：AC剩余漏电流和DC剩余漏电流。
8.根据权利要求1所述的变压器，其中，所述第一芯基本上平行于所述第二芯设置。
9.一种方法，包括：
向缠绕在第一芯上的第一驱动绕组提供第一高频方波电流；
向缠绕在第二芯上的第二驱动绕组提供第二高频方波电流，其中，所述第二高频方波电流具有与所述第一高频方波电流相反的极性；
感测缠绕所述第一芯和第二芯的感测绕组上的一个或多个脉冲，其中，所述一个或多个脉冲通过穿过所述第一芯和第二芯的一条或多条公用设施线路上的共模电流产生；
调整缠绕所述第一芯和第二芯的补偿绕组的电流，以抵消所述感测绕组上的所述一个或多个脉冲；
将所述一条或多条公用设施线路上的共模电流确定为所述补偿绕组上的电流乘以所述补偿绕组和所述感测绕组之间的匝数比；
通过第一采样和保持电路测量所感测的一个或多个脉冲的上升沿的一个或多个峰值；
通过第二采样和保持电路测量所感测的一个或多个脉冲的下降沿的一个或多个峰值；
确定所述上升沿的峰值的平均值与所述下降沿的峰值的平均值之间的量值差；以及
基于所确定的量值差来调整所述第一高频方波电流和所述第二高频方波电流中的至少一个，其中，经调整的电流补偿所述第一芯与所述第二芯之间的饱和通量密度的差。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述第一芯的饱和通量密度基本上等于所述第二芯的饱和通量密度。
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