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Die
Erfindung betrifft einen Gleichstrommotor mit einer Vorrichtung
zur Rotorlage- und/oder Drehzahlerfassung
mit Hilfe eines proportional zu den Umdrehungen des Rotors schwankenden
Signals nach der Gattung des Hauptanspruchs.
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Für viele
Anwendungen von Elektromotoren ist es erforderlich, die Rotorlage
und/oder die Drehzahl zu erfassen, um beispielsweise bei elektromotorisch
angetriebenen Fensterhebern, Schiebedächern, Sitzen oder Antennen
in Kraftfahrzeugen eine gewünschte
Positionierung herbeizuführen,
und um beispielsweise bei Fensterhebern oder Schiebedächern einen
wirksamen Einklemmschutz realisieren zu können. Hierzu ist es beispielsweise
aus der
EP 359 853 A1 oder
der
US 48 57 784 A bekannt,
auf der Welle des Elektromotors ein radial magnetisiertes Polrad
mit wechselnder Polarität
anzuordnen, wobei die bei der Drehung wechselnden Magnetfelder am Stator
von einem Hall-Element erfasst werden, dessen Signale in einer elektronischen
Auswerteschaltung als Drehzahlsignale oder Zählsignale für die Umdrehungen ausgewertet
werden. Ein solches Polrad bringt jedoch einen zusätzlichen
konstruktiven Aufwand mit sich, und ein nachträgliches Anbringen ist aus konstruktiven
Gründen
nahezu ausgeschlossen. Schließlich
führt ein
zusätzliches
Polrad zu einem höheren
Gewicht, einem größeren Volumen
und höheren
Kosten für
den Elektromotor.
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Weiterhin
wurde bereits in der
DE
41 28 419 C2 vorgeschlagen, ein Hall-Element zur Erfassung von
rotorlageabhängigen
Schwankungen des magnetischen Flusses am Ständer des Motors anzubringen.
Hierbei können
bei hoher Belastung durch das entstehende Ankerquerfeld unerwünschte Wirkungen
eintreten, da je nach Motortyp und Anbauort des Hall-Sensors einmal
der eine und einmal der andere Feldanteil überwiegen. Darüber hinaus
können
Oberwellen und überlagerte
Schwingungen zu fehlerhaften Drehzahlsignalen oder Umdrehungszahlen
führen.
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Aus
der
DE 23 55 787 C3 (nächstliegender Stand
der Technik) ist eine Schaltungsanordnung zur Erfassung der Drehzahl
eines Elektromotors bekannt, wobei eine durch drehzahlproportionale,
magnetische Leitwertänderungen
verursachte Oberwellenbildung im Motorstrom verwendet wird und eine die
Nutzfrequenz selektierende Filteranordnung vorgesehen ist.
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Darüber hinaus
ist bekannt, zur Filterung des umdrehungsproportional schwankenden
Signals, eine ein Hoch- und Tiefpassfilter aufweisende Filteranordnung
mit drehzahlabhängig
veränderbarer
Eckfrequenz vorzusehen. Hierdurch können zwar überlagerte Schwingungen und
Oberwellen drehzahlangepasst ausgefiltert werden, so dass Fehler
bei der Messwerterfassung kaum noch auftreten können, jedoch können beim
Abschalten des Gleichstrommotors durch Veränderungen der Ladung von Filterkondensatoren
Zählimpulse
unterdrückt
werden, so dass Zählfehler
und damit Fehler in der Erfassung der Rotorlage beim Auslaufen des
Motors entstehen können.
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Vorteile der
Erfindung
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Ein
Gleichstrommotor mit der erfindungsgemäßen Rotorlage- und/oder Drehzahlerfassung
mit den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den
Vorteil, dass neben der Ausfilterung von unerwünschten Schwingungen auch beim
Abschalten des Motors keine Zählfehler oder
Fehler bei der Erfassung der Drehzahl auftreten. Da beim Abschalten
des Gleichstrommotors gleichzeitig der Kondensator im Hochpassfilter
für ein
vorgebbares Zeitintervall entladen wird, wird ein Spannungssprung
in der Signalfolge der zu zählenden Wechselsignale
verhindert, so dass auch direkt nach dem Abschaltvorgang keine Zählfehler
auftreten können.
Gleichzeitig werden durch das Hochpaßfilter selbstverständlich niederfrequente
Störfrequenzen ausgefiltert,
die durch Unsymmetrien des Motors entstehen können.
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Durch
die in den Unter- und Nebenansprüchen
aufgeführten
Maßnahmen
sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im Anspruch
1 angegebenen Vorrichtung möglich.
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Der
Entladungspfad für
den Kondensator kann in konstruktiv einfacher Weise dadurch realisiert werden,
daß ein
Widerstand des als RC-Glied ausgebildeten Hochpaßfilters durch die Schaltmittel überbrückt ist.
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Um
zu verhindern, daß bei
Abschaltvorgängen
aus hohen Drehzahlen des Gleichstrommotors Zählfehler entstehen, ist in
vorteilhafter Weise ein Zeitüberwachungsglied
(watchdog) vorgesehen, um ein zusätzliches Zählsignal für die Auswerteschaltung jeweils
bei Unterschreitung eines vorgebbaren Zeitintervalls durch aufeinanderfolgende
Zählsignale für die Auswerteschaltung
während
der Entladung des Kondensators zu erzeugen. Sollte die Frequenz so
hoch sein, daß das
Zeitüberwachungsglied
mehrfach anspricht, so werden entsprechend weitere zusätzliche
Zählsignale
erzeugt. Dies kann in einfacher Weise dadurch erfolgen, daß das Zeitüberwachungsglied
zur zusätzlichen
Triggerung des Zeitglieds mit diesem verbunden ist.
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Zur
optimalen Anpassung des Zeitintervalls des Zeitüberwachungsglieds an die jeweilige
Drehzahl des Motors ist dieses vorgebbare Zeitintervall in Abhängigkeit
der Drehzahl einstellbar.
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Das
Hochpaßfilter
weist dabei zweckmäßigerweise
eine drehzahlabhängig
einstellbare Eckfrequenz auf, um die Ausfilterung der niederfrequenten Störfrequenzen
in Abhängigkeit der
jeweils vorliegenden Drehzahl zu optimieren.
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Hierzu
wird zur Veränderung
der Eckfrequenz der Widerstand des Hochpaßfilters drehzahlabhängig verändert, was
in vorteilhafter Weise dadurch erfolgen kann, daß in Reihe zum Widerstand des
Hochpaßfilters
ein Schalter vorgesehen ist, der von einer Signalfolge mit drehzahlabhängigem Tastverhältnis gesteuert
wird.
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In
weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist dem Hochpaßfilter
vorzugsweise über einen
Verstärker
ein Tiefpaßfilter
nachgeschaltet, um auch überlagerte
Schwingungen und Oberwellen ausfiltern zu können. Auch dies erfolgt zweckmäßigerweise
drehzahlangepaßt,
indem dieses Tiefpaßfilter
eine drehzahlabhängig
einstellbare Eckfrequenz aufweist. Die Realisierung über einen
drehzahlabhängig
veränderbaren
Widerstand kann wie beim Hochpaßfilter
realisiert sein.
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Zur
drehzahlabhängigen
Steuerung des Widerstands des Hochpaß- und/oder des Tiefpaßfilters und/oder
des Zeitintervalls des Zeitüberwachungsglieds
hat sich ein eine drehzahlabhängige
Spannung mit Dreiecksignalen eines Frequenzgenerators vergleichender
Komparator als besonders günstig
erwiesen.
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Zur
Erfassung eines vom Ankerstrom und damit von der Drehzahl abhängigen Spannungssignals
ist in vorteilhafter Weise ein Shunt-Widerstand in Reihe zum Gleichstrommotor
geschaltet, wodurch eine sehr kostengünstige und einfach zu realisierende
Signalquelle zur Steuerung der gesamten Vorrichtung vorliegt. Insbesondere
wenn eine als Halbleiterbrücke
ausgebildete Transistorendstufe zur Motorsteuerung als Shunt-Widerstand verwendet
wir, ist der konstruktive Aufwand minimal.
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Zur
Signalaufbereitung des proportional zu den Umdrehungen des Rotors
schwankenden Signals, jedoch auch allgemein zur Signalaufbereitung eines
analogen Wechselspannungssignals, wird in vorteilhafter Weise eine
Vorrichtung zur Spitzenwerterfassung des Wechselspannungssignals
vorgesehen, der eine im Raster der aufzubereitenden Signale triggerbare
Sample-and-Hold-Schaltung nachgeschaltet ist, deren Speichersignal über eine
Signalpegel-Reduziervorrichtung als Referenzschwelle einer Rechtecksignal-Wandlerstufe
zugeführt
ist, an der das in ein Rechtecksignal umzuwandelnde Wechselspannungssignal
anliegt. Durch diese Anordnung wird eine amplitudenabhängige Schwellennachführung des
Frequenzdetektors erreicht, durch die fehlerhafte Rechtecksignale
infolge schwankender Wechselspannungssignale weitgehend vermieden werden.
Eine derartige Vorrichtung zur Signalaufbereitung kann neben der
Signalaufbereitung für
die Rotorlage- und/oder Drehzahlerfassung von Gleichstrommotoren überall dort
eingesetzt werden, wo in ihrer Amplitude schwankende Wechselspannungssignale
in Rechtecksignale umgewandelt werden sollen.
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Die
Vorrichtung zur Spitzenwerterfassung weist zweckmäßigerweise
ein über
ein Schaltglied entladbares Speicherglied auf, das synchron mit
der Triggerung der Sample-and-Hold-Schaltung entladbar ist. Hierbei sind
das Schaltglied und/oder die Sample-and-Hold-Schaltung jeweils durch
Flanken, insbesondere Rückflanken,
der erzeugten Rechtecksignale triggerbar, um nach der Speicherung
des aktuellen Amplitudenwerts die Erfassung des darauffolgenden
Amplitudenwerts zu ermöglichen.
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ZEICHNUNG
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Ein
Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung
näher erläutert. Es
zeigen:
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1 das
Schaltbild des Ausführungsbeispiels,
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2 ein
Signaldiagramm zur Erläuterung des
Abschaltvorgangs des Gleichstrommotors ohne den erfindungsgemäßen Entladungspfad
für den Kondensator,
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3 ein
entsprechendes Signaldiagramm zur Erläuterung des verbesserten Zählvorgangs
gemäß der Erfindung
und
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4 ein
detaillierteres Schaltbild der in 1 dargestellten
Vorrichtung zur Signalaufbereitung.
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BESCHREIBUNG
DES AUSFÜHRUNGSBEISPIELS
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Bei
dem in 1 dargestellten Ausführungsbeispiel wird ein Gleichstrommotor 10 in
an sich bekannter Weise durch eine aus vier FET-Transistoren 11–14 bestehende,
als Halbleiterbrückenschaltung 15 ausgebildete
Transistorendstufe gesteuert. Die beiden stromleitend gesteuerten
Brückendiagonalen ergeben
alternativ die beiden Drehrichtungen des Gleichstrommotors 10.
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Die
beiden Anschlüsse
des Gleichstrommotors 10 sind über eine beispielsweise als
Multiplexschaltung ausgebildete, periodisch umschaltende Umschaltvorrichtung 16 mit
einer Pegelanhebungsstufe 17 verbunden, nämlich mit
der Anode einer Z-Diode 18, deren Kathode über einen
Widerstand 19 mit dem positiven Pol einer stabilisierten
Spannungsquelle VCC1 von beispielsweise
5 Volt verbunden ist. Die Kathode der Z-Diode 18 bildet
dabei den Ausgang der Pegelanhebungsstufe 17.
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Die
Pegelanhebungsstufe 17 ist ausgangsseitig mit einem Hochpaßfilter 20 verbunden,
das aus einem Kondensator 21 besteht und dessen Ausgang über die
Reihenschaltung eines Widerstands 22 mit einem Halbleiterschalter 23 an
eine niedrigere stabilisierte Spannung VCC2 von
beispielsweise 2,5 Volt gelegt ist. Durch periodisches Ansteuern
des Halbleiterschalters 23 mit einem pulsweitenmodulierten
Signal kann der effektive Widerstand des Hochpaßfilters 20 und damit
dessen Eckfrequenz verändert
werden. Parallel zur Reihenschaltung des Widerstands 22 mit dem
Halbleiterschalter 23 ist ein Entladungspfad 24 für den Kondensator 21 geschaltet,
der aus einem sehr niederohmigen Widerstand 25 und einem
weiteren Halbleiterschalter 26 besteht. Der niederohmige Widerstand
von einigen Ohm kann auch ganz entfallen.
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Dem
Hochpaßfilter
ist ein invertierender Verstärker 27 nachgeschaltet,
der in üblicher
Weise aus einem Eingangswiderstand 28 für einen Operationsverstärker 29 und
einem Rückkopplungswiderstand 30 besteht.
Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 29 ist
mit der Spannungsquelle VCC2 verbunden.
Anstelle eines invertierenden Verstärkers 27 kann prinzipiell
auch ein nichtinvertierender Verstärker eingesetzt werden.
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Dem
Verstärker 27 ist
ein Tiefpaßfilter 31 nachgeschaltet,
das wiederum in üblicher
Weise aus einem Durchgangswiderstand 32 und einem Kondensator 33 besteht,
der zwischen den Ausgang des Tiefpaßfilters 31 und die
Spannungsquelle VCC2 geschaltet ist. Zur
Veränderung
des Widerstands des Tiefpaßfilters 31 und
damit der Eckfrequenz ist in Reihe zum Durchgangswiderstand 32 – wie beim
Hochpaßfilter 20 – ein Halbleiterschalter 34 geschaltet,
der zur Veränderung
des Widerstandswerts von einer pulsweitenmodulierten Signalfolge
angesteuert wird. Der Halbleiterschalter 34, wie auch die
Halbleiterschalter 23 und 26, können beispielsweise
durch FET-Transistoren realisiert werden.
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Der
Ausgang des Tiefpaßfilters 31 ist über einen
als Operationsverstärker 35 ausgebildeten
Entkoppelverstärker 36 mit
einer Signalwandlerstufe 37 zur Umwandlung des analogen
Wechselsignals in ein Rechtecksignal verbunden. Diese Signalwandlerstufe 37 ist
in 4 detaillierter dargestellt und wird in Zusammenhang
mit 4 noch näher
erläutert
werden. Der Ausgang der Signalwandlerstufe 37 ist mit einer
Auswerteschaltung 38 verbunden, die in an sich bekannter
Weise einen Frequenzzähler
zur Erfassung der Frequenz bzw. Drehzahl des Gleichstrommotors 10 und/oder
eine Zählvorrichtung
zur Zählung der
erfaßten
Signale enthält,
wodurch sich ein Zahlenwert ergibt, der proportional zu den Umdrehungen des
Gleichstrommotors 10 ist und damit als Positionssignal
dienen kann.
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Zur
Erzeugung der pulsweitenmodulierten Signalfolge zur Steuerung der
Halbleiterschalter 23 und 34 ist eine Signalerzeugerstufe 39 vorgesehen, die
einen Frequenzgenerator 40 zur Erzeugung von Dreiecksignalen
aufweist sowie einen Frequenz-Spannungs-Wandler 41, der
die drehzahlproportionalen Rechtecksignale am Ausgang der Signalwandlerstufe 37 in
eine entsprechende drehzahlproportionale Spannung umwandelt. Diese
Spannung wird in einem Komparator 42 mit den Dreiecksignalen des
Frequenzgenerators 40 verglichen, wodurch am Ausgang die
gewünschte,
pulsweitenmodulierte Signalfolge erzeugt wird, deren Tastverhältnis in
Abhängigkeit
der Drehzahl des Gleichstrommotors 10 steht. Auf diese
Weise können
durch Ansteuerung der Halbleiterschalter 23 und 34 die
Eckfrequenzen des Hochpaßfilters 20 und
des Tiefpaßfilters 31 drehzahlabhängig verändert werden.
Der Frequenzgenerator 40 ist als freilaufender Oszillator
ausgebildet und weist beispielsweise eine Frequenz von 20 kHz auf, also
eine Frequenz, die mindestens um den Faktor 10 größer als
die der Drehzahlsignale des Gleichstrommotors 10 ist.
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Zur
Steuerung des Entladungspfads 24 ist eine Schaltstufe 43 vorgesehen,
die beim Abschalten des Elektromotors 10 den Entladungspfad 24 zur Entladung
des Kondensators 21 stromleitend schaltet. Diese Schaltstufe 23 weist
ein UND-Glied 44 auf, dessen
Eingänge
mit den beiden Steueranschlüssen der
masseseitigen FET-Transistoren 12 und 14 verbunden
sind, und dessen Ausgang über
ein ODER-Glied 45 mit dem Triggereingang eines Zeitglieds 46 verbunden
ist, das ausgangsseitig mit dem Steuereingang des Halbleiterschalters 26 verbunden ist,
um diesen während
der Haltezeit des Zeitglieds 46 zu schließen. Weiterhin
ist ein Zeitüberwachungsglied 47 vorgesehen,
das auch als Watchdog bezeichnet wird und beispielsweise als Bauelement TLE
4261 im Handel erhältlich
ist. Dieses Zeitüberwachungsglied 47 wird
vom Ausgang der Signalwandlerstufe 37 getriggert und weist
einen das zu überwachende
Zeitintervall festlegenden Kondensator 48 auf, der über einen
Halbleiterschalter 49 an Masse liegt. Dieser Halbleiterschalter 49 wird
durch das Ausgangssignal der Signalerzeugerstufe 39 angesteuert,
um die Kapazität
zur Festlegung des zu überwachenden
Zeitintervalls drehzahlabhängig
zu verändern.
Der Ausgang des Zeitüberwachungsglieds 47 ist
mit einem weiteren Eingang des ODER-Glieds 45 verbunden.
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Zur
Abschaltung des Gleichstrommotors 10 liegen an beiden Steuereingängen der
FET-Transistoren 12 und 14 Steuersignale an, wodurch
das Zeitglied 46 über
das UND-Glied 44 und das ODER-Glied 45 getriggert
wird und während
seiner Haltezeit den Halbleiterschalter 26 zur Entladung
des Kondensators 21 schließt. Wird der Gleichstrommotor 10 bei
hohen Drehzahlen abgeschaltet, so besteht die Gefahr, daß ein Zählsignal
unterdrückt
wird. Um dies zu verhindern, überwacht
das Zeitüberwachungsglied 47 dieses
kritische Intervall, und wenn während
des festgelegten Zeitintervalls das Zeitüberwachungsglied 47 erneut
getriggert wird, so wird das Zeitglied 46 erneut gestartet,
so daß durch
erneutes Schließen
des Halbleiterschalters 26 ein zusätzliches Zählsignal erzeugt wird.
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In 2 sind
die Signalverläufe
dargestellt, die bei fehlendem Entladungspfad 24 auftreten
würden.
Der Signalverlauf U17 ist der Signalverlauf
am Ausgang der Pegelanhebungsstufe 17 und der Signalverlauf
U20 der Signalverlauf am Ausgang des Hochpaßfilters 20.
Beim Abschalten des Gleichstrommotors 10 erfolgt ein steiler
Abfall der Spannung U17, die von einem tiefen
Niveau (im Ausführungsbeispiel
ca. 2,1 Volt) aus wieder bis zum Wert 2,5 Volt ansteigt. Die überlagerten,
der Drehzahl des Gleichstrommotors 10 proportionalen Zählsignale vergrößern nach
dem Abschalten ihre Periode infolge der abnehmenden Drehzahl des
Gleichstrommotors 10. Infolge des Spannungsabfalls U17 weist auch die Spannung U20 einen
Spannungsabfall auf, während
dem wenigstens ein Zählsignal
nicht auftreten kann. Je nach Drehzahl kann es sich dabei auch um mehrere
Zählsignale
handeln, die das Zählergebnis insgesamt
verfälschen.
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In 3 sind
nunmehr die erfindungsgemäßen Spannungsverläufe bei
Vorliegen des Entladungspfads 24 dargestellt. Zum Abschaltzeitpunkt, also
gemäß 3 zum
Zeitpunkt 40 ms, wird gleichzeitig der Halbleiterschalter 26 für eine kurze,
festgelegte Zeit von beispielsweise 1 ms geschlossen, so dass das
Signal U20 auf dem Wert 2,5 Volt, also auf dem
Wert der Spannung VCC2, festgehalten wird. Hierdurch
gehen keine Zählsignale
verloren, und auch bei auslaufendem Motor nach der Abschaltung bleibt
die exakte Position erhalten.
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Durch
das Hochpassfilter 20 und das Tiefpassfilter 31 werden
drehzahlabhängig
höherfrequente
und niederfrequente Störsignale
und überlagerte
Signale ausgeblendet, wobei die beiden Eckfrequenzen automatisch
so eingestellt werden, dass die auszuwertende Nutzfrequenz dazwischenliegt. Diese
wird dann in der Signalwandlerstufe 37 in Rechtecksignale
umgewandelt, wobei schließlich
in der Auswerteschaltung 38 die Rechtecksignale zur Erfassung
eines Positionssignals gezählt
oder in ein Frequenzsignal umgewandelt werden.
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Die
angegebenen Spannungen sind selbstverständlich nur beispielhaft angegeben
und können auch
andere Werte annehmen.
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In 4 ist
ein detailliertes Schaltungsbeispiel der in 1 dargestellten
Signalwandlerstufe 37 dargestellt. Diese Signalwandlerstufe 37 kann auch
anderswo eingesetzt werden, wo analoge Wechselsignale in Rechtecksignale
umgewandelt werden.
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Das
umzuwandelnde Wechselsignal, im vorliegenden Ausführungsbeispiel
das Ausgangssignal U36 des Entkoppelverstärkers 36,
wird einer Rechtecksignal-Formerstufe 50 zugeführt, um
in Rechtecksignale mit entsprechender Frequenz umgewandelt zu werden.
Hierzu wird zunächst
der Spitzenwert des Wechselsignals U36 in
einer Spitzenwert-Erfassungsstufe 51 ermittelt. Diese weist
einen Operationsverstärker 52 auf,
dessen nichtinvertierender Eingang mit dem Wechselsignal U36 beaufschlagt wird. Der Ausgang des Operationsverstärkers 52 ist über eine Diode 53 mit
einem Kondensator 54 verbunden, dessen zweiter Anschluß mit einer
Referenzspannungsquelle Uref verbunden ist.
Der Kondensator 54 ist durch einen FET-Transistor 55 überbrückt. Der
kondensatorseitige Kathodenanschluß der Diode 53 ist zum
invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 52 rückgekoppelt.
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Der
Ausgang der Spitzenwert-Erfassungsstufe 51, also der Kathodenanschluß der Diode 53, ist
mit dem Eingang einer Sample-and-Hold-Schaltung 56 verbunden.
Eine Sample-and-Hold-Schaltung
ist beispielsweise aus dem Fachbuch HALBLEITER-SCHALTUNGSTECHNIK,
U. Tietze und Ch. Schenk, 7. Aufl., Springer-Verlag 1985, S. 733
ff, bekannt. Der Ausgang der Sample-and-Hold-Schaltung 56 liegt über einen
aus zwei Widerständen 57, 58 bestehenden
Spannungsteiler an Masse.
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Der
Abgriff des Spannungsteilers 57, 58 ist zur Vorgabe
einer amplitudenabhängigen
Schaltschwelle mit der Rechtecksignal-Formerstufe 50 verbunden.
Diese kann im einfachsten Fall als Komparator ausgebildet sein,
wobei das amplitudenabhängige
Schwellensignal am Abgriff des Spannungsteilers 57, 58 den
Vergleichswert des Komparators bildet. Die Recht eck-Ausgangsspannung
U37 der Signalwandlerstufe 37 ist
zur Steuerung des FET-Transistors 55 und des Triggereingangs
der Sample-and-Hold-Schaltung 56 entsprechend mit diesen Bauelementen
verbunden.
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Im
Kondensator 54 wird der jeweils akutelle Spitzenwert der
Wechselsignale U36 gespeichert. Die Diode 53 verhindert
eine Entladung dieses Kondensators 54. Mit jeder Rückflanke
eines Signals U37 wird die Sample-and-Hold-Schaltung 56 getriggert,
so daß dieser
aktuelle Spitzenwert in dieser Schaltung übernommen wird. Dann wird nach
einer sehr kurzen Verzögerung
zur Sicherstellung der Übernahme
des aktuellen Spitzenwerts in die Sample-and-Hold-Schaltung 56 der
FET-Transistor 55 stromleitend
geschaltet, so daß der
Kondensator 54 entladen wird. Hierdurch kann beim nächsten Wechselsignal
der neue Spitzenwert übernommen
werden. Die sehr kurze Zeitverzögerung
kann durch ungleiche Ansprechzeiten der Bauelemente erreicht werden,
jedoch kann erforderlichenfalls auch ein zusätzliches Verzögerungsglied
vorgesehen werden.
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Der
aktuelle, in der Sample-and-Hold-Schaltung 56 gespeicherte
Spitzenwert wird durch den Spannungsteiler 57, 58 in
der gewünschten
Weise heruntergeteilt und gibt die Schwelle zur Bildung der Rechtecksignale
vor. Hierdurch wird die Schwelle immer unter dem Spitzenwert gehalten,
so daß verhindert
wird, daß bei
zu niedrigen Amplituden der Wechselsignale U36 ein
Signal unterdrückt
wird. Andererseits wird bei sehr hohen Amplituden sichergestellt, daß kleine
Störspitzen
nicht mitgezählt
werden.
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Falls
zur Signalaufbereitung in der in 1 dargestellten
Schaltung Glättungsfilter
erforderlich sind, so können
diese selbstverständlich
beispielsweise gemäß der eingangs
angegebeben Patentanmeldung P 42 05 614.4 vorgesehen werden.
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Es
ist weiterhin möglich,
anstelle eines separaten Hochpaß- und Tiefpaßfilters
ein Bandpaßfilter vorzusehen,
bei dem die beiden Eckfrequenzen entsprechend verändert werden.
Anstelle einfacher Filter können
auch Filter höherer
Ordnung vorgesehen sein.
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Die
beschriebenen Schaltungsanordnungen können auch als digitale Schaltungsanordnungen ausgebildet
oder als Mikrorechner oder Programmteil eines Mikrorechners realisiert
sein. Beispielsweise könnten
die entsprechenden Funktionen als separater Mikrorechner oder als
separate digitale Schaltung am Gleichstrommotor 10 (Motorelektronik)
oder innerhalb einer zentralen Steuereinrichtung für Gleichstrommotoren
realisiert sein.