DE102006032491A1

DE102006032491A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung der Rotorposition bei einem bürstenlosen und sensorlosen Elektromotor

Info

Publication number: DE102006032491A1
Application number: DE102006032491A
Authority: DE
Inventors: Pietro De Filippis; Karsten Lohse; Johannes Schwarzkopf
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Brose Fahrzeugteile SE and Co KG
Priority date: 2006-07-13
Filing date: 2006-07-13
Publication date: 2008-01-17
Also published as: CN101553979A; WO2008006771A3; DE112007001630B4; CN101553979B; BRPI0714228A2; KR101382552B1; DE112007001630A5; KR20090056978A; US20100019710A1; US8018188B2; WO2008006771A2

Abstract

Es werden ein mit einfachen Mitteln durchführbares Verfahren zur Bestimmung der Rotorposition bei einem sensorlosen und bürstenlosen mehrphasigen Elektromotor (1) sowie eine zur Durchführung des Verfahrens besonders geeignete Vorrichtung angegeben. Verfahrensgemäß ist vorgesehen, nach dem Abklemmen einer ersten Motorphase (V) von den Bezugspotentialen (UZ, M) eines Zwischenkreises (7) während eines Erfassungszeitraums (TE) eine an dieser Motorphase (V) klemmseitig anliegende Phasenspannung (UV) zu erfassen, über den Erfassungszeitraum (TE) einen Spitzenwert (UV*) der erfassten Phasenspannung (UV) zu ermitteln, den Spitzenwert (UV*) mit einem Vergleichswert (UC) zu vergleichen und ein Positionssignal (SP) zu erzeugen, wenn der Spitzenwert (UV*) den Vergleichswert (UC) überschreitet. Der Vergleichswert (UC) wird dabei numerisch derart bestimmt, dass er dem Wert der Phasenspannung (UV) bei einem Nulldurchgang einer in die erste Motorphase (V) induzierten Spannung (UVind) oder einem demgegenüber um eine vorgegebenen Korrektorwert (DeltaQ) erhöhten oder erniedrigen Wert entspricht.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Bestimmung der Rotorposition bei einem mehrphasigen bürstenlosen und sensorlosen Elektromotor, wie er insbesondere zum Betrieb eines Lüfters für einen Kraftfahrzeugmotor eingesetzt wird. Die Erfindung bezieht sich des Weiteren auf eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens.
Bei einem so genannten bürstenlosen Elektromotor wird der Antriebsstrom elektronisch kommutiert. Hierzu ist dem Elektromotor üblicherweise eine Umrichterschaltung beigeordnet, die über einen elektrischen Zwischenkreis mit Spannung versorgt wird. Die Umrichterschaltung gibt auf die Statorspulen des Elektromotors einen elektrisches Drehstrom, welcher ein bezüglich des Stators rotierendes Statormagnetfeld erzeugt. Der Rotor des Elektromotors weist oftmals einen oder mehrere Permanentmagnete auf, durch welche ein bezüglich des Rotors statisches Rotormagnetfeld erzeugt wird. Aus der Wechselwirkung des Statormagnetfelds mit dem Rotormagnetfeld resultiert ein Drehmoment, welches den Rotor in Bewegung versetzt.
Die Phasen des von der Umrichterschaltung erzeugten Drehstroms und des zugehörigen Statormagnetfeldes werden als Motorphasen bezeichnet. In übertragenem Sinn werden mit diesem Begriff auch die jeweils einer solchen Phase zugeordneten Statorspulen mit den zugehörigen Verbindungsleitungen bezeichnet. Die Motorphasen sind häufig in einer Sternschaltung miteinander verschaltet. Die Umrichterschaltung steuert die Motorphasen in Abhängigkeit der Rotorposition an, die hierfür messtechnisch bestimmt werden muss. Für die Positionsermittlung, d.h. die Ermittlung des Drehwinkels, des Rotors sind häufig Sensoren, wie z.B. Hall-Sensoren, vorgesehen. Oftmals, und nicht zuletzt aus Kostengründen werden alternativ hierzu sensorlose Drehwinkelgeber eingesetzt. Von diesen Drehwinkelgebern erfolgt die Positionsbestimmung durch Erfassung der so genannten gegenelektromotorischen Kraft (kurz auch als Gegen-EMK oder – mit dem englischen Begriff – als back-EMF bezeichnet) des Elektromotors. Mit diesem Begriff wird die durch das drehende Rotormagnetfeld in die Statorspulen induzierte Spannung bezeichnet. Motoren dieser Bauart werden als sensorlose Elektromotoren bezeichnet.
Herkömmliche sensorlose Drehwinkelgeber sind üblicherweise als analoge, elektronische Schaltungen ausgebildet. Eine solche Schaltung ermittelt die Gegen-EMK durch Erfassung und Analyse aller Phasenspannungen. Um zu vermeiden, dass Fluktuationen der Phasenspannungen, die durch Schaltvorgänge oder eine Pulsweitenmodulierung (PWM) entstehen, zu einer fehlerhaften Positionsbestimmung führen, umfasst ein herkömmlicher Drehwinkelgeber üblicherweise zusätzlich geeignete Filterschaltungen, die diese Störungen ausfiltern. Die resultierende Gegen-EMK wird in einem Komparator mit einer Vergleichsspannung verglichen, wobei der Komparator ein Positionssignal erzeugt, wenn die Gegen-EMK einen vorgegebenen Vergleichswert überschreitet.
Herkömmlicherweise wird das Positionssignal bei einem positiven Nulldurchgang der Gegen-EMK (d.h. bei einem Vorzeichenwechsel der Gegen-EMK von negativ auf positiv) erzeugt. Alternativ hierzu ist es üblich, einen Elektromotor mit Vorzündung oder mit Nachzündung zu betreiben. Die Vergleichsspannung wird hierzu derart angepasst, dass das Positionssignal vor bzw. nach dem Nulldurchgang der Gegen-EMK ausgelöst wird.
Die Gegen-EMK kann nur in einer Motorphase gemessen werden, in der der Motorstrom zum Erliegen gekommen ist. Um in einer Motorphase die Gegen-EMK zu messen, muss daher auch nach dem Abklemmen dieser Motorphase von den Bezugspotenzialen des Zwischenkreises ein so genannter Abkommutierungszeitraum abgewartet werden, innerhalb dessen der so genannte Freilauf strom in der Motorphase abklingt. Als Freilaufstrom wird hierbei der Strom bezeichnet, der durch die induktive Trägheit der Motorphase auch nach dem Abklemmen derselben vorübergehend aufrechterhalten wird. Zur Messung des Freilaufstroms ist einem herkömmlichen Drehwinkelgeber häufig eine separate Schaltung beigeordnet, die die Positionsbestimmung erst dann auslöst oder freischaltet, wenn der Freilaufstrom abgeklungen ist.
Das von dem Drehwinkelgeber ausgegebene Positionssignal wird üblicherweise einem Mikrocontroller, der die Umrichterschaltung ansteuert, als "Triggersignal" zugeführt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein konstruktiv einfach und preisgünstig umsetzbares Verfahren zur Positions bestimmung bei einem bürstenlosen, sensorlosen Elektromotor sowie eine zur Durchführung des Verfahrens besonders geeignete Vorrichtung anzugeben.
Bezüglich des Verfahrens wird diese Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 1. Danach ist vorgesehen, nach dem Abklemmen einer Motorphase, in der die Gegen-EMK analysiert werden soll, während eines Erfassungszeitraums die Phasenspannung zu erfassen, und über den Erfassungszeitraum einen Spitzenwert dieser Phasenspannung zu ermitteln. Die besagte Motorphase, deren Phasenspannung abgegriffen wird, wird nachfolgend als erste Motorphase bezeichnet. Ungeachtet dieser Bezeichnung kann aber eine beliebige Motorphase des Elektromotors für diesen Zweck ausgewählt werden.
Die Phase wird abgeklemmt, indem sie von beiden Bezugspotenzialen des Zwischenkreises – nämlich einem üblicherweise positiv gewählten Betriebspotenzial und Masse – getrennt wird. Als Spitzenwert wird der gegebenenfalls von Störeinflüssen bereinigte maximale Wert bezeichnet, den die Phasenspannung vom Beginn des Erfassungszeitraums bis zu einem aktuellen Zeitpunkt einnimmt.
Dieser Spitzenwert wird anschließend mit einem Vergleichswert verglichen, wobei ein Positionssignal erzeugt wird, wenn der Spitzenwert den Vergleichswert überschreitet. Dieser Vergleichswert wird dabei numerisch derart bestimmt, dass er dem Wert der Phasenspannung bei einem Nulldurchgang der in die erste Motorphase induzierten Spannung, d.h. der Gegen-EMK, entspricht. Zur Realisierung einer Vor- oder Nachzündung ist alternativ vorgesehen, dass der Vergleichswert gegenüber dem dem Nulldurchgang der Gegen-EMK entsprechenden Wert um einen vorgegebenen Korrekturwert erhöht oder erniedrigt wird.
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass der zur Durchführung eines Positionsbestimmungsverfahrens erforderliche konstruktive Aufwand erheblich verringert werden kann, wenn Einzelschritte des Verfahrens nicht durch analoge, elektronische Schaltungstechnik, sondern numerisch durchgeführt werden. Zur Durchführung numerischer Algorithmen kann nämlich der bei einer Motorsteuerung ohnehin standardgemäß vorgesehene Mikrocontroller programmtechnisch, und damit ohne zusätzlichen konstruktiven Aufwand aufgerüstet werden.
Eine entscheidende Vereinfachung des Verfahrens wird dabei durch die Erkenntnis ermöglicht, dass zur Ermittlung der Gegen-EMK in der ersten Motorphase eine Messung der Phasenspannungen der weiteren Motorphasen nicht zwingend notwendig ist, sondern dass mindestens eine Phasenspannung einer der weiteren Motorphasen entweder berechnet werden kann, oder die Bestimmung dieser Phasenspannung durch geeignete mathematische Umformung der zugrundeliegenden Gleichungen und/oder durch konstruktive Maßnahmen obsolet gemacht werden kann. Bevorzugt wird nur eine einzige Phasenspannung, nämlich die der ersten Motorphase, messtechnisch bestimmt.
Der Spitzenwert der erfassten Phasenspannung wird bevorzugt durch eine elektronische Schaltung, die erkanntermaßen einfach und preisgünstig realisierbar ist, in Form eines Analog signals gebildet und zur Verfügung gestellt. Der Vergleich des Spitzenwerts mit dem Vergleichswert erfolgt dagegen bevorzugt numerisch, so dass ein separater Komparator zu diesem Zweck nicht erforderlich ist.
Im Zuge der Spitzenwerterfassung werden zweckmäßigerweise Fluktuationen der Phasenspannung, wie sie durch Schaltvorgänge verursacht werden (so genannte "Schaltüberschwinger" der Phasenspannung) ausgefiltert, um den Spitzenwert nicht zu verfälschen und einen hierdurch verursachten Positionsbestimmungsfehler auszuschließen.
In einer einfachen und zweckmäßigen Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird der Vergleichswert nach der Formel U_V = U_Z/2 + ΔQ bestimmt. U_Z steht hierbei für ein Betriebspotenzial des Zwischenkreises, insbesondere 15 Volt gegenüber Masse. ΔQ steht allgemein für den Korrekturwert, der zur Einstellung der Vor- oder Nachzündung einen negativen oder positiven Wert oder auch den Wert Null annehmen kann. Das Betriebspotenzial wird dabei bevorzugt messtechnisch erfasst, indem vor Beginn des Erfassungszeitraums die erste Motorphase mit dem Betriebspotenzial verbunden wird. Das Betriebspotenzial kann dann einfach aus dem in diesem Zustand ermittelten Spitzenwert der Phasenspannung abgeleitet werden.
Dem Erfassungszeitraum ist zweckmäßigerweise ein Abkommutierungszeitraum vorgeschaltet, dessen Dauer durch das Abklingen des in der ersten Motorphase fließenden Freilaufstroms bestimmt ist. Das Ende des Abkommutierungszeitraums wird dabei vorteilhafterweise wiederum durch wiederholte Erfassung und Analyse des Spitzenwerts der Phasenspannung bestimmt. Der Abkommutierungszeitraum wird dabei als abgeschlossen erkannt, wenn der Spitzenwert einen vorgegebenen Schwellwert unterschreitet.
Bezüglich der Vorrichtung wird die Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 9. Danach ist zur Er mittlung des Spitzenwerts eine analoge elektronische Auswerteschaltung vorgesehen, die ein Messsignal des ermittelten Spitzenwerts für die weitere numerische Verfahrensdurchführung auf einen Analoganschluss eines Mikrocontrollers gibt. Der Mikrocontroller ist hierbei programmtechnisch dazu ausgebildet, den Spitzenwert mit einem Vergleichswert zu vergleichen und ein Positionssignal zu erzeugen, wenn der Spitzenwert den Vergleichswert überschreitet. Der Mikrocontroller ist weiterhin zur numerischen Bestimmung des Vergleichswerts gemäß des vorstehend beschriebenen Verfahrens ausgebildet.
In bevorzugter und besonders einfacher Ausführung ist die Auswerteschaltung im Wesentlichen durch einen ersten Kondensator und eine erste Diode gebildet. Der erste Kondensator ist hierbei zwischen einen Spannungsabgriff der Phasenspannung der ersten Motorphase und Masse geschaltet. Die Diode ist der Motorphase und dem Kondensator in Durchlassrichtung zwischengeschaltet. Um bei einer hohen Motordrehzahl und entsprechend großen Werten der Gegen-EMK ein Obersteuern des Analaoganschlusses des Mikrocontrollers zu verhindern, ist der Auswerteschaltung zweckmäßigerweise eine Spannungsteilerschaltung vorgeschaltet, mittels welchem der ersten Diode eine zu der Phasenspannung im Wesentlichen proportional verringerte Spannung zugeführt ist.
Innerhalb der Spannungsteilerschaltung ist vorteilhafterweise eine der ersten Diode parallel geschaltete zweite Diode angeordnet. Diese zweite Diode dient zum einen dazu, herstellungs-, alterungs- und temperaturbedingte Toleranzen der Diodenspannung der ersten Diode auszugleichen, die das Ergebnis der nachfolgenden numerischen Verfahrensdurchführung verfälschen könnte. Eine besonders gute Kompensation gelingt dabei dadurch, dass als zweite Diode eine mit der ersten Diode baugleiche Ausführung verwendet wird. Insbesondere wird eine beide Dioden enthaltendes elektronisches Baueinheit eingesetzt, zumal die Dioden einer solchen integrierten Baueinheit in der Regel hochgradig ähnliche Kenndaten aufweisen.
Zusätzlich ermöglicht die zweite Diode in einer besonders vorteilhaften Ausführung der Auswerteschaltung eine reversible Aktivierung bzw. Deaktivierung der Spannungsteilerschaltung. Zur Deaktivierung wird das in aktivem Zustand masseseitige Ende des Spannungsteilers auf eine dem Betriebspotenzial entsprechende Spannung gesetzt und die zweite Diode hiermit gesperrt. Die Aktivierung bzw. Deaktivierung des Spannungsteilers wird in konstruktiv einfacher Weise vorteilhaft durch den Mikrocontroller vorgenommen. Ein digitaler Anschluss des Mikrocontrollers ist zu diesem Zweck mit dem Spannungsteiler verbunden.
Zum Ausfiltern schaltungsvorgangsbedingter Fluktuationen der Phasenspannung dem ersten Kondensator und der ersten Diode bevorzugt ein zweiter Kondensator parallel geschaltet.
In einer bevorzugten Ausführung der Erfindung ist eine Positionsbestimmung auch dann ermöglicht, wenn der Elektromotor sich im so genannten Freilauf befindet. Der Begriff "Freilauf" (der ein von den Begriffen "Freilaufdiode" und "Freilaufstrom" völlig unabhängiges Phänomen darstellt) beschreibt einen Betriebszustand des Motors, in dem der Rotor in Bewegung versetzt ist, ohne dass die Motorphasen bestromt sind. Im Freilauf befindet sich ein Elektromotor typischerweise beim Auslaufen nach dem Abschalten des Motorstroms. Ein zum Betrieb eines Lüfters eingesetzter Elektromotor kann daneben auch durch einen auf den Lüfter wirkenden Luftstrom in den Freilauf versetzt werden. Die Positionsbestimmung im Freilauf wird auf besonders einfache Weise dadurch ermöglicht, dass die weiteren Motorphasen im unbestromten Zustand auf eine definierte Testspannung gelegt sind. Dies ist zweckmäßigerweise besonders einfach realisiert, indem jede der weiteren Motorphasen an den Mittelabgriff einer Spannungsteilerschaltung angeschlossen ist. Die Spannungsteilerschaltung ist dabei hinreichend hochohmig ausgeführt, dass sie die Motoransteuerung nicht signifikant beeinflusst.
In einer vorteilhaften Weiterbildung der Vorrichtung ist der mit der Auswerteschaltung verbundene Analoganschluss des Mikrocontrollers sowohl als Eingang als auch als Ausgang konfigurierbar. In Konfiguration als Eingang dient der Analoganschluss zur Übernahme und Analog-Digital-Wandlung des von der Auswerteschaltung zugeführten Spitzenwerts. Konfiguriert als Ausgang dient der Analoganschluss zum einfachen und zweckmäßigen Zurücksetzen der Auswerteschaltung in einen Ausgangszustand. Insbesondere wird der Analoganschluss hierzu als Ausgang mit einem Null-Signal belegt. Der Analogausgang ist in diesem Zustand intern mit Masse verbunden, so dass der Kondensator der Auswerteschaltung über den Mikrocontroller entladen wird.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines bürstenlosen und sensorlosen mehrphasigen Elektromotors mit einer Umrichterschaltung sowie mit einer Steuereinheit zur Bestimmung der Rotorposition und zur Ansteuerung des Elektromotors, umfassend eine Auswerteschaltung und einen die Umrichterschaltung ansteuernden Mikrocontroller
2 in einem schematisch vereinfachten zeitlichen Diagramm ausschnitthaft gegenübergestellt den Verlauf der Phasenspannung in einer ausgewählten Motorphase und eines von der Auswerteschaltung zur Verfügung gestellten Spitzenwerts derselben,
3 in einem elektrischen Schaltplan eine erste Ausführungsform der Auswerteschaltung,
4 in einem schematisch vereinfachten zeitlichen Diagramm den Verlauf einer Phasenspannung bei der Abkommutierung der zugehörigen Motorphase,
5 in einem Flussdiagramm ein Schema eines zur Positionsbestimmung während der Motoransteuerung bestimmten Verfahrensablaufs
6 in einem elektrischen Schaltplan eine Spannungsteilerschaltung, mittels welcher eine definierte Testspannung an die weiteren Motorphasen anlegbar ist, um eine Positionsbestimmung auch im Freilauf des Elektromotors zu ermöglichen,
7 in darstellungsgemäß 5 ein Schema eines zur Positionsbestimmung im Freilauf bestimmten Verfahrensablaufs,
8 in Darstellung gemäß 2 eine alternative Ausführungsform der Auswerteschaltung, und
9 in Darstellung gemäß 2 eine weitere Ausführungsform der Auswerteschaltung.
Einander entsprechende Teile und Größen sind in allen Figuren stets mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
1 zeigt ein Blockschaltbild eines bürstenlosen, sensorlosen Elektromotors (nachfolgend kurz Motor 1), dem zur Energieversorgung eine Umrichterschaltung 2 zugeordnet ist. Der dargestellte Motor 1 ist dreiphasig ausgebildet und umfasst somit drei Motorphasen U, V und W, die jeweils eine im Stator des Motors 1 angeordnete Ankerwicklung aufweisen. Die Motorphasen U, V, W sind beispielhaft in Sternschaltung miteinander verschaltet und somit in einem Sternpunkt P leitend miteinander verbunden. Das nachfolgend beschriebene Verfahren ist aber auch auf Elektromotoren mit anders verschalteten Motorphasen, insbesondere in Dreieckschaltung verschaltete Motorphasen anwendbar.
Das dem Sternpunkt P jeweils entgegengesetzte Anschlussende einer jeden Motorphase U, V, W (das auch als Phasenklemme 3 der jeweiligen Motorphase U, V, W bezeichnet ist) ist jeweils mit dem Mittelabgriff einer zugehörigen Halbbrücke 4 der Umrichterschaltung 2 verbunden. Jede Halbbrücke 4 umfasst zwei Leis tungsschalter 5 und 6, die jeweils vorzugsweise als MOSfet ausgebildet sind. Ober den in jeder Halbbrücke 4 angeordneten Leistungsschalter 5 kann die zugehörige Motorphase U, V, W mit einem Betriebspotenzial U_Z verbunden werden. Ober den jeweils anderen Leistungsschalter 6 kann die Motorphase U, V, W mit Massepotenzial (nachfolgend kurz als "Masse M" bezeichnet) belegt werden. Betriebspotenzial U_Z und Masse M sind der Umrichterschaltung 2 über einen so genannten Zwischenkreis 7 zugeführt. Jedem Leistungsschalter 5 und 6 ist eine so genannte Freilaufdiode 8 bzw. 9 parallel geschaltet.
Zur Ansteuerung der Leistungsschalter 5, 6 ist der Umrichterschaltung 2 eine Steuereinheit 10 zugeordnet. Die Steuereinheit 10 umfasst einen Mikrocontroller 11, der jeden der Leistungsschalter 5, 6 derart ansteuert, dass im Betrieb des Motors 1 die Ankerwicklungen der Motorphasen U, V, W ein rotierendes Magnetfeld erzeugen, das einen (nicht näher dargestellten) Rotor des Motors 1 antreibt.
Die Ansteuerung der Leistungsschalter 5, 6 erfolgt in Abhängigkeit der Rotorstellung nach einem so genannten Kommutierungsschema. Insbesondere wird eine so genannten bipolare Blockkommutierung herangezogen. Dabei wird während eines Vollzyklus, d.h. einer vollen Rotorumdrehung innerhalb eines ersten (positiven) Kommutierungsblocks jede Motorphase U, V, W zumindest zeitweise auf das Betriebspotenzial U_Z geschaltet. Während eines zweiten (negativen) Kommutierungsblocks wird die Motorphase U, V, W auf Masse M geschaltet. Jeder Kommutierungsblock erstreckt sich – bezogen auf die Rotordrehung – über einen als Ansteuerwinkel bezeichneten Drehwinkelbereich von weniger als 180°. Zwischen den Kommutierungsblöcken sind daher Zwischenwinkelbereiche gebildet, in denen die jeweilige Motorphase U, V, W von dem Zwischenkreis 7 abgeklemmt ist, d.h. in denen weder der hochpotenzialseitige Leistungsschalter 5 noch der massenseitige Leistungsschalter 6 der zugehörigen Halbbrücke 4 leitend geschaltet ist. Zur Erzeugung eines e lektrischen Drehstroms ist jede Motorphase U, V, W bezüglich der anderen Motorphasen U, V, W um 120° versetzt angesteuert.
Zur Steuerung der Motorleistung werden die Motorphasen U, V, W pulsweitenmoduliert angesteuert. Dabei wird jede Motorphase U, V, W in dem positiven Kommutierungsblock nicht über den gesamten Ansteuerwinkel auf das Betriebspotential U_Z geschaltet, sondern periodisch gepulst betrieben.
Um die Motoransteuerung mit der tatsächlichen Rotordrehung zu synchronisieren, wird der Ablauf der Kommutierung durch ein Positionssignal S_P "getriggert". Das Positionssignal S_P zeigt die Zeitpunkte an, in denen der Rotor eine bestimmte Rotorposition durchläuft. Das Positionssignal S_P wird auf nachfolgend näher beschriebene Weise anhand der durch die Rotordrehung in eine ausgewählte Motorphase induzierten Spannung (Gegen-EMK) ermittelt. Gemäß 1 ist als Referenz für die Bestimmung der Gegen-EMK beispielhaft die Motorphase V ausgewählt.
Das durch die Steuereinheit 10 ausgeführte Verfahren zur Positionsermittlung beruht auf den folgenden elektrodynamischen Grundlagen:
Für das elektrische Potential im Sternpunkt P (nachfolgend als Sternspannung U_P bezeichnet) gilt
wobei mit U_U, U_V und U_W die an der jeweiligen Phasenklemme 3 abgreifbare Phasenspannung der Motorphase U, V bzw. W bezeichnet ist. Allgemein gilt für jede Phasenspannung U_X (mit X = U, V, W) UX = UP + UXind, GLG 2 wobei U_Xind für die in die Motorphase X = U, V, W induzierte Spannung (oder Gegen-EMK) steht. Im Nulldurchgang der in die Motorphase V induzierten Spannung, d.h. für U_Vind = 0, gilt entsprechend UV = UP. GLG 3
Aus den GLG 1 und 3 ergibt sich
für den Nulldurchgang der Gegen-EMK U_Vind.
Der Nulldurchgang der Gegen-EMK U_Vind in der Motorphase V, und die diesem Nulldurchgang entsprechende Rotorstellung kann nach GLG 4 daran erkannt werden, dass die Phasenspannung U_V den Mittelwert der übrigen Phasenspannungen U_U und U_W überschreitet.
Auf dieser Gesetzmäßigkeit beruht – dem Grundprinzip nach – das durch die Steuereinheit 10 durchgeführte Positionsbestimmungsverfahren. Danach wird lediglich die Phasenspannung U_V messtechnisch erfasst. Das Positionssignal S_P wird erzeugt, wenn die Phasenspannung U_V eine Vergleichspannung U_C überschreitet, die anhand von GLG 4 (oder einer daraus abgeleiteten Gleichung) derart bestimmt ist, dass sie der Phasenspannung U_V bei einem bestimmten Wert der Gegen-EMK U_Vind, insbesondere dem Nulldurchgang, entspricht. Allgemein wird die Vergleichsspannung U_C gemäß
gewählt. Die in die GLG 4 und 5 eingehenden Phasenspannungen U_U und U_W werden hierbei nicht direkt gemessen, sondern im Mikrocontroller 11 anhand von vorhandener Information über die Motoransteuerung numerisch bestimmt. ΔQ steht für einen Korrekturfaktor, der mit dem Wert 0 belegt wird, wenn der Motor 1 das Positionssignal S_P in Phase mit dem Nulldurchgang der Gegen-EMK U_Vind erzeugt werden soll. Für eine Vorzündung oder Nachzündung wird ΔQ mit einem negativen bzw. positiven Wert belegt.
In der praktischen Realisierung des obigen Grundprinzips wird berücksichtigt, dass die Bestimmung der Rotorposition auf Basis von GLG 4 durch die Pulsweitenmodulation (PWM) erschwert wird, zumal sowohl die gemessene Phasenspannung U_V als auch die weiteren Phasenspannungen U_U, U_W mit den PWM-Pulsen in hoher Frequenz pulsartig mit der Zeit variieren. Zusätzlich wird der Verlauf der gemessenen Phasenspannung U_V durch schaltvorgangsbedingte Fluktionen (Schaltüberschwinger) gestört. Der durch PWM-Pulse und Schaltüberschwinger gestörte Verlauf der Phasenspannung U_V ist beispielhaft schematisch in 2 in einem zeitlichen Diagramm dargestellt.
Zur Vereinfachung des Positionsbestimmungsverfahrens wird daher nicht die tatsächliche Phasenspannung U_V für den Vergleich herangezogen, sondern ein Spitzenwert U_V* dieser Phasenspannung U_V, der über einen vorgegebenen Erfassungszeitraum T_E den um Schaltüberschwinger bereinigten Maximalwert der Phasenspannung U_V wiedergibt. Der Verlauf des Spitzenwerts U_V* ist in 2 dem Verlauf der tatsächlichen Phasenspannung U_V gegenübergestellt.
Die Phasenspannung U_V wird innerhalb der Steuereinheit 10 durch eine analoge elektronische Auswerteschaltung 12 erfasst. Durch die Auswerteschaltung 12 wird auf nachfolgend näher beschriebene Weise ein dem Spitzenwert U_V* entsprechendes Messsignal S_Uv* erzeugt und einem Analoganschluss 13 des Mikrocontrollers 11 zugeführt. Anhand des Spitzenwerts U_V* wird im Mikrocontroller 11 dann auf nachfolgend näher beschriebene Weise numerisch die Rotorposition bestimmt und das Positionssignal S_P erzeugt.
In einer ersten Ausführungsform gemäß 3 umfasst die Auswerteschaltung 12 eine Spannungsteilerschaltung 30, im Rahmen derer zwei Widerstände R₁ und R₂ in Serie zwischen Masse M und einen Abgriff 31 (1, 3) für die Phasenspannung U_V geschaltet sind. Dem Widerstand R₂ ist ein erster Kondensator C₁ mit einer vorgeschalteten und in Durchlassrichtung gepolten ersten Diode D₁ parallel geschaltet. In dem masseseitigen Zweig der Spannungsteilerschaltung 30 ist eine ebenfalls in Durchlassrichtung gepolte, und somit der Diode D₁ parallel geschaltete zweite Diode D₂ angeordnet. Die Auswerteschaltung 12 umfasst weiterhin einen zweiten Kondensator C₂, der der Diode D₁ und dem Kondensator C₁ parallel geschaltet ist.
Infolge der Spannungsteilerschaltung 30 wird der Diode D₁ nicht unmittelbar die Phasenspannung U_V, sondern eine hierzu etwa proportionale Spannung zugeführt, deren Betrag infolge geeigneter Dimensionierung der Widerstände R1, R2 etwa 20% der Phasenspannung U_V entspricht. Ohne Berücksichtigung des Einflusses der Kondensatoren C₁, C₂ ergibt sich rechnerisch für die am Ausgang der Diode D₁ anliegende Ausgangsspannung
wobei U_D1 und U_D2 für die Flussspannungen der Dioden D₁ bzw. D₂ stehen. In bevorzugter Ausbildung sind die Dioden D₁ und D₂ baugleich gewählt und insbesondere als integrierte Baueinheit 32 ausgeführt und weisen daher in guter Näherung dieselbe Flussspannung U_D = U_D1 = U_D2 auf. GLG 6 ergibt sich hiermit zu
Über die Diode D₁ wird der Kondensator C₁ aufgeladen. Die Diode D₁ verhindert dabei ein Abfließen der Ladung, so dass der Ladungszustand des Kondensators C₁ gespeichert wird. Die über dem Kondensator C₁ abfallende Spannung entspricht hierdurch im Wesentlichen dem maximalen Wert, den die Ausgangsspannung U_a während des Erfassungszeitraumes T_E angenommen hat. Hierbei werden aber kurzfristige Spannungsspitzen wie sie etwa typischerweise durch Schaltvorgänge verursacht werden durch den Kondensator C₂ abgefangen bzw. ausgefiltert. Die über dem Kondensator C₁ abfallende Spannung wird als Messsignal S_Uv* dem Analoganschluss 13 des Mikrocontrollers 11 zugeführt. Der Mikrocontroller 11 bestimmt durch Analog-Digital-Wandlung den numerischen Spannungsbetrag des Messsignals S_Uv* und errechnet hieraus anhand hinterlegter Werte für die Widerstände R₁ und R₂ und die Diodenspannung U_D den tatsächlichen Betrag des Spitzenwerts U_V*.
Der Erfassungszeitraum T_E beginnt mit dem letztmaligen Entladen des Kondensators C₁ (bzw. mit dem Anlegen der Ausgangsspannung U_a an den entladenen Kondensator C₁) und dauert bis zu dem aktuellen Zeitpunkt bzw. längstens bis zu dem Zeitpunkt, an dem der Kondensator C₁ erneut entladen wird (s. 2). Der Analoganschluss 13 ist während des Erfassungszeitraumes T_E als Spannungseingang konfiguriert und entsprechend hochohmig, so dass eine Entladung des Kondensators C₁ über den Mikrocontroller 11 verhindert ist.
Zum Entladen wird der Analoganschluss 13 als Spannungsausgang umkonfiguriert und mit einem Potential von 0 Volt betrieben. In diesem Zustand ist der Analoganschluss 13 innerhalb des Mikrocontrollers 11 auf Masse M geschaltet, so dass die auf dem Kondensator C₁ gespeicherte Ladung über den Mikrocontroller 11 abfließen kann.
Die Diode D₂ bewirkt eine zumindest teilweise Kompensierung von Toleranzen der Flussspannung U_D1 der Diode D₁. Dies wird erkennbar, wenn man sich vergegenwärtigt, dass sich ohne die Diode D₂ (U_D2 = 0) aus GLG 6
ergäbe. Ein Vergleich der GLG 7 und 8 zeigt, dass durch den Einsatz der Diode D₂ Toleranzen der Flussspannung U_D = U_D1 nur noch im Verhältnis R₂: (R₁ + R₂) eingehen und dass somit der Einfluss der Diode D₁ um diesen Faktor verringert ist.
Positionserkennung während der Motoransteuerung:
Die Gegen-EMK U_Vind kann kann nur dann in der Motorphase V detektiert werden, wenn diese stromlos ist. Während der Ansteuerung des Motors 1 ist eine Positionserkennung daher nur in einem der Zwischenwinkelbereiche möglich, in denen die Motorphase V von dem Zwischenkreis 7 abgeklemmt ist. In diesem Betriebszustand ist stets eine der weiteren Motorphasen U oder W (zumindest zeitweise) auf das Betriebspotential U_Z, und die verbleibende Motorphase W bzw. U auf Masse M geschaltet. GLG 5 vereinfacht sich hierdurch zu
Das in GLG 9 eingehende Betriebspotenzial U_Z kann als Konstante in dem Mikrocontroller 11 hinterlegt sein. Bevorzugt wird das Betriebspotenzial U_Z aber messtechnisch erfasst. Hierzu wird nach Beendigung eines Kommutierungsblocks die Motorphase V durch Ansteuerung des zugehörigen hochpotenzialseitigen Leistungsschalters 5 kurzzeitig für die Dauer einer Messzeit T_M (4) auf das Bezugspotenzial U_Z geschaltet. Das Bezugspotenzial U_Z wird dabei mittels der Auswerteschaltung 12 durch Erfassung des Spitzenwerts U_V*, der in diesem Betriebszustand der Betriebspotential U_Z entspricht, erfasst und in dem Mikrocontroller 11 für die spätere Verwendung hinterlegt. Vor der Messung wird die Auswerteschaltung 12 durch Entladung des Kondensators C1 zurückgesetzt.
Bevorzugt werden während der Motoransteuerung nur der positive Nulldurchgang der Gegen-EMK U_Vind, d.h. der Vorzeichenwechsel der Gegen-EMK U_Vind von negativ auf positiv, erfasst. Der positive Nulldurchgang der Gegen-EMK U_Vind erfolgt jeweils nach dem negativen Kommutierungsblock, in dem die Motorphase V auf Masse M geschaltet war.
Auch nach dem Abklemmen der Motorphase V kann jedoch die Gegen-EMK nicht sofort detektiert werden. Vielmehr muss zunächst für die Dauer einer Abkommutierungszeit T_F (4) abgewartet werden, bis der durch Selbstinduktion in der Motorphase V aufrecht erhaltene und über die Freilaufdiode 8 abfließende Freilaufstrom in der Motorphase V abgeklungen ist.
Um die Dauer der Abkommutierungszeit T_F zu bestimmen, wird mittelbar über den Spitzenwert U_V* der Freilaufstrom detektiert. Hierbei wird nach dem anhand von 4 schematisch verdeutlichten Messprinzip vorgegangen. 4 zeigt schematisch vereinfacht einen zeitlichen Ausschnitt des Verlaufs der Phasenspannung U_V. Der Einfluss von PWM-Pulsen und Schaltüberschwingern auf den Verlauf der Phasenspannung U_V ist hierbei aus Gründen der Übersichtlichkeit vernachlässigt.
Aus 4 ist zu erkennen, dass die Motorphase V bis zu einem Zeitpunkt t₀ negativ kommutiert und somit auf Masse M geschaltet ist, so dass die Phasenspannung U_V im Wesentlichen den Wert 0 Volt aufweist. Zum Zeitpunkt t₀ wird die Motorphase V von Masse M abgeklemmt. Infolge des über die hochpotenzialseitige Freilaufdiode 8 abfließenden Freilaufstroms steigt die Phasenspannung U_V sprunghaft auf einen dem Betriebspotenzial U_Z im Wesentlichen entsprechenden Wert an. Die Phasenspannung U_V bricht erst wieder zu einem Zeitpunkt t₁ zusammen, zu dem der Freilaufstrom abgeklungen ist, und somit die Abkommutierungszeit T_F beendet ist.
Die Abkommutierungszeit T_F wird bestimmt, indem – nach Ermittlung der Zwischenkreisspannung U_Z – mittels der Auswerte schaltung 12 wiederholt der Spitzenwert U_V* bestimmt und im Mikrocontroller 11 numerisch mit einem hinterlegten Schwellwert U_S verglichen wird. Solange der Spitzenwert U_V* den Schwellwert U_S übersteigt, wird dies als Anzeichen dafür gewertet, dass der Freilaufstrom noch nicht abgeklungen ist. In diesem Fall wird die Messung sofort oder nach einer vorgegebenen Verzögerungszeit wiederholt. Vor jeder Messung wird die Auswerteschaltung 12 durch Entladung des Kondensators C1 zurückgesetzt.
Sobald im Zuge des beschriebenen Vergleiches festgestellt wird, dass der Spitzenwert U_V* den Schwellwert U_S unterschreitet, wird dies als Anzeichen gewertet, dass der Freilaufstrom abgeklungen ist. In diesem Fall wird die Positionserkennung gestartet.
Zur Erkennung der Rotorposition wird die Auswerteschaltung 12 durch Entladung des Kondensators C1 in den Ausgangszustand zurückgesetzt und damit der Erfassungszeitraum T_E gestartet. In dem Mikrocontroller 6 wird nun fortlaufend oder periodisch der von der Auswerteschaltung 12 zugeführte Spitzenwert U_V* mit dem nach GLG 9 ermittelten Vergleichswert U_C verglichen. Unterschreitet der Spitzenwert U_V* den Vergleichswert U_C, so wird die Messung sofort oder zu einem vorgegebenen späteren Zeitpunkt wiederholt. Sobald zu einem Zeitpunkt t₃ der Spitzenwert U_V* den Vergleichswert U_C erstmals überschreitet, wird das Positionssignal S_P erzeugt und die positive Kommutierung der Motorphase V eingeleitet (in 4 ist dies an einem sprunghaften Ansteigen der Phasenspannung U_V auf etwa den Betrag des Betriebspotenzials U_Z zu ersehen).
Damit ergibt sich für die Positionserkennung während der Motoransteuerung ein in 5 anhand eines Flussdiagramms näher beschriebener Verfahrensablauf, der programmtechnisch in dem Mikrocontroller 11 implementiert ist:
Der Mikrocontroller 11 startet in das Verfahren mit der Beendigung des negativen Kommutierungsblocks (Schritt 40), und somit zum Zeitpunkt t₀ gemäß 4. Der Zeitpunkt t₀ wird für die Ansteuerung der Umrichterschaltung 2 ohnehin vom Mikrocontroller 11 vorgegeben und ist daher bekannt.
In nachfolgenden Schritten 41 bis 44 wird zunächst der Wert des Betriebspotential U_Z bestimmt. Hierzu steuert der Mikrocontroller in Schritt 41 den der Motorphase V zugeordnete Leistungsschalter 5 auf und schaltet die Motorphase V somit auf das Betriebspotential U_Z. Hierauf führt der Mikrocontroller 11 eine Messung des Spitzenwerts U_V* durch, indem er die Auswerteschaltung 12 durch Löschen des Kondensators C₁ zurücksetzt (Schritt 42) und den aktuellen Wert des Spitzenwerts U_V* einholt (Schritt 43). Der Spitzenwert U_V* wird in Schritt 44 als Wert des Betriebspotentials U_Z hinterlegt.
Nach Bestimmung des Betriebspotenzials U_Z steuert der Mikrocontroller 11 den der Motorphase V zugeordneten Leistungsschalter 5 zu (Schritt 45), um die Motorphase V von dem Betriebspotential U_Z abzuklemmen, und ermittelt in nachfolgenden Schritten 46 bis 48 die Abkommutierungszeit T_F. Hierzu löscht der Mikrocontroller 11 wiederum den Kondensator C₁ (Schritt 46) und holt den aktuellen Spitzenwert U_V* ein (Schritt 47). Der Mikrocontroller 11 überprüft anschließend in Schritt 48, ob der erhaltene Spitzenwert U_V* den Schwellwert U_S unterschreitet.
Solange der Vergleich negativ ausfällt, wird dies als Anzeichen gewertet, dass der Freilaufstrom noch nicht abgeklungen ist. In diesem Fall werden die Schritte 46 bis 48 sofort oder nach einer vorgegebenen Verzögerungszeit wiederholt.
Fällt der Vergleich positiv aus, wird dies als Anzeichen gewertet, dass der Freilaufstrom abgeklungen ist. In diesem Fall wird die eigentliche Positionserkennung gemäß nachfolgender Schritte 49 bis 52 gestartet.
Zu Beginn der Positionserkennung wird in Schritt 49 die Auswerteschaltung 12 durch Löschung des Kondensators C₁ zurückgesetzt (Schritt 50). Anschließend holt der Mikrocontroller 11 den aktuellen Spitzenwert U_V* ein (Schritt 51) und überprüft, ob dieser die nach GLG 9 berechnete Vergleichsspannung U_C übersteigt.
Solange der Vergleich negativ ausfällt, wird dies als Anzeichen gewertet, dass die gesuchte Rotorposition noch nicht erreicht wurde. Die Schritte 50 und 51 werden sofort oder nach einer vorgegebenen Verzögerungszeit wiederholt. Fällt der Vergleich positiv aus, wird dies als Anzeichen gewertet, dass die gesuchte Rotorposition erreicht wurde. In diesem Fall erzeugt der Mikrocontroller 11 das Positionssignal S_P (Schritt 52) und beendet das Verfahren (Schritt 53).
Positionsbestimmung im Freilauf:
Im Freilauf wäre ohne weitere Vorkehrungen eine Positionsbestimmung auf Basis von GLG 5 nicht möglich, zumal in diesem Zustand die Phasenspannungen U_U und U_W unbekannt sind. Um dennoch auch im Freilauf bei ausschließlicher Messung der Phasenspannung U_V eine Positionsermittlung zu ermöglichen, werden die übrigen Motorphasen U, W auf definierte Testspannungen U_T1 und U_T2 (siehe 1) gelegt.
Hierzu sind diese Motorphasen U, W mit einer in 6 dargestellten Spannungsteilerschaltung 60 verbunden, die zur Bereitstellung der Testspannung U_T1 Widerstände R₃ und R₄, und zur Bereitstellung der Testspannung U_T2 Widerstände R₅ und R₆ umfasst. Die Widerstände R₃ bis R₆ sind hinreichend hochohmig dimensioniert, dass die Kommutierung der Motorphasen U und W durch die Spannungsteilerschaltung 60 nicht signifikant gestört wird.
Mit den Beziehungen U_U = U_T1 und U_W = U_T2 ergibt sich GLG 5 zu
Um bei kleinen Drehzahlen keine Fehlmessungen zu erhalten, wird nach Art einer Hysterese ein positiver Nulldurchgang nur dann akzeptiert, wenn der Spitzenwert U_V* zuvor die um eine vorgegebene Hysteresespannung U_H erniedrigte Vergleichsspannung U_C unterschritten hatte.
Damit ergibt sich ein in 7 anhand eines Flussdiagramms näher beschriebener Verfahrensablauf:
Nach dem Programmstart (Schritt 70) überprüft der Mikrocontroller 11 in Schritt 71, insbesondere durch Abfrage einer Steuervariablen (flag1), ob die Voraussetzungen für den Test auf einen positiven Nulldurchgang vorliegen. Ist dies nicht der Fall, so holt der Mikrocontroller 11 im Schritt 72 von der Auswerteschaltung 12 den aktuellen Spitzenwert U_V* ein. In Schritt 73 prüft der Mikrocontroller 11 anschließend, ob der Spitzenwert U_V* die um die Hysterespannung U_H erniedrigte Vergleichsspannung U_C unterschreitet.
Ist dies der Fall, so signalisiert der Mikrokontroller 11 (durch Setzen von flag1 in Schritt 74), dass die Bedingungen für den Test auf einen positiven Nulldurchgang vorliegen, setzt die Auswerteschaltung 12 durch Löschen des Kondensators C₁ zurück (nicht näher dargestellt) und beendet die Verfahrensdurchführung (Schritt 75).
Fällt der in Schritt 73 vorgenommene Vergleich negativ aus, so wird die Verfahrensdurchführung sofort beendet.
Wird in Schritt 71 dagegen festgestellt, dass die Bedingung (flag1 = 1) für den Test auf einen positiven Nulldurchgang vorliegt, so holt der Mikrocontroller 11 in Schritt 76 analog zu Schritt 72 den aktuellen Spitzenwert U_V* ein und prüft in Schritt 77, ob dieser Spitzenwert U_V* die Vergleichsspannung die nach GLG 10 bestimmte U_C überschreitet.
Ein positives Vergleichsergebnis wird als Anzeichen dafür gewertet, dass die gesuchte Rotorposition erreicht wurde. In diesem Fall erzeugt der Mikrocontroller 11 in Schritt 78 das Positionssignal S_P, signalisiert (durch Rücksetzen von flag1), dass die Bedingungen für den Test auf einen positiven Nulldurchgang nicht mehr vorliegen und beendet die Verfahrensdurchführung.
Fällt der in Schritt 77 vorgenommene Vergleich negativ aus, so wird dies als Anzeichen gewertet, dass die gesuchte Rotorposition noch nicht erreicht ist. In diesem Fall wird die Verfahrensdurchführung sofort beendet. Das vorstehend beschriebene Verfahren gemäß Schritt 70 bis 78 wird kontinuierlich oder in kurzen Zeitabständen periodisch wiederholt, solange der Motor 1 unbestromt ist und sich somit potenziell im Freilauf befindet.
Zur Verbesserung der Detektionsgenauigkeit ist das vorstehend beschriebene Verfahren optional derart modifiziert, dass abwechselnd der positive und der negative Nulldurchgang der Gegen-EMK U_Vind detektiert werden. Die Detektion eines negativen Nulldurchgangs erfolgt prinzipiell auch in der oben beschriebenen Weise, wobei zu beachten ist, dass bei den Vergleichsoperationen in Schritt 73 und Schritt 77 die zugrunde liegenden Vergleichsrelationen mit umgekehrten Vorzeichen verwendet werden. Zudem ist zu beachten, dass unmittelbar vor jedem Einholen des Spitzenwertes U_V* in Schritt 72 und 76 die Auswerteschaltung 12 durch Entladung des Kondensators C₁ zurückzusetzen ist.
In den 8 und 9 sind zwei alternative Ausführungsformen der Auswerteschaltung 12 dargestellt. Diese Ausführungsformen unterscheiden sich von der Ausführungsform gemäß 2 darin, dass die Auswerteschaltung 12 – wie in 1 gestrichelt an gedeutet – zusätzlich mit einem Digitalanschluss 80 des Mikrocontrollers 11 verbunden ist, so dass die Spannungsteilerschaltung 30 über den Digitalanschluss 80 vom Mikrocontroller 11 aus reversibel aktivierbar und deaktivierbar ist.
Eine Deaktivierung der Spannungsteilerschaltung 30 ist insbesondere bei kleinen Motordrehzahlen sinnvoll, zumal in diesem Fall auch die Gegen-EMK U_Vind nur gering ist und damit die Phasenspannung U_V in der Umgebung des Nulldurchgangs der Gegen-EMK U_Vind nur eine schwache zeitliche Änderung aufweist.
In der Ausführungsform gemäß 8 ist der masseseitige Ausgang des Widerstands R₂ nicht direkt auf Masse M gelegt, sondern mit dem Digitalanschluss 80 des Mikrocontrollers 11 verbunden. Um die Spannungsteilerschaltung 30 bei dieser Ausführung zu aktivieren, wird der Digitalanschluss 80 als Ausgang mit einem Ausgabepotenzial von 0 Volt betrieben, so dass der Widerstand R₂ innerhalb des Mikrocontrollers 11 auf Masse M gelegt. In diesem Fall funktioniert die Auswerteschaltung 12 gemäß 8 analog zu dem Ausführungsbeispiel gemäß 2.
Um die Spannungsteilerschaltung 30 zu deaktivieren, wird über den als Spannungsausgang betriebenen Digitalanschluss 80 des Mikrocontrollers 11 das Betriebspotenzial U_V ausgegeben. Hierdurch sperrt die Diode D₂ mit der Folge, dass das Messsignal S_Uv* den Spitzenwert U_V* im Teilungsverhältnis 1:1 enthält.
Bei der in 9 dargestellten Variante der Auswerteschaltung 12 ist der Digitalanschluss 80 des Mikrocontrollers 11 abweichend mit einer der Diode D₂ und dem Widerstand R₂ zwischengeschalteten Kontaktstelle verbunden.
In dieser Ausführung wird zur Aktivierung der Spannungsteilerschaltung 30 der Digitalausgang 80 als Spannungseingang betrieben und bleibt daher für die Funktionsweise der Spannungsteilerschaltung 30 ohne Einfluss. Zur Deaktivierung der Spannungsteilerschaltung 30 wird dagegen über den nun als Spannungsausgang betriebenen Digitalanschluss 80 das Betriebspotenzial U_Z ausgegeben, wodurch wiederum die Diode D₂ sperrt.

Claims

Verfahren zur Bestimmung der Rotorposition bei einem bürstenlosen und sensorlosen mehrphasigen Elektromotor (1), – bei welchem nach dem Abklemmen einer ersten Motorphase (V) von den Bezugspotentialen (U_Z, M) eines Zwischenkreises (7) während eines Erfassungszeitraums (T_E) eine an dieser Motorphase (V) klemmenseitig anliegende Phasenspannung (U_V) erfasst wird, – bei welchem über den Erfassungszeitraum (T_E) ein Spitzenwert (U_V*) der erfassten Phasenspannung (U_V) ermittelt wird, – bei welchem der Spitzenwert (U_V*) mit einem Vergleichswert (U_C) verglichen wird, und – bei welchem ein Positionssignal (S_P) erzeugt wird, wenn der Spitzenwert (U_V*) den Vergleichswert (U_C) überschreitet, wobei der Vergleichswert (U_C) numerisch derart bestimmt wird, dass er dem Wert der Phasenspannung (U_V) bei einem Nulldurchgang einer in die erste Motorphase (V) induzierten Spannung (U_Vind) oder einem demgegenüber um einen vorgegebenen Korrekturwert (ΔQ) erhöhten oder erniedrigten Wert entspricht.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ausschließlich die Phasenspannung (U_V) der ersten Motorphase (V) erfasst wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Spitzenwert (U_V*) schaltungstechnisch als Analogsignal erfasst wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass im Zuge der Spitzenwerterfassung schaltvorgangsbedingte Fluktuationen aus der Phasenspannung (U_V) ausgefiltert werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Vergleich des Spitzenwerts (U_V*) mit dem Vergleichwert (U_C) numerisch erfolgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei der Vergleichswert (U_C) nach der Formel U_C = U_Z/2 + ΔQ bestimmt wird, wobei U_Z ein Zwischenkreis-Betriebspotential, und ΔQ den beliebig vorgebbaren Korrekturwert bezeichnet.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Zwischenkreis-Betriebspotential (U_Z) aus einer dem Erfassungszeitraum (T_E) vorgeschalteten Messung des Spitzenwerts (U_V*) der Phasenspannung (U_V) abgeleitet wird, wobei für diese Messung die erste Motorphase (V) mit dem Zwischenkreis-Betriebspotential (U_V) verbunden wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass dem Erfassungszeitraum (T_E) ein auf das Abklemmen der ersten Motorphase (V) folgender Abkommutierungszeitraum (T_F) vorgeschaltet ist, dessen Dauer durch das Abklingen eines durch die erste Motorphase (V) fließenden Motorphasenstroms bestimmt ist, wobei der Abkommutierungszeitraum (T_E) unter wiederholter Erfassung und Analyse des Spitzenwerts (U_V*) der Phasenspannung (U_V) beendet wird, wenn der Spitzenwert (U_V*) einen vorgegebenen Schwellwert (U_S) unterschreitet.
Vorrichtung zur Bestimmung der Rotorposition bei einem mehrphasigen bürstenlosen Elektromotor (1), mit einem Mikrocontroller (11) und einer analogen elektronischen Auswerteschaltung (12), – wobei die Auswerteschaltung (12) dazu ausgebildet ist, eine an einer ersten Motorphase (V) klemmenseitig anliegende Phasenspannung (U_V) zu erfassen, und einen Spitzenwert (U_V*) dieser Phasenspannung (U_V) zu ermitteln, – wobei die Auswerteschaltung (12) zur Ausgabe des ermittelten Spitzenwerts (U_V*) an den Mikrocontroller (11) mit einem Analoganschluss (13) des letzteren verschaltet ist, – wobei der Mikrocontroller (11) dazu ausgebildet ist, den Spitzenwert (U_V*) mit einem Vergleichswert (U_C) zu vergleichen, und ein Positionssignal (S_P) zu erzeugen, wenn der Spitzenwert (U_V*) den Vergleichswert (U_C) überschreitet, – wobei der Mikrocontroller (11) dazu ausgebildet ist, den Vergleichswert (U_C) derart zu bestimmen, dass er dem Wert der Phasenspannung (U) bei einem Nulldurchgang einer in die erste Motorphase (V) induzierten Spannung (U_Vind) oder einem demgegenüber um einen vorgegebenen Korrekturwert (ΔQ) erhöhten oder erniedrigten Wert entspricht.
Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteschaltung (12) einen klemmenseitig mit der erste Motorphase (V) verschalteten ersten Kondensator (C₁) sowie eine diesem in Durchlassrichtung vorgeschaltete erste Diode (D₁) umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der ersten Diode (D₁) über eine vorgeschaltene Spannungsteilerschaltung (30) eine zu der Phasenspannung (U_V) im Wesentlichen proportionale Spannung zugeführt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass innerhalb der Spannungsteilerschaltung (30) eine zweite Diode (D₂) der ersten Diode (D₁) parallelgeschaltet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Diode (D₂) baugleich, insbesondere integral im Rahmen eines gemeinsamen Bauteils mit der ersten Diode (D₁) ausgeführt ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsteilerschaltung (30) reversibel aktivierbar und deaktivierbar ist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsteilerschaltung (30) zur Aktivierung bzw. Deaktivierung mit einem digitalen Anschluss (80) des Mikrocontrollers (11) verbunden ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass dem ersten Kondensator (C₁) und der ersten Diode (D₁) ein zweiter Kondensator (C₂) zum Ausfiltern schaltvorgangsbedingter Fluktuationen der Phasenspannung (U) parallelgeschaltet ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass an die oder jede weitere Motorphase (V) eine definierte Testspannung (U_T1, U_T2) angelegt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass zum Anlegen der Testspannung (U_T1, U_T2) die oder jede weitere Motorphase (U, W) mit einer Spannungsteilerschaltung (60) verbunden ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass der mit der Auswerteschaltung (12) verbundene Analoganschluss (13) des Mikrocontrollers (11) zur Erfassung des Spitzenwerts (U_V*) als Eingang, und zum Zurücksetzen der Auswerteschaltung (12) in einen Ausgangszustand als Ausgang konfigurierbar ist.