CN103780166A - 用于隔离永磁无刷电机的未驱动电压以检测转子位置的系统和方法 - Google Patents

用于隔离永磁无刷电机的未驱动电压以检测转子位置的系统和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN103780166A
CN103780166A CN201310198862.5A CN201310198862A CN103780166A CN 103780166 A CN103780166 A CN 103780166A CN 201310198862 A CN201310198862 A CN 201310198862A CN 103780166 A CN103780166 A CN 103780166A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
winding
signal
power stage
driving
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201310198862.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103780166B (zh
Inventor
马尔科·约翰·科博伊希
杰森·威廉·劳伦斯
斯蒂芬·詹姆斯·桑切斯
约翰·L·梅兰森
米罗斯拉夫·奥利亚恰
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Cirrus Logic Inc
Original Assignee
Cirrus Logic Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from US13/800,327 external-priority patent/US9000696B2/en
Application filed by Cirrus Logic Inc filed Critical Cirrus Logic Inc
Publication of CN103780166A publication Critical patent/CN103780166A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103780166B publication Critical patent/CN103780166B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/183—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using an injected high frequency signal
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/185—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using inductance sensing, e.g. pulse excitation

Abstract

本发明公开用于控制驱动多相无传感器无刷永磁DC电机的定子绕组集合中的循序相切换的系统和方法。电机控制器控制功率级，所述功率级用脉冲宽度调制信号驱动电机中三个绕组集合中的两个绕组。在时间窗口内取样三个绕组集合中的未驱动绕组上的多个电压值，其中开始于激励驱动绕组时且结束于去激励驱动绕组时的周期包含时间窗口。处理取样的电压值。当处理的电压值超过阈值时，电机控制器改变受驱动的两个绕组。

Description

用于隔离永磁无刷电机的未驱动电压以检测转子位置的系统和方法
交叉引用
本申请案是2013年3月13日申请的标题为“Circuit and Method forSensorless Control of a Permanent Magnet Brushless Motor DuringStart-up”的美国申请案第13/800,327号的部分接续申请案，且本申请案请求2012年5月25日申请的标题为“Circuit and Method for SensorlessControl of a Brushless Motor During Start-up”的美国临时申请案第61/651,736号的权益，所述美国临时申请案全文以引用的方式并入本文中。
技术领域
本发明通常涉及电机控制器，且更特定而言，涉及在启动期间用于永磁无刷电机的无传感器控制的系统和方法。
背景技术
有传感器的无刷电机技术是众所周知的且有益于低速下的最小缺陷控制和可靠旋转。有传感器的系统具有一或多个传感器，所述一或多个传感器与电机控制器通信，为所述电机控制器指示转子所处位置、转子的转速及转子是向前转还是反向转。有传感器的系统中的传感器增加成本并提供可破损或磨损的额外零件，增加了耐久性和可靠性问题。无传感器系统可读取电源连接中的电流脉冲来确定旋转和速度。无传感器系统趋向于能够控制在较高速度（例如，每分钟转数（“RPM”））下的电机，但可能在极低的启动速度下可遭受在负载下的抖动，导致性能不如有传感器的无刷电机。
抖动是无传感器无刷电机系统在初始启动速度下发生且通常在电机获得足够速度后就不再存在的现象。抖动产生的原因是，在低速或零速下，无传感器算法没有足够的信息来决定激励哪个绕组及以何种顺序激励绕组。用于启动无传感器系统的一种常见解决方案是激励一个绕组对来将转子锁定在已知位置。随后以预定义速率和PWM占空比换向电机绕组，直到转子达到用于使无传感器控制参与的足够高的速度。然而，尤其在存在随时间变化的负载时，即使是此解决方案也将在启动期间导致抖动。对于具有最小初始转矩或可预测的初始转矩的负载，可减少抖动或使抖动难以察觉。然而，一些电机应用/使用情境（例如启动电动自行车开始上坡）需要用于启动的显著转矩，并且初始转矩是非常不可预测的。无传感器无刷电机系统的使用有时受阻于低速高转矩操作，例如电动车辆/自行车的攀岩或复杂和精细的场地赛，因为在这些困难情境中，可发生显著抖动并可能导致电机过早烧毁。
图1是处于三相功率级的电机控制系统10的方块图，如先前技术中所知。许多三相电机控制系统10包括具有控制信号产生器12的控制器、栅极驱动器14和功率级16。在无传感器控制情况下，还包括反馈电路，具体来说，为检测网络18和电流感测电路20，电流感测电路20利用感测电阻器RSENSE。一般来说，无传感器控制的目标是检测电机对施加的脉冲宽度调制（PWM）源电压的响应来识别转子位置和运动。
类似地，电流感测电路20可用于检测横越受驱动绕组的电机电流的幅值和方向。经常使用低侧分流监控。图1图示用于低侧监控的常用配置。本领域技术人员可容易采用替代性电流感测技术，例如监控（包括高侧监控）每个逆变器支路中的相电流，且此替代性技术是本领域一般技术人员所熟知的。
控制信号产生器12通常由低电压源供电。因此，栅极驱动器14的功能包括将低电压控制信号移位到匹配功率级16的输入要求的水平。功率级16包括半导体开关装置。图1中图示MOSFET，但可使用其他装置，例如IGBT。可使控制信号产生来自电源Vpwr的梯形（亦称方块或6步换向）或正弦波驱动。脉冲宽度调制通常在无刷DC（BLDC）电机控制中与梯形驱动一起使用。要求较低声频噪音或较低转矩波动的系统得益于正弦波驱动。
关于PWM驱动技术的本领域技术人员理解产生梯形控制、正弦波控制或其他控制的各种模式。可通过电机相和/或一或多个相电流上的电压检测电机对PWM驱动的响应。
如图1中所示，对于无刷DC电机控制，驱动功率级16，以使得电流流入第一电机相（例如，U相）中并离开第二电机相（例如，V相）。电机30中的转子（未图示）位置指定驱动哪个相位对来力图实现转子的最大转矩和平滑（无抖动）旋转。反馈控制用于推断转子位置。
图2是Y形连接电机30的图示说明，如先前技术中所知。此图示说明中的Y形连接电机30具有单极对永磁转子32，所述单极对永磁转子32经定位以使得所述单极对永磁转子32的南极34接近U相36的绕组。在所述条件下，对本领域技术人员而言显而易见的是，W相38和V相40是适合驱动以便发起转子32旋转的相位对。永磁转子32的极性确定流经相位的电流的方向。因此，功率级16将W相38连接至Vpwr并将V相40连接至地面24，导致电流流入W相38中并离开V相40，如用电流箭头所表示。如图2中所示，电流流经线圈W相38和V相40的净效应是电磁体的形成，所述电磁体具有W相38处的北极和V相40处的南极。此电磁体在永磁N极42和形成在W相38处的电磁N极之间产生排斥力，并在永磁N极42和形成在V相38处的电磁S极之间产生吸引力。
由于N极和S极相互吸引，如果电磁体在此电流流动配置中持续足够长的时间，那么所得的转矩将使永磁N极42立即移动到V相40之后的位置并使永磁S极34立即移动到W相之前的位置，且将停止永磁转子32的旋转。为了保持永磁转子32的旋转，必须将功率级16换向到新的相位对。最佳换向点是转子位置相对于未驱动相位（未由Vpwr驱动的相位）的线圈的函数。在图2中，U相36是未驱动相位。理想情况下，转子角度将相对于与未驱动相位的线圈的对准跨越-30°到+30°。由于此60°的跨度是一次电气转动的六分之一，所以所述60°的跨度通常被称为一个六分周。
图3是由表1进一步定义的6步换向方法，如先前技术中所知。考虑到图2中所示的条件，在表1中概述且在图3中进一步图示通常被称为6步换向方法的步骤顺序的高级描述。
表1：用于图2所示的Y形连接电机的六步换向顺序
Figure BDA00003244009000031
Figure BDA00003244009000041
6步换向顺序导致一次电气转动。考虑到此简化的实例，应理解，当此六步方法完成时，将驱动被适当驱动的永磁转子进行一次机械转动。极对数量的增加导致每次机械转动的电气转动的数量的等量增加。比较表1和图2，应理解，图2图示顺序步骤0，其中从W相38推动永磁N极42并由吸引力拉到V相40。当永磁S极34到达U+30°位置时，功率级16换向到驱动电流从W相38到U相36的顺序步骤1，致使U相变成电磁S极。因此，U相36排斥或推动永磁S极34，且相38吸引S极，从而继续永磁转子32的顺时针运动。
对无刷永磁电机的无传感器控制的多数现有解决方案利用对称脉冲宽度调制信号。图4A是一个对称脉冲宽度调制信号的一个实例的图示说明，如先前技术中所知。对称脉冲宽度调制信号的一个周期可包括用于针对时间跨度TA的正电压V+，以及针对跨度TB的负电压V-，其中V+和V-的绝对值相等且最大PWM周期是TA+TB。在V+下度过的时间跨度引用为信号的激励部分，且在V-下度过的时间跨度引用为信号的去激励部分。图4B是一个非对称脉冲宽度调制信号的一个实例的图示说明，如先前技术中所知。所述信号包括在V+下的时间跨度T1和在近似0V下的第二时间跨度T2。T1和T2的和表示PWM周期。
其他人已经研发在启动期间无刷电机的无传感器控制的解决方案，同时所述解决方案涉及用于磁碟驱动器、光碟（compact disk；“CD”）驱动器和数字视频光盘/数字通用光盘（digital video disk/digitalversatile disk；“DVD”）驱动器的主轴电机。然而，CD和DVD在启动期间不为转子转动提供显著的或变化的电阻。因为初始转矩是可预测的，所以可显著预编程性能参数。其他电机（例如用于电动踏板车的电机）可具有施加到电机的变化电阻。例如，为用于电动踏板车的电机确定的转矩可取决于电动踏板车上的重量和踏板车是面对斜坡、斜面还是在水平表面上。电机特性受克服电机上的外部转矩所需的启动电流的幅值的影响。已知未驱动相位携载电压，所述电压受除其他因素外的驱动绕组上的电流和来自转子的磁场影响，但所述电压已被认为太嘈杂且受太多因素影响而不能提供有用信息。如果能过滤掉绕组上的噪声，那么未驱动相位可以是有用数据的来源。
因此，迄今为止，行业中存在对于解决上述缺陷和不足的未解决的需求。
发明内容
本发明的实施方式提供用于同步驱动多相无传感器无刷电机的定子绕组集合中的顺序相位切换的系统和方法。以构架简略地描述，除其他实施方式之外，系统的一个实施方式可如以下实施。系统公开用于控制驱动多相无传感器无刷永磁DC电机的定子绕组集合中顺序相位切换的结构。电机控制器控制功率级，所述功率级用脉冲宽度调制信号驱动电机中三个绕组集合中的两个绕组。在时间窗口内取样三个绕组集合中的未驱动绕组上的多个电压值，其中开始于激励驱动绕组时并结束于去激励被驱动绕组时的周期包含时间窗口。处理取样电压值。当处理的电压值超过阈值时，电机控制器改变受驱动的两个绕组。
本发明也可被看作提供用于控制电机切换的方法。方法包括以下步骤：驱动三个绕组集合中的两个绕组上的脉冲宽度调制信号；在时间窗口内取样三个绕组集合中的未驱动绕组上的多个电压值，其中开始于激励驱动绕组时并结束于去激励驱动绕组时的周期包含时间窗口；对取样的电压值进行信号处理；及当处理的电压值超过阈值时，改变受驱动的两个绕组。
在查阅以下图式和详细说明之后，本发明的其他系统、方法、特征和优点将对或将变得对本领域技术人员显而易见。旨在所有所述额外系统、方法、特征和优点包括在所述描述中、在本发明的范围之内及受到附随权利要求书的保护。
附图说明
参考以下图式将更好地理解本发明的许多方面。图式中的组件未必按比例绘制。而是着重于清楚说明本发明的原理上。此外，在图式中，相同的元件符号指代遍及多个视图的相应部件。
图1是处于三相功率级的电机控制系统的方块图，如先前技术中所知。
图2是Y形连接电机的图示说明，如先前技术中所知。
图3是由表1进一步定义的6步换向方法，如先前技术中所知。
图4A是一个对称脉冲宽度调制信号的一个实例的图示说明，如先前技术中所知。
图4B是一个非对称脉冲宽度调制信号的一个实例的图示说明，如先前技术中所知。
图5是根据本发明的第一示范性实施方式的处于三相功率级的电机控制系统的方块图。
图6是表示图2所示的电机相的解调制信号的图示说明。
图7是表示图2所示的电机相的解调制信号在高转矩和电流影响下的图示说明。
图8是根据本发明的第一示范性实施方式的示范性电压感测电路的图示说明，所述示范性电压感测电路可结合图5中的电机控制系统使用。
图9是根据本发明的第一示范性实施方式的示范性电流感测电路的图示说明，所述示范性电压感测电路可结合图5中的电机控制系统使用。
图10A是根据本发明的第一示范性实施方式的解调制的未驱动相位信号的图示说明，所述解调制的未驱动相位信号与用对称脉冲宽度调制信号驱动的图5的电机控制系统相关联。
图10B是根据本发明的示范性实施方式的未驱动相位信号的少于两个周期的图示说明，所述未驱动相位信号与用非对称脉冲宽度调制信号驱动的图5的电机控制系统相关联。
图11A是根据本发明的第一示范性实施方式的解调制的未驱动相位信号的图示说明，所述解调制的未驱动相位信号与用非对称PWM信号驱动的图5的电机控制系统相关联。
图11B是根据本发明的示范性实施方式的解调制的未驱动相位信号的少于两个周期的图示说明，所述解调制的未驱动相位信号与用非对称脉冲宽度调制信号驱动的图5的电机控制系统相关联。
图12是根据本发明的第一示范性实施方式的流程图的图示说明，所述流程图图示使用图5的电机控制系统110的方法。
具体实施方式
图5为根据本发明的第一示范性实施方式的用于无传感器无刷永磁DC电机30的处于三相功率级116的电机控制系统110的方块图。电机控制系统110包括控制器单元160，所述控制器单元160具有控制信号产生器112、存储器装置162、处理单元164、信号采集装置166及模数转换器170。控制信号产生器112将六个输入馈送到栅极驱动器114中。可由独立电源（未图示）供电的栅极驱动器114控制功率级116中的六个MOSFET开关168。开关的操作决定电流从电源Vpwr流动通过电机30中的定子绕组36、38、40。
电压感测电路118和电流感测电路120用于电机的闭合环路控制。功率级116具有成对分组的6个开关。每一开关对配置为半桥。每一开关具有控制输入。功率级116的输出馈送到3相BLDC电机绕组U36、V40、W38中。功率级116由具有DC电压的电压源提供Vpwr供应，功率级使用所述电压源Vpwr向绕组U36、绕组V40、绕组W38供应脉冲宽度调制信号。电压源Vpwr的电流返回路径通过电流感测电阻器Rsense直通地面。用于梯形控制的脉冲宽度调制无刷DC电机30的功率级116通常一次激励三个绕组36、38、40的集合中的两个电机绕组。
在未驱动相位下可获得电压信号。所述电压信号可用于与PWM切换速率同步地解调制未驱动相电压来产生换向信号。当存在近零驱动电流时，换向信号具有1/2电气循环的周期性。所述换向信号的形状与永磁转子32对定子绕组36、38、40的作用有关。当PWM信号对称时，可通过仅考虑未驱动相位与PWM的两个不同驱动状态的切换之间的电压差来执行解调制。当PWM信号非对称时，可通过仅考虑在激励部分PWM期间的未驱动相位与参考电压之间的电压差来执行解调制。当将实质上大于零的电流驱动到主动端子对中时，信号具有新增的分量，所述新增的分量具有完整电气循环的周期性。
图6为表示图2和图3中所示电机相的解调制的未驱动相位信号的图示说明。下标D指示信号来自解调制的未驱动绕组。在此，针对1/2电气循环图示相对于转子角度相互叠加的未驱动相位信号。可通过监控未驱动相位信号和以作为电机电流的函数的值换向来确定适当的换向时间，所述未驱动相位信号来源于解调制的未驱动相位信号。随着电流增加，比较值将改变，但图6表示通过驱动绕组的近零电流。
如图6中所示，虚线UD表示当U相36在换向顺序步骤0期间断开并且用PWM波驱动W相38和V相40时所产生的解调制信号。所述驱动组合为产生x轴上从旋转位置1.25到1.75点的大多数转矩的连接，所述从旋转位置1.25到1.75点为六分周位置。
如果用向右推的转矩驱动电机，当达到1.75点时，电机在适当方向上旋转，并且从WV相到WU相的换向应发生在1.75点处。同样，如果转子在正被顺时针电气驱动时逆时针旋转，例如在山坡上启动电动踏板车，那么UD具有介于1.25与1.75之间的负斜率。如果达到了1.25点，那么应切换到先前的换向相位UV或换向顺序步骤5。所述点与解调制的信号UD相关联，达到分别用于向前或向后换向的1.5或-1.5伏，在图6中图示为THRESHOLD（阈值）。当达到x轴上的1.75时，在换向到WU相之后，随后将产生与V相40相关联的解调制信号，即VD。如果达到1.25（被迫反向），那么随后将产生与W相相关联的解调制信号，即WD。
如果来自永磁体的换向信号分量占主导地位，则直接确定换向时间。得到来自未驱动相位的换向信号并且在达到预定值时，使电机提前到下一个相位或先前的相位。因为负载可能在与启动时所需旋转相反的方向上旋转，所以先前的相位超前很重要。对于最大转矩，重要的是换向水平相对精确。
当所需启动转矩高时，需要让实质上大于零的电流通过驱动绕组来产生高转矩。当驱动绕组电流很高时，更难根据未驱动相位信号确定换向断点。当电流已超出近零电平时，换向信号实质上相对于旋转位置变换。
图7是表示图2中所示的电机相的解调制信号在高转矩和电流的影响下的图示说明。在先前识别的换向断点处（当转子角度为1.25和1.75时）的解调制的未驱动绕组（UD）信号的适当值为0V和3V。因此，如图6中所示，如果电机控制器以用于换向的-1.5V和1.5V的阈值操作，则电机将不能获得借助适当电机换向所获得的最大有效转矩。在向前运动的情况下，换向将过早，导致转移到将提供较少转矩的换向顺序步骤。在电机向后旋转的情况下，换向可能太迟而不能根据先前的换向步骤实现高转矩。另外，在略高电流下，可能产生不能完全换向的结果，从而引导控制器错误地尝试在错误的方向上驱动电机。电流对解调信号的效应对于偶数六分周和奇数六分周（与1、3、5对照的换向顺序步骤0、2、4）可能不同。电机特性指示与偶数六分周相关联的解调制信号的部分随着电流成比例地变化，并且与奇数六分周相关联的解调制信号的部分随着电流成反比列地变化。
图8是根据本发明的示范性实施方式的示范性电流感测电路118，所述示范性电压感测电路118可结合图5中的电机控制系统110使用。电压感测电路118放置在功率级输出116和控制器单元信号采集装置166之间的第一控制环路的反馈路径中。电压感测电路118包括电阻器网络，所述电阻器网络包含耦接到一起的电阻R1、R2、R3、R4和R5，如图8所示。电压感测电路118具有连接到三个电机端子U36、V40、W38的三个输入。电压感测电路118叠加来自每个相位36、38、40的电机电压响应并根据信号采集装置166的输入要求将结果按电平划分。结果包括未驱动相位上的电压。尽管相似的电机控制配置包括电压感测电路118，但所述电路经引导以撷取反EMF信号并定期地过滤掉未驱动相电压来得到更加清晰的反EMF信号。
图9是根据本发明的示范性实施方式的示范性电流感测电路120，所述示范性电流感测电路120可结合图5中的电机控制系统110使用。电流感测电路120放置在电流感测电阻器RSENSE与控制器单元信号采集装置166之间的第二控制环路的反馈路径中。电流感测电路120的电源电压电平与控制器单元160的电源电压电平大致相同。如图5中所示，电流感测电路120包括放大器174，所述放大器174经配置用于横越Rsense的电压差分测量。设置放大器174的输入共模电压和增益，使得放大器输入在大致中间供应处来促进监控在正反方向上流动的Rsense电流。
电机控制系统110可用于控制电机30，例如图2中所示的电机30。图10A为根据本发明的示范性实施方式的解调制未驱动相位信号的图示说明，所述解调制未驱动相位信号与用对称脉冲宽度调制信号驱动的电机控制系统110相关联。信号V和信号W为电机30的两个端子上的驱动信号。图10A图示具有补充驱动的占空比为50%的PWM。通常，驱动相电压将为介于接地电压与电源电压Vpwr之间的值。取决于电机尺寸和构造以及其他因素，典型的切换频率在1kHz到25Khz范围中。在未驱动相位下的信号在图10中图示为信号U。信号U根据转子位置改变，所述转子位置改变定子中的磁场。通过测量在高bn电平和低an电平之间的信号U上的电压差来得到用于位置感测的解调制未驱动相位信号UD。所述电压差可被视为根据PWM信号对位置信号的解调制。将所述解调制信号与确定的阈值（例如图5中所示的阈值）比较，且所述解调制信号用于确定换向断点，在换向断点处功率级输出将切换到待驱动的下一个绕组对。图10中UD的图示说明类同于以稳定转子运动操作的图5中的UD曲线的1.25到1.75转子角度部分。
图10B是根据本发明的示范性实施方式的解调制未驱动相位信号的少于两个周期的图示说明，所述解调制未驱动相位信号与用对称脉冲宽度调制信号驱动的电机控制系统110相关联。图10B中的U曲线和UD曲线与图10A中的所述曲线相差无几。如图10B中很明显，当电机在PWM信号的激励部分和PWM信号的去激励部分之间切换时，U曲线更不稳定，并且随后U曲线稳定。对于定义转子位置或换向点，电机在PWM周期的激励和去激励部分之间改变时的未驱动相U上的电压不如信号U已稳定时的未驱动相U上的电压有用。如图10B所示，在激励部分期间可获取多个样本an且在去激励部分期间可获取多个样本bn。可平均化或另外过滤所述样本来达到用于每一部分的总体值。如图10B所示，滤波an和滤波bn的差为所述PWM周期提供单个解调制电压值。
图11A是根据本发明的第一示范性实施方式的解调制未驱动相位信号的图示说明，所述解调制未驱动相位信号与在用非对称PWM信号驱动时的电机控制系统110相关联。信号V和信号W是电机30的两个端子上的驱动信号。如图3所示，当在换向顺序的步骤0中操作电机时，W+栅极和V-栅极将在激励时闭合，同时其他四个栅极断开。W-栅极和V-栅极将在去激励时闭合，断开来自Vpwr的绕组的集合，并且将W相和V相相互连接并且接地。通常，驱动相电压将为介于接地电压与电源电压之间的值。取决于电机尺寸和构造以及其他因素，典型的切换频率在1KHz到25KHz范围中。在未驱动相位下的信号在图11A中图示为信号U。信号U根据转子位置改变，所述转子位置改变定子中的磁场。通过相对于参考电压测量在激励相期间的电压来得到用于位置感测的解调制未驱动相位信号UD。所测量的电压与参考电压的所述比较是解调制步骤的至少一部分。将所述解调制信号与确定的阈值（例如图6中所示的阈值）比较，且所述解调制信号用于确定换向断点，在换向断点处功率级输出将切换到待驱动的下一个绕组对。图11中UD的图示说明类同于随着转子在恒定速度下旋转的图6中的UD曲线的1.25到1.75转子角度部分。
图11B是根据本发明的示范性实施方式的解调制未驱动相位信号的少于两个周期的图示说明，所述解调制未驱动相位信号与用非对称脉冲宽度调制信号驱动的电机控制系统110相关联。图11B中的U曲线和UD曲线与图11A中的所述曲线相差无几。如图11B中很明显，当电机在PWM信号的激励部分和PWM信号的去激励部分之间切换时，U曲线更不稳定，并且随后U曲线稳定。对于定义转子位置或换向点，电机在PWM周期的激励和去激励部分之间改变时的未驱动相U上的电压不如信号U已稳定时的未驱动相U上的电压有用。如图10B所示，在激励部分期间可获取多个样本an。可在去激励相期间获取样本，但这不是实践本发明所必需的。可平均化或另外过滤所述样本来达到用于每一部分的总体值。如图11B所示，滤波an和参考电压的差为所述PWM周期提供单个解调制电压值。
图12是根据本发明的示范性实施方式的流程图的图示说明，所述流程图图示使用图5的电机控制系统110的方法。应注意，流程图中的任何过程描述或方块应理解为表示包括一或多个指令的模块、区段、代码的部分或步骤，所述一或多个指令用于实施过程中的特定逻辑功能，并且替代实施包括在本发明的范围内，在本发明中，如将由本发明的所属领域中的技术人员理解，根据所涉及的功能性，可自图示或论述的次序（包括实质上同时地或以相反次序）执行功能。
如方块202所图示，在三个绕组集合中的两个绕组上驱动脉冲宽度调制信号。在时间窗口内取样三个绕组集合中的未驱动绕组上的多个电压值，其中开始于激励驱动绕组时并结束于去激励驱动绕组时的周期包括所述窗口（方块204）。处理取样的电压值（方块206）。当处理的电压值超过阈值时驱动两个不同的绕组（方块208）。
改变受驱动的两个绕组的步骤可包含：在解调制的测量电压已超过阈值达设定时段之后，改变驱动的相位。未驱动电压信号可遭受噪声，并且所述噪声可引起过早地和临时地超过阈值。验证到解调制的测量电压继续超过阈值达一段时间减小由于噪音而非适当识别的转子位置而超过阈值的可能性。
可将阈值设定为脉冲宽度调制信号的函数。举例来说，随着脉冲宽度调制信号的振幅增加，阈值的绝对值应增加以适当补偿值也在增加的未驱动绕组电压。可预设阈值并可修改阈值作为脉冲宽度调制信号的特性的函数。类似的，可在电机控制器内修改解调制的测量的电压值作为脉冲宽度调制信号的函数，以允许解调制的测量电压值在适当转子旋转角处与阈值相交。解调制的测量电压可通过调整解调制的测量电压而修改。
可由含有至少一个三角积分模数转换器170的信号处理电路来执行信号处理步骤。三角积分模数转换器可具有为PWM频率的至少十六（16）倍的取样率。信号处理步骤可进一步包括至少两个模数转换器。模拟求和网络可获得处理电压值，通过针对模数转换器输入测量未驱动绕组和两个受驱动绕组的平均值之间的差来进一步计算所述处理电压值。
如图10B和图11B所示，与其他数据相比，更需要未驱动电压信号中的一些数据。因此，数据收集可以是与在电机的激励状态和去激励状态之间切换有关的在不间隔时间处对未驱动电压值取样。在一个激励或去激励部分期间从取样开始直到取样结束的时间在本文中被称为“窗口”。图10B和图11B图示示范性窗口190。获取并用在解调制未驱动电压的计算中的第一样本象征着打开窗口，且窗口内的最后一个样本象征着关闭窗口。功率级中的一组开关控制驱动绕组上的脉冲宽度调制信号。当功率级中的两个开关闭合时窗口可打开，且当功率级中的至少五个开关断开时窗口可关闭。在所述切换时刻，从图示说明可见未驱动电压波动。可设计系统来操作窗口以收集未驱动电压数据，所述未驱动电压数据受波动影响较小，从而隔离更直接归因于转子位置的未驱动绕组上的电压的一部分。
在一个变型实施方式中，在功率级中的两个开关闭合之后，窗口可打开延迟时间帧，且当功率级中的至少五个开关断开时可关闭窗口。延迟时间帧可以是直到处理器确定未驱动电压值超过电压源Vpwr的50%。对于负电压，如果超过电压源Vpwr的50%，那么可仅考虑确定电压幅值。
可使用更复杂的方法来定义延迟时间帧。处理器可计算多个取样的电压值的偏差，且窗口跨越连续的取样电压值，所述连续的取样电压值与电压值的均值的不同小于一阈值百分比，由以下公式表示：
|Xi-Xave|/Xave＜K。
其中K是阈值偏差常数，Xave是窗口内的解调制电压值的均值，且Xi是窗口系列中的每个解调制样本电压值。
处理器可取样横越激励或去激励部分的持续时间的未驱动电压，并且处理器随后定义在电机继续到下一个部分之后的窗口。当计算解调制电压时，处理器可丢弃不在窗口中的取样未驱动电压。处理器可确定窗口在电机继续到下一个部分时关闭，且处理器随后将窗口打开定义为在窗口关闭前确定的时间帧。例如，一旦限期在窗口关闭前0.5毫秒打开窗口或可打开窗口，窗口跨越激励/去激励部分的50%。确定的时间帧可以是脉冲宽度调制信号的占空比的函数。
可通过多种不同的方式来处理窗口190内的值以在相关的激励/去激励部分期间实现表示未驱动电压的值。如上所述，可平均化窗口内的取样电压值。每个取样电压值可乘以加权函数并求和。加权函数可以是与PWM信号同步的随时间改变的周期函数。每个取样电压值可乘以加权函数，且先前滤波输出的子集可乘以加权函数并将乘积求和，本领域一般技术人员了解与无限脉冲回应滤波相关联的方法。可在取样步骤之前发起信号处理步骤。
当脉冲宽度调制信号具有50%的占空比时，可通过滤波将多个电压乘以正弦波加权函数和余弦波加权函数。正弦波与余弦波滤波乘以多个取样电压值并求和，且通过正弦波滤波总和近似于零的周期定义窗口。
第一示范性换向断点计算
将脉冲宽度调制信号提供至一电平下的两个绕组，所述电平提供两个绕组之上的近零平均电流（ln）。获得第一电压数据集合，所述第一电压数据集合表示横跨至少整个六分周的未驱动相位36上的电机电压响应信号。对应于第一未驱动电压数据集合中的每一数据点，收集表示驱动相电流的第一电流数据集合。用提供中间电平驱动相电流（又称为Imid）的脉冲宽度调制信号重复所述过程，并且用提供近似于最大驱动相电流（又称为Imax）的脉冲宽度调制信号再次重复过程。
基于第一电流数据集合和第二电流数据集合计算表示电流的中间电平值的影响的第一系数集合。
CoeffmidCurrent=(VMTR(Imid)-VMTR(Imin))/(Imid-Imin)
其中VMTR是基于未驱动相位36的解调制电机电压响应信号。
基于第一电流数据集合和第三电流数据集合计算表示电流的最大电平值的影响的第二系数集合。
CoeffmaxCurrent=(VMTR(Imax)-VMTR(Imin))/(Imax-Imin)
与偶数六分周相比，在奇数六分周中，电流对换向信号的效应是不同的。因此，针对偶数六分周和奇数六分周产生所述第一系数集合和第二系数集合。
CoeffmidCurrent（奇数）
CoeffmidCurrent（偶数）
CoeffmaxCurrent（奇数）
CoeffmaxCurrent（偶数）
所得系数值可在特定条件下直接使用。举例来说，如果应用因为电机驱动已知负载以特定的电流运行，那么系数可存储在查找表中。在每一操作电流电平下处，系数可随后从表读取并用以补偿所述电流的未驱动相位信号。
修改阈值和/或解调制电压的另一方法包括将所得系数值转化为偶数六分周和奇数六分周的斜率和截距值，所述斜率和截距值通常可随后应用于电流值的广泛集合。斜率和截距值储存在存储器中。
作为电流的函数的系数计算为：
系数(I)=斜率*lavg+截距
在所述方程式中，lavg为在所述实例中通过不同配置的放大器174获得的平均驱动相电流，所述放大器174监控低侧分流电阻器并且通常描述为图4和图9中的电流感测方块。在PWM循环的开启部分和关闭部分中取样和数字化放大器输出。数字化地处理所述值以产生PWM循环中的平均电机相电流。可从存储器装置162获得斜率和截距值。六分周奇偶性决定使用奇数六分周还是偶数六分周的斜率和截距数据。
斜率有效地计算为ΔV/ΔI，因此系数（I）具有电阻单元。
作为电流的函数的校正因子随后计算为：
VCF(l)=lavg*系数(I)
控制器单元存储器装置162含有表示电机特性的常数值。换向断点的一或多个常数值储存在存储器装置162中。斜率和截距值储存在存储器装置162中。
处理单元164基于储存和测量的数据执行算术运算。具体地说，计算校正因子Vcf(I)，并且解调制在未驱动相上的电机电压响应。处理单元164反转每隔一个六分周中的解调制信号的极性，以使得解调制信号相对于施加的转矩的方向的斜率明确地绝对与六分周无关。处理单元164使用根据绕组电流的校正因子修改解调制信号。处理单元164基于换向断点之间解调制信号的斜率计算解调制信号的方向，从而确定旋转方向。将在连续的换向断点之间取得的第一调制信号数据点和第二解调制信号数据点之间的差别与阈值比较。大于阈值的差值指示正斜率，而小于阈值的差值指示负斜率。通过与阈值比较的方式定义斜率是任意的。例如，小于阈值的差值也可同样定义正斜率。
处理单元164将修改的/校正的解调制信号与储存的向前换向断点进行比较。具有大于向前换向断点值的值的经修改解调制信号和经确定的向前旋转方向的组合的至少一次出现导致处理单元164控制控制信号112以将功率级116换向到下一个相位对。在换向之前要求多次出现令人满意可增加系统稳健性。处理单元164将修改的/校正的解调制信号与储存的反向换向断点进行比较。具有小于反向换向断点值的值的修改的解调制信号和经确定的反向旋转方向的组合的至少一次出现导致处理单元164控制PWM112以将功率级116换向到前一个相位对。在换向之前要求多次出现令人的条件可增加系统稳健性。
可以若干方式获得横跨驱动绕组的平均电流，所述方式包括测量和建模，所述方式中的一些方式对于本领域技术人员是熟知的。一种可用于获得横跨驱动绕组的电流的方法是平均化由模数转换器和电流感测机制测量的电流。如上文所论述，平均电流用以修改阈值和解调制的测量电压中的至少一个。
当转子相对于其他电机特性和操作条件旋转得足够快时，可获得可靠的反EMF信号。使用可靠的反EMF信号来控制从驱动对到驱动对的换向在本领域中是众所周知的。因此，本文中所公开的技术经设计用于在转子未移动或以可获得可靠的反EMF信号的速度旋转时控制换向。当转子的旋转速度超过速度阈值以使得可获得可靠的反EMF信号时，电机控制切换到反EMF换向技术。
应强调，本发明的上述实施方式（特别是，任何“优选的”实施方式）仅为实施的可能实例，仅阐述所述实施方式用于清楚理解所公开的系统和方法的原则。可在实质上不背离本发明的精神和原则的情况下对本发明的上述实施方式作出变更和修改。所有所述修改和变更旨在包括在本发明的范围内并且受到随附权利要求书的保护。

Claims (26)

1.一种控制电机切换的方法，所述方法包含：
在三个绕组的集合中的两个绕组上驱动脉冲宽度调制信号；
在时间窗口内取样所述三个绕组集合中的未驱动绕组上的多个电压值，其中开始于激励所述驱动绕组时且结束于去激励所述驱动绕组时的周期包含所述时间窗口；
对所述取样的电压值进行信号处理；及
当所述处理的电压值超过阈值时，改变受驱动的两个绕组。
2.如权利要求1所述的方法，其中功率级中的一组开关控制所述驱动绕组上的所述脉冲宽度调制信号，其中所述时间窗口开始于所述功率级中的两个开关闭合时并结束于所述功率级中的至少五个所述开关断开时。
3.如权利要求1所述的方法，其中功率级中的一组开关控制所述驱动绕组上的所述脉冲宽度调制信号，其中在所述功率级中的两个开关闭合之后所述时间窗口开始延迟时间帧并且所述时间窗口在所述功率级中的至少五个所述开关断开时结束。
4.如权利要求3所述的方法，所述方法进一步包含：识别第一电压值超过所述脉冲宽度调制电源的50%，且所述时间窗口开始于取样所述第一电压值时。
5.如权利要求3所述的方法，所述方法进一步包含：确定多个电压值的偏差并使所述时间窗口跨越连续的取样电压值，所述连续的取样电压值与所述电压值的均值的不同小于一阈值百分比，从而隔离更直接归因于转子位置的所述未驱动绕组上的所述电压的一部分。
6.如权利要求1所述的方法，其中功率级中的一组开关控制所述驱动绕组上的所述脉冲宽度调制信号，其中所述时间窗口结束于所述功率级中的至少五个所述开关断开时，且随后将所述时间窗口定义为在结束所述时间窗口之前开始所确定时间帧。
7.如权利要求6所述的方法，其中将所述时间帧确定为所述占空比的函数。
8.一种控制电机切换的方法，所述方法包含：
在三个绕组的集合中的两个绕组上驱动脉冲宽度调制信号；
在第一时间窗口内取样所述三个绕组集合中的未驱动绕组上的第一多个电压值，其中开始于激励所述驱动绕组时并结束于去激励所述驱动绕组时的周期包含所述第一时间窗口；
在第二时间窗口中取样所述三个绕组集合中的所述未驱动绕组上的第二多个电压值，其中开始于去激励所述驱动绕组时并结束于激励所述驱动绕组时的周期包含所述第二时间窗口；
对所述第一取样电压值和所述第二电压值进行信号处理；及
每当所述处理电压值超过阈值时，改变受驱动的两个绕组。
9.如权利要求8所述的方法，其中将所述第一多个电压值处理成第一滤波电压值并将所述第二多个电压值处理成第二滤波电压值，并且所述处理的电压值是所述第一滤波电压值和所述第二滤波电压值的差。
10.如权利要求8所述的方法，其中对所述取样电压进行所述信号处理进一步包含将每个所述取样电压乘以加权函数并将乘积求和。
11.如权利要求10所述的方法，其中所述加权函数是与所述PWM信号同步的随时间改变的周期函数。
12.如权利要求8所述的方法，其中对所述取样的电压进行所述信号处理进一步包含将每个所述取样电压乘以加权函数，并将所述先前信号处理输出值的子集乘以函数并且将所得乘积求和。
13.如权利要求8所述的方法，其中在所述取样步骤之前发起所述信号处理。
14.如权利要求8所述的方法，其中所述脉冲宽度调制信号具有50%的占空比并且用正弦波和余弦波过滤所述多个电压，其中将所述正弦波滤波乘以所述多个电压并求和，且其中所述窗口定义正弦波滤波的和为零的周期。
15.如权利要求8所述的方法，其中所述加权函数是与所述PWM信号同步的随时间改变的周期函数。
16.如权利要求8所述的方法，其中由含有至少一个三角积分模数转换器的信号处理电路执行所述信号处理步骤。
17.如权利要求16所述的方法，其中所述至少一个三角积分模数转换器具有为所述PWM频率的至少十六倍的取样率。
18.如权利要求8所述的方法，其中所述信号处理进一步包含利用至少两个模数转换器。
19.如权利要求8所述的方法，其中模拟求和网络获得所述处理电压值，通过针对模数转换器输入测量所述未驱动绕组和所述两个驱动绕组的平均值之间的差来进一步计算所述处理电压值。
20.根据权利要求8所述的方法，其中所述电机为三相永磁电机。
21.一种用于控制无传感器BLDC电机中的电机切换的系统，所述电机具有三个定子绕组的集合，所述系统包含：
控制器单元，所述控制器单元包含控制信号产生器、存储器装置、处理单元、信号采集装置和模数转换器；
功率级，所述功率级具有多个开关，其中所述功率级接收来自所述控制信号产生器的控制信号和来自电源的功率信号，其中所述功率级驱动用脉冲宽度调制信号驱动三个定子绕组的所述集合中的两个绕组，并留下所述三个定子绕组中的一个定子未受驱动；
其中所述信号采集装置在每个脉冲宽度调制循环的激励状态期间接收所述未驱动绕组上的电压的多个样本，由此用于采集所述多个样本的时间间隔为时间窗口；
其中所述处理单元解调制所述未驱动绕组上的所述电压；及
其中所述处理单元与所述功率级通信以在所述解调制的测量电压超过阈值时改变所述三个定子绕组中受驱动的两个绕组。
22.如权利要求21所述的系统，其中所述时间窗口在所述脉冲宽度调制信号的所述激励状态的近似第二半时期间跨越所述未驱动电压的一部分，从而隔离更直接归因于转子位置的所述未驱动绕组上的所述电压的一部分。
23.如权利要求21所述的系统，其中所述处理单元确定所述多个样本的偏差并将所述时间窗口定义为跨越所述样本的一组连续的取样电压，所述连续的取样电压与所述样本的均值的不同小于一阈值百分比。
24.一种用于控制无传感器BLDC电机中的电机切换的系统，所述电机具有三个定子绕组的集合，所述系统包含：
控制器单元，所述控制器单元包含控制信号产生器、存储器装置、处理单元、信号采集装置和模数转换器；
功率级，所述功率级具有多个开关，其中所述功率级接收来自所述控制信号产生器的控制信号和来自电源的功率信号，其中所述功率级驱动具有脉冲宽度调制信号的三个定子绕组的所述集合中的两个绕组，并留下所述三个定子绕组中的一个定子未受驱动；
其中所述信号采集装置在每个脉冲宽度调制循环的激励状态期间接收所述未驱动绕组上的电压的第一多个样本，由此用于采集所述多个样本的时间间隔为第一时间窗口；
其中所述信号采集装置在每个脉冲宽度调制周期的激励状态期间接收所述未驱动绕组上的电压的第二多个样本，由此用于采集所述多个样本的时间间隔是第二时间窗口；
其中所述处理单元至少通过计算所述第一多个样本和所述第二多个样本之间的差来解调制所述未驱动绕组上的所述电压；及
其中所述处理单元与所述功率级通信以在所述解调制的测量电压超过阈值时改变所述三个定子绕组中受驱动的两个绕组。
25.如权利要求24所述的系统，其中所述控制器单元用至少一个三角积分模数转换器过滤所述第一多个样本和所述第二多个样本。
26.如权利要求24所述的系统，其中所述至少一个三角积分模数转换器具有为所述PWM频率的至少十六倍的取样率。
CN201310198862.5A 2012-05-25 2013-05-24 用于隔离永磁无刷电机的未驱动电压以检测转子位置的系统和方法 Active CN103780166B (zh)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201261651736P 2012-05-25 2012-05-25
US61/651,736 2012-05-25
US13/800,327 US9000696B2 (en) 2012-05-25 2013-03-13 Circuit and method for sensorless control of a permanent magnet brushless motor during start-up
US13/800,327 2013-03-13
US13/835,101 2013-03-15
US13/835,101 US8994306B2 (en) 2012-05-25 2013-03-15 System and method for isolating the undriven voltage of a permanent magnet brushless motor for detection of rotor position

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103780166A true CN103780166A (zh) 2014-05-07
CN103780166B CN103780166B (zh) 2017-07-07

Family

ID=49773864

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201310198862.5A Active CN103780166B (zh) 2012-05-25 2013-05-24 用于隔离永磁无刷电机的未驱动电压以检测转子位置的系统和方法

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8994306B2 (zh)
CN (1) CN103780166B (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108482142A (zh) * 2017-02-17 2018-09-04 福特全球技术公司 用于降低具有多个三相电驱动装置的电气化车辆动力传动系统中的噪声的系统和方法
CN113826317A (zh) * 2019-05-16 2021-12-21 三菱电机株式会社 旋转电机的控制装置
CN114035114A (zh) * 2016-06-06 2022-02-11 韦巴斯托充电系统公司 剩余电流检测(rcd)和接地阻抗监测变压器及控制方法
CN113826317B (zh) * 2019-05-16 2024-04-16 三菱电机株式会社 旋转电机的控制装置

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102015218934A1 (de) * 2015-09-30 2017-03-30 Siemens Aktiengesellschaft Überwachen einer sensorlosen Läuferlageerfassung
US9917540B2 (en) * 2015-11-10 2018-03-13 Stmicroelectrics S.R.L. Mutual inductance voltage offset compensation for brushless DC sensorless motors
CN109072854B (zh) * 2016-02-11 2021-12-14 塞德马克机电私人有限公司 起动内燃发动机的方法和系统
KR102619909B1 (ko) 2016-09-09 2024-01-04 한온시스템 주식회사 모터 회전자 제어 장치 및 방법
US11005397B2 (en) * 2018-12-13 2021-05-11 Stmicroelectronics S.R.L. Method of detecting the angular position of an electric motor, corresponding circuit and electric motor
US11303235B2 (en) 2019-04-25 2022-04-12 Black & Decker Inc. Dual-controller system for a sensorless brushless motor control
US11374520B2 (en) 2019-06-10 2022-06-28 Black & Decker Inc. Field-oriented sensorless brushless motor control in a power tool

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20010002785A1 (en) * 1999-12-06 2001-06-07 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Motor and disk drive apparatus
CN1767361A (zh) * 2004-10-04 2006-05-03 松下电器产业株式会社 电动机驱动设备和电动机驱动方法
CN101242154A (zh) * 2008-03-14 2008-08-13 重庆大学 一种无位置传感器的内嵌式永磁无刷直流电机控制系统
CN101399513A (zh) * 2007-09-28 2009-04-01 株式会社东芝 旋转机械的控制装置、控制系统以及控制方法
US20100141191A1 (en) * 2008-12-04 2010-06-10 Chen Liyong Systems and methods for determining a commutation state for a brushless dc motor

Family Cites Families (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5202614A (en) * 1989-09-25 1993-04-13 Silicon Systems, Inc. Self-commutating, back-emf sensing, brushless dc motor controller
US5202616A (en) * 1989-09-25 1993-04-13 Silicon Systems, Inc. Bipolar or unipolar drive back-EMF commutation sensing method
US5751131A (en) * 1995-03-23 1998-05-12 Alliedsignal, Inc. Dynamic rate feedback PM motor starting technique
US5808440A (en) * 1996-11-22 1998-09-15 Western Digital Corporation Hybrid communication method and apparatus for a three-phase brushless DC motor
US6323610B1 (en) * 1998-04-27 2001-11-27 Texas Instruments Incorporated Silent spin sine wave generator
US6285149B1 (en) * 1999-07-12 2001-09-04 Agere Systems Guardian Corp. Double sampled phase detector circuit
US6493169B1 (en) * 2000-04-19 2002-12-10 Western Digital Technologies, Inc. Disk drive employing spindle motor commutation time variation for reducing acoustic noise
US6534936B2 (en) * 2000-04-28 2003-03-18 Western Digital Technologies, Inc. Disk drive employing method of spinning up spindle motor including detecting BEMF polarity change for selecting initial commutation state
US6437525B1 (en) * 2000-08-18 2002-08-20 Stmicroelectronics, Inc. Method and apparatus for spinning a multiphase motor for a disk drive system from an inactive state
WO2003034581A2 (de) 2001-10-10 2003-04-24 Ebm-Papst St. Georgen Gmbh & Co. Kg Verfahren zum betreiben eines elektronisch kommutierten motors, und motor zur durchführung eines solchen verfahrens
DE10162380A1 (de) 2001-12-19 2003-07-03 Bosch Gmbh Robert Verfahren zum Starten eines bürstenlosen Gleichstrommotors
US6703805B2 (en) * 2002-04-12 2004-03-09 Mountain Engineering Ii, Inc. System for measuring the position of an electric motor
US6901212B2 (en) * 2002-06-13 2005-05-31 Halliburton Energy Services, Inc. Digital adaptive sensorless commutational drive controller for a brushless DC motor
US6998799B2 (en) * 2002-09-30 2006-02-14 Texas Instruments Incorporated System and method for improved motor control
CA2513550A1 (en) 2003-01-24 2004-08-12 Tecumseh Products Company Brushless and sensorless dc motor control system with locked and stopped rotor detection
JP3965395B2 (ja) 2004-05-18 2007-08-29 松下電器産業株式会社 モータ駆動装置
US7072778B2 (en) * 2004-06-17 2006-07-04 Stmicroelectronics, Inc. Method and system for determining a rotor position in a wound field DC motor
KR100791814B1 (ko) 2005-07-13 2009-01-28 삼성광주전자 주식회사 센서리스 비엘디씨 전동기의 제어방법
US20070031131A1 (en) * 2005-08-04 2007-02-08 Mountain Engineering Ii, Inc. System for measuring the position of an electric motor
GB0517907D0 (en) * 2005-09-02 2005-10-12 Melexis Gmbh Improvements in or relating to driving brushless DC (BLDC) motors
DE102006032491A1 (de) 2006-07-13 2008-01-17 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung der Rotorposition bei einem bürstenlosen und sensorlosen Elektromotor
US7489097B2 (en) 2006-11-02 2009-02-10 Chrysler Llc Sensorless position detection for a brushless direct current motor during inverter standby
ITVA20070064A1 (it) 2007-07-25 2009-01-26 St Microelectronics Srl Closed-loop startup per motori brushless sensorless
JP5176420B2 (ja) 2007-08-02 2013-04-03 株式会社ジェイテクト ブラシレスモータのセンサレス制御装置
GB0717851D0 (en) * 2007-09-13 2007-10-24 Melexis Nv Improvements relating to driving brushless dc (bldc) motors
JP2009142064A (ja) 2007-12-06 2009-06-25 Nippon Densan Corp ブラシレスモータ
US7777436B2 (en) * 2008-07-14 2010-08-17 The Bergquist Torrington Company Sensorless drive for unipolar three phase brushless DC motors
US20100060217A1 (en) 2008-09-10 2010-03-11 Aisan Kogyo Kabushiki Kaisha Brushless motor starting method and control device
US8237385B2 (en) * 2008-09-15 2012-08-07 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for detecting position for a brushless DC motor
US8384338B2 (en) 2009-01-30 2013-02-26 Eaton Corporation System and method for determining stator winding resistance in an AC motor using motor drives
JP2010193707A (ja) 2009-02-16 2010-09-02 Micronas Gmbh ブラシレスｄｃモータを駆動するための方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20010002785A1 (en) * 1999-12-06 2001-06-07 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Motor and disk drive apparatus
CN1767361A (zh) * 2004-10-04 2006-05-03 松下电器产业株式会社 电动机驱动设备和电动机驱动方法
CN101399513A (zh) * 2007-09-28 2009-04-01 株式会社东芝 旋转机械的控制装置、控制系统以及控制方法
CN101242154A (zh) * 2008-03-14 2008-08-13 重庆大学 一种无位置传感器的内嵌式永磁无刷直流电机控制系统
US20100141191A1 (en) * 2008-12-04 2010-06-10 Chen Liyong Systems and methods for determining a commutation state for a brushless dc motor

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114035114A (zh) * 2016-06-06 2022-02-11 韦巴斯托充电系统公司 剩余电流检测(rcd)和接地阻抗监测变压器及控制方法
CN108482142A (zh) * 2017-02-17 2018-09-04 福特全球技术公司 用于降低具有多个三相电驱动装置的电气化车辆动力传动系统中的噪声的系统和方法
CN113826317A (zh) * 2019-05-16 2021-12-21 三菱电机株式会社 旋转电机的控制装置
CN113826317B (zh) * 2019-05-16 2024-04-16 三菱电机株式会社 旋转电机的控制装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20130342145A1 (en) 2013-12-26
US8994306B2 (en) 2015-03-31
CN103780166B (zh) 2017-07-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103780166A (zh) 用于隔离永磁无刷电机的未驱动电压以检测转子位置的系统和方法
CN103780170B (zh) 用于控制无传感器bldc电机中的电机切换的系统和方法
CN103780172B (zh) 用于在启动期间校准永磁无刷电机的无传感器控制的电路与方法
US10658956B2 (en) Process of operating a hybrid controller for brushless DC motor
CN103780171B (zh) 用于在低速或零速下的无传感器永磁无刷电机的不同类型操作之间切换以决定转子位置的方法及系统
JP5411428B2 (ja) 電気モータのための制御回路、電気モータの角度位置を決定し、電気モータの回転方向を決定するための方法
CN102577086B (zh) 无传感器无刷直流马达中用于减少零交叉粒度的可变脉宽调制
US9000696B2 (en) Circuit and method for sensorless control of a permanent magnet brushless motor during start-up
CN104285370A (zh) 无刷永磁电机的无传感器控制
CN104285369B (zh) 确定永磁电机的转子位置的方法
CN102577084B (zh) 通过门控脉宽调制驱动的无刷直流马达的慢速操作
CN104285368A (zh) 确定永磁电机的转子位置的方法
CN105531917A (zh) 用于确定同步马达转子的位置的方法及系统
US20170163185A1 (en) Method for sensorless commutation of a brushless direct current motor
US9762159B2 (en) Motor drive apparatus for driving stepping motor and control method therefor
CN108667358A (zh) 一种无刷直流电机全范围调速控制系统及其控制方法
CN106169892A (zh) 具有一个霍尔传感器运转的系统及其方法
JP5923437B2 (ja) 同期電動機駆動システム
KR20170071260A (ko) 센서리스 모터의 저속 구간 위치 검출 시스템 및 방법
EP3565107B1 (en) Power conversion device
Narasimham et al. A Novel H-Bridge Topology to Drive Spindle Motor at High Speed with High Starting Torque
WO2020234686A1 (en) Motor and motor control apparatus
Sujanarko et al. Speed Performance Improvement of BLDC Motor for Electric Vehicle Using PID Control

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant