CN101553979B - 无刷无传感器型电动机转子位置的测定方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种能够以简单装置测定多相无传感器无刷型电动机(1)转子位置的方法，以及一种特别适合于实施该方法的装置。按照本发明所述的方法，将第一电机相(V)与中间电路(7)的基准电位(U_z，M)断开之后，在一个检测周期(T_E)内检测落在所述电机相(V)端子侧的相电压(U_v)，确定所检测的相电压(U_v)在检测周期(T_E)内的峰值(U_v ^*)，将所述峰值(U_v ^*)与比较值(U_c)进行比较，当峰值(U_v ^*)超过比较值(U0)时，就生成一个位置信号(S_p)。以数字方式适当确定比较值(U_c)，使其等于第一电机相(V)内的感应电压(U_vind)过零点处的相电压(U_v)的值，或者等于某一个按照预定修正值(ΔQ)增大或减小的值。

Description

无刷无传感器型电动机转子位置的测定方法与装置

技术领域

本发明涉及一种多相无刷无传感器型电动机转子位置的测定方法，尤其是用于汽车发动机风扇的电动机。本发明还涉及一种用于实施该方法的装置。

背景技术

在一种所谓的无刷电动机中，以电子控制方式使驱动电流换向。电动机通常配有一个转换电路，通过中间电路给转换电路供电。转换电路将三相电流施加在电动机的定子线圈上，该三相电流产生相对于定子旋转的定子磁场。电动机的转子通常具有一个或多个永久磁铁，通过这些磁铁产生相对于转子静止的转子磁场。定子磁场与转子磁场的相互作用产生使得转子运动的转矩。

转换电路所产生的三相电流以及相应定子磁场的相位称作电机相。转而言之，这一概念也表示与相位对应的定子线圈以及相应的连接线路。电机相通常以星形接法相互连接。转换电路根据转子位置控制电机相，因此必须通过检测技术测定转子位置。通常配有传感器(例如霍尔传感器)来测定位置，也就是测定转子的旋转角度。通常且尤其是出于成本方面的考虑，也可使用无传感器型轴角编码器。这些轴角编码器可通过采集电动机的反电动势(英文简称为back-EMF)的方式来测定位置。这一术语所指的是旋转的转子磁场在定子线圈内感应出来的电压。这种结构方式的电机称作无传感器型电动机。

传统的无传感器型轴角编码器通常设计成模拟电子电路方式。这种电路可通过采集、分析所有相电压的方式来测定反电动势。为了避免开关动作或者脉冲宽度调制(PWM)引起的相电压波动造成错误的位置测定结果，传统的轴角编码器通常还包括适当的滤波电路，可以滤除这些干扰。在比较器中将反电动势与比较电压进行比较，当反电动势超过某一预定的比较值时，比较器就会生成一个位置信号。

通常在反电动势正过零时(也就是当反电动势的符号从负变为正时)生成位置信号。通常也可以使电动机以提前或滞后触发方式进行工作。为此可适当调整比较电压，使得可在反电动势过零点之前或者之后发出位置信号。

仅可在电机电流已中止的电机相中检测反电动势。因此为了在某一电机相中检测反电动势，也必须在该电机相与中间电路的基准电位断开之后等待一段断流换向周期，电机相中的续流电流在此周期内逐渐消退。断开电机相之后，通过电机相的感应惯性暂时维持的电流称作续流电流。为了检测续流电流，常规型轴角编码器通常配有一个单独的电路，仅当续流电流消退时，该电路才会触发或者释放位置测定功能。

通常将轴角编码器输出的位置信号提供给微控制器作为“触发信号”来触发转换电路。

发明内容

本发明的目的在于，提出一种结构简单、成本低廉且易于实施的无刷无传感器型电动机的位置测定方法，以及一种特别适合于实施该方法的装置。

所述目的根据本发明通过权利要求1所述的特征得以实现。按照本发明所述的方法，断开将要在其中分析反电动势的电机相之后，在检测周期内检测相电压，然后确定相电压在检测周期内的峰值。以下将截取其相电压的电机相称作第一电机相。尽管有这一说法，但是也可以选择电动机的任意一个电机相用于这一目的。

将该相断开，方法是将其与中间电路的两个基准电位分开，也就是与通常所选的正工作电位和地线分开。将清除了干扰的最大值，也就是相电压从检测周期开始直至当前某一时刻所具有的最大值作为峰值。

然后将该峰值与比较值进行比较，当峰值超过比较值时，就生成一个位置信号。以数字形式适当确定该比较值，使其等于第一电机相感应电压过零点相电压、也就是反电动势的值。为了实现提前或滞后触发，还可以针对相当于反电动势过零点的值，按照某一预定的修正值来增大或减小比较值。

本发明基于这一认识：如果并非通过模拟电子电路技术，而是采用数字方式来实施本发明所述方法的单独步骤，就能够明显减少实施位置测定方法所需的花费。对用来控制电机的标配微控制器进行程序升级，就可以实施数字算法，因此无需花费额外的结构性升级费用。

要确定第一电机相中的反电动势时，并非一定要检测其它电机相的相电压，而是至少能够计算其它电机相中的某一个电机相的相电压，或者通过适当的数学方法转换一些基本公式，或者采取一些结构性措施，就可不必测定该相电压，这一认识可明显地简化本发明所述的方法。首选方式是仅仅测定一个相电压，也就是采用测量技术确定第一电机相的相电压。

最好通过一种能够以简单、成本低廉的方式实现的电子电路，以模拟信号形式生成、提供所检测的相电压的峰值。与此不同的是，最好以数字方式将峰值与比较值进行比较，从而不必使用单独的比较器来进行比较。

在检测峰值的过程中，适宜滤掉开关动作所引起的相电压波动(称作相电压的“开关过冲”)，以免使得峰值失真，从而避免由此引起的位置测定错误。

按照本发明所述方法的一种简单、适用的实施方式，根据公式U_v＝U_z/2+ΔQ确定比较值。其中的Uz表示中间电路的工作电位，尤其是15V对地电压。ΔQ表示用来调整提前或滞后触发的修正值，该修正值可以是负值、正值，也可以为零。最好在检测周期开始之前，将第一电机相与工作电位相连，以此来检测工作电位。之后就可以根据该状态下所测定的相电压峰值推导出工作电位。

在检测周期之前适宜有一段断流换向周期，通过第一电机相中续流电流的消退来确定断流换向周期的持续时间。更好的方式是反复检测、分析相电压峰值，从而确定断流换向周期的结束时刻。当峰值低于某一预定的阈值时，就将断流换向周期识别为已结束。

通过权利要求9所述的特征，即可解决与本发明所述装置相关的任务。按照本发明所述，配置一个模拟电子分析电路来检测峰值，该电路将所检测的峰值的测量信号发送给微控制器的模拟端子，以便继续以数字方式实施本发明所述的方法。微控制器具有适当的程序，可用来将峰值与比较值进行比较，当峰值超过比较值时，就会生成一个位置信号。微控制器还可用来根据上述方法，以数字方式确定比较值。

按照一种特别简单的优选实施方式所述，分析电路主要由第一电容和第一二极管构成。第一电容连接在第一电机相的相电压抽头和地线之间。二极管沿着导通方向连接在电机相和电容之间。当电机转速很高且反电动势值很大时，为了防止微控制器的模拟端子过调，适宜在分析电路前端串联一个分压电路，以此将与相电压基本上成比例减小的电压提供给第一二极管。

在分压电路中最好有一个与第一二极管并联的第二二极管。第二二极管可用来补偿因制造、老化和温度引起的第一二极管的二极管电压误差，这些误差可能会导致之后以数字方式实施本方法的结果失真。使用与第一二极管构造相同的二极管作为第二二极管，可获得特别好的补偿效果。尤其是可以使用一种包含这两个二极管的电子模块，且这种集成模块的二极管通常具有高度类似的特性参数。

此外按照分析电路的一种特别有益的实施方式，第二二极管还可以反向激活或禁用分压电路。将活动状态下的分压器地线端设置为等于工作电位的电压，即可禁用第二二极管。最好通过微控制器以结构简单的方式激活或禁用分压器。微控制器的数字端子为此与分压器相连。

为了滤掉开关动作引起的相电压波动，第一电容和第一二极管最好并联一个第二电容。

按照本发明的一种优选实施方式，也可在电动机处在空转状态时测定位置。“空转”这一概念(表示与“空转二极管”和“空转电流”完全没有关系的现象)表述的是电机的一种工作状态，即转子在电机相不通电的情况下处在运动之中。在切断电机电流之后以惯性运转时，电动机就处在典型的空转状态。除此之外，作用于风扇的气流也会使得风扇电机进入空转状态。对非通电状态下的其它电机相施加一定的测试电压，就能以特别简单的方式，在空转状态下测定位置。将其它电机相中的每一个均连接到分压电路的中间抽头上，就能以特别简单的方式将其实现。分压电路具有足够大的阻抗，使其不会明显影响电机控制。

按照本发明所述装置的一种进一步有益的实施方式，与分析电路相连的微控制器模拟端子即可配置成输入端，也可配置成输出端。若配置成输入端，则模拟端子可用来接收分析电路所提供的峰值，并且进行模数转换。若配置成输出端，则模拟端子可用来以简单方式将分析电路复位到初始状态。尤其可将模拟端子作为具有零信号的输出端。模拟端子在这种状态下与内部地线相连，使得可通过微控制器对分析电路的电容进行放电。

附图说明

以下将根据附图，对本发明的实施例进行详细说明。其中所示为：

附图1为一种多相无刷无传感器型电动机的电路框图，具有一个转换电路以及一个用来测定转子位置、对电动机进行控制的控制单元，包括一个分析电路以及一个对转换电路进行控制的微控制器，

附图2为所选电机相中的相电压以及分析电路所提供的峰值随时间变化的局部曲线简化对照示意图，

附图3为分析电路第一种实施方式的电路图，

附图4为相应电机相断流换向过程中相电压随时间变化的曲线简化示意图，

附图5为在电机控制过程中实施位置测定方法的流程示意图，

附图6为一种分压电路的电路图，能够利用该分压电路将一确定的测试电压施加在其它电机相上，以便能够在电动机空转过程中测定位置，

附图7为按照附图5所示，用来在空转过程中实施位置测定方法的流程示意图，

附图8为按照附图2所示，分析电路的一种可替换的实施方式，以及

附图9为按照附图2所示，分析电路的另一种实施方式。

所有附图中相同的部分和参量均具有相同的附图标记。

具体实施方式

附图1所示为无刷无传感器型电动机(以下简称为电机1)的电路框图，该电机配属有用来供电的转换电路2。图中所示的电机1为三相电机，包括三个电机相U、V和W，分别具有一个布置于电机1的定子中的电枢绕组。电机相U、V、W例如可采用星形接法相互连接，也就是在中性点P相互连接。但是，以下所述的方法也能够应用于具有其它接法、尤其是用于具有三角形接法的电动机。

与中性点P相对的每一个电机相U、V、W的接线端(也称作电机相U、V、W的相端子3)分别与转换电路2的相应半桥4的中间抽头相连。每一个半桥4均包括两个功率开关5和6，这些功率开关最好各为MOSfet(金属氧化物场效应管)。可以通过每一个半桥4中的功率开关5，将相应的电机相U、V、W与工作电位U_z相连。可以通过另一个功率开关6使得电机相U、V、W具有接地电位(以下简称为“地电位M”)。通过中间电路7将工作电位U_z和地电位M提供给转换电路2。每一个功率开关5和6均并联一个续流二极管8或9。

为了控制功率开关5、6，转换电路2配属有控制单元10，。控制单元10包括一个微控制器11，该控制器可对功率开关5、6进行适当控制，使得电机相U、V、W的电枢绕组在电机1工作过程中产生旋转磁场，该磁场驱动(图中没有绘出的)电机1的转子。

对功率开关5、6的控制，根据转子位置按照所谓的换向程序进行。尤其可考虑采用双极分区换向。在其过程中，在一个完整周期内，也就是转子转动一周，在第一个(正)换向区范围内将每一个电机相U、V、W至少暂时转换到工作电位U_z。在第二个(负)换向区范围内将电机相U、V、W转换到地电位M。每一个换向区(参照转子旋转方向)均在小于180°称作控制角的旋转角度范围内延伸。在换向区之间因此形成电机相U、V、W在其中与中间电路7断开的中间角区域，也就是无论高电位端功率开关5还是相应半桥4的地线端功率开关6均不导通。对一个电机相U、V、W均相对于其它电机相U、V、W错开120°进行控制，以便产生三相电流。

以脉冲宽度调制方式控制电机相U、V、W，以便控制电机功率。其中并非将正换向区中的每一个电机相U、V、W在全部控制角范围内转换到工作电位U_z，而是使其以周期性脉冲方式进行工作。

为了使电机控制与实际转子旋转运动同步，通过位置信号S_p“触发”换向过程。位置信号S_p表示转子在其中经过某一转子位置的时刻。根据转子旋转运动在所选电机相之中感应出的电压(反电动势)确定位置信号S_p，以下将对此进行详细描述。按照附图1所示，例如选择电机相v作为用来测定反电动势的参考。

根据下列电动力学原理，通过控制单元10实施位置测定方法：

中性点P中的电位(以下称作中性点电压U_p)计算式为

$U_p=\frac{U_u+U_v+U_w}{3},$ 方程式1

其中以U_u、U_v和U_w表示可在相应的相端子3上截取点电机相U、V或W的相电压。每一个相电压U_x(其中x＝U，V，W)的一般计算式为

U_x＝U_p+U_xind，        方程式2

其中U_xind表示电机相X＝U，V，W中感应出的电压(或者反电动势)。在电机相V中的电压过零点处，也就是U_vind＝0，下式成立

U_v＝U_p    方程式3

根据方程式1和3得出

$U_v=U_p=\frac{U_u+U_w}{2}$ 方程式4

即为反电动势U_vind的过零点计算式。

根据方程式4，可以识别电机相V中的反电动势U_vind过零点以及对应于该过零点的转子位置，识别特征是相电压U_v超过其余相电压U_u和U_w的平均值。

根据这一规律(基本原理)，通过控制单元10实施位置测定方法。据此仅能够利用测量技术检测相电压U_v。当相电压U_v超过比较电压U_c时，就生成位置信号S_p，所述比较电压U_c根据方程式4(或者据此推导出的方程式)以适当的方式确定，使其等于反电动势U_vind达到某一个值时尤其是过零点时的相电压U_v。一般情况下可根据下列方程式来选择比较电压U_c

$\mathrm{Uc}=\frac{\mathrm{Uu}+\mathrm{Uw}}{2}+\mathrm{\ΔQ}$ 方程式5

此处并不直接检测代入方程式4和5之中进行计算的相电压U_u和U_w，而是在微控制器11中根据现有的电机控制信息，以数字方式确定这些相电压。ΔQ表示修正系数，当电机1在具有反电动势U_vind过零点的相位中生成位置信号S_p时，就将该修正系数设为0。对于提前或滞后触发而言，则将ΔQ设为某一个负值或正值。

在实现上述基本原理的实际过程中应考虑到：很难通过脉冲宽度调制方法(PWM)根据方程式4来确定转子位置，尤其是无论所测定的相电压U_v还是其它相电压U_u、U_w，均含有高频PWM脉冲，因.此会随着时间以脉冲形式变化。此外，所测定的相电压U_v曲线还受到开关动作引起的波动(开关过冲)的干扰。附图2所示为受到PWM脉冲和开关过冲干扰的相电压U_v随时间变化的曲线的举例示意图。

为了简化位置测定方法，因此并不将实际相电压U_v用来进行比较，而是使用该相电压U_v的峰值U_v*，即在设定检测周期T_E内清除了开关过冲的相电压U_v最大值。附图2所示为峰值U_v*曲线与实际相电压U_v曲线的对照图。

在控制单元10中通过模拟电子分析电路12检测相电压U_v。按照以下将要详细描述的方式，通过分析电路12生成对应于峰值U_v*的测量信号S_Uv*，并且将其提供给微控制器11的模拟端子13。然后按照以下将要详细描述的方式，根据峰值U_v*在微控制器11中以数字方式确定转子位置，并且生成位置信号S_p。

按照根据附图3所述的第一种实施方式，分析电路12包括一个分压电路30，其中有两个电阻R₁和R₂串联在地电位M和相电压U_v的抽头31(附图1，3)之间。与电阻R₂并联的是第一电容C₁，在该电容前端沿导通方向连接一个第一二极管D₁。在分压电路30的地线端支路中同样设有一个沿导通方向连接并因而与二极管D₁并联的第二二极管D₂。分析电路12还包括一个第二电容C₂，该电容与二极管D₁和电容C₁并联。

由于采用了分压电路30，因此提供给二极管D₁的并非是直接的相电压U_v，而是一个与其大致呈比例的电压，由于电阻R₁、R₂的参数经过适当选择，使得该电压大致为相电压U_v的20％。如果不考虑电容C₁、C₂的影响，则落在二极管D₁输出端上的输出电压为

$U_a=\frac{R_2}{R_1+R_2}\·(U_v-U_{D2})+U_{D2}-U_{D1},$ 方程式6

其中U_D1和U_D2表示二极管D₁以及D₂的正向电压。按照首选的设计方式，所选用的二极管D₁和D₂构造相同，尤其可作为集成模块32方式实施，因此具有近似相等的正向电压U_D＝U_D1＝U_D2。因此方程式6可转换成

$U_a=\frac{R_2}{R_1+R_2}\·U_v-\frac{R_2}{R_1+R_2}{U}_D$ 方程式7

通过二极管D₁对电容C₁进行充电。二极管D₁这时可阻止电荷流失，从而保存电容C₁的充电状态。落在电容C₁上的电压因此基本上等于输出电压U_a在检测周期T_E内所具有的最大值。但这样可通过电容C₂截获或者滤掉瞬间峰值电压，例如开关动作引起的峰值电压。将落在电容C₁上的电压作为测量信号S_Uv*提供给微控制器11的模拟端子13。微控制器11通过模数转换方式确定测量信号S_Uv*的数字电压值，然后根据所保存的电阻R₁和R₂以及二极管电压U_D的值，算出峰值U_v*的实际大小。

检测周期T_E从上一次电容C₁放电开始(即将输出电压U_a施加在放电后的电容C₁上)，一直持续到当前时刻，或者最长持续到电容C₁再次放电的时刻(参见附图2)。模拟端子13在检测周期T_E内作为电压输入端，并且具有相当高的阻抗，使得电容C₁不会通过微控制器11进行放电。

要进行放电时，将模拟端子13重新作为电压输出端，并且使其具有0V电位。在这种状态下，模拟端子13在微控制器11之内转换到地电位M，使得储存在电容C₁上的电荷可以通过微控制器11流出。

二极管D₂能够至少部分补偿二极管D₁正向电压U_D1的误差。可以想象，在没有二极管D₂的情况下(U_D2＝0)，可根据方程式6得出

$U_a=\frac{R_2}{R_1+R_2}\·U_v-U_{D1}$ 方程式8

比较方程式7和8可知，使用二极管D₂仅可按照比例R₂∶(R₁+R₂)

缩小正向电压U_D＝U_D1的误差，因此可按照该比例减小二极管D₁的影响。

在电机控制过程中识别位置：

仅当电机相V不通电时，才能在其中检测反电动势U_vind。因此在控制电机1的过程中，仅可在电机相V与中间电路7断开的某一个中间角度区域内识别位置。在这种工作状态下，始终有另一个电机相U或者W(至少暂时)转换到工作电位U_z，且其余电机相W或U转换到地电位M。方程式5因此可简化为

$U_c=\frac{U_z}{2}+\mathrm{\ΔQ}.$ 方程式9

方程式9中的工作电位U_z可以作为常量保存在微控制器11之中。但是最好通过检测技术检测该工作电位U_z。为此可在换向区结束之后，通过控制相应的高电位端功率开关5，在检测时间T_M(附图4)范围内将电机相V瞬间转换到基准电位U_z。这时可借助分析电路12，检测该工作状态下等于工作电位U_z的峰值U_v*，从而检测出基准电位U_z，并且将其保存在微控制器11之中以备将来使用。在检测之前通过使电容C₁放电的方式将分析电路12复位。

最好在电机控制过程中仅仅检测反电动势U_vind的正过零，也就是反电动势U_vind的符号从负变为正。反电动势U_vind的正过零在电机相V已转换到地电位M的负换向区之后。

即使在断开电机相V之后，也无法立即检测反电动势，而是必须首先在断流换向时间T_F(附图4)之内等待一段时间，直至电机相V中由于自感应产生的、通过续流二极管8流出的电机相V中的续流电流消退时为止。

为了测定断流换向时间T_F，可间接通过峰值U_v*来检测续流电流。这时可根据附图4所示的测量原理进行操作。附图4所示为相电压U_v随时间变化的局部曲线示意简图。为了简明起见，这里忽略了PWM脉冲和开关过冲对相电压U_v变化曲线的影响。

从附图4可以看出，电机相V直至时刻t₀已转为负向，且因此转换到地电位M，使得相电压U_v基本上为0V。在时刻t₀使电机相V与地电位M断开。续流电流通过高电位端续流二极管8流出，使得相电压U_v骤然上升到与工作电位U_z基本相等的值。相电压U_v在续流电流消退且断流换向时间T_F因此而结束的时刻t₁重新下降。

测定中间电压U_z之后，利用分析电路12反复测定峰值U_v*，并且在微控制器11中以数字方式将其与所保存的阈值U_s进行比较，即可确定断流换向时间T_F。只要峰值U_v*高于阈值U_s，就将此作为续流电流尚未消退的标志。这种情况下应立即或者在规定的延迟时间之后重复进行检测。每次检测之前通过使电容C₁放电的方式将分析电路12复位。

只要在上述比较过程中确定峰值U_v*低于阈值U_s，就将此作为续流电流已消退的标志。这时开始识别位置。

要识别转子位置时，通过使电容C₁放电的方式，将分析电路12复位到初始状态，检测周期T_E开始。在微控制器6中现在以连续或者周期性方式，将分析电路12所提供的峰值U_v*与根据方程式9算出的比较值U_c进行比较。如果峰值U_v*低于比较值U_c，就立即或者在设定的滞后时刻重复进行检测。一旦在时刻t₃峰值U_v*首次超过比较值U_c，就生成位置信号S_p，并且开始将电机相V换向(在附图4中可看出相电压U_v骤然升高到大致等于工作电位U_z的大小)。

这样就是附图5中依据流程图所描述的在电机控制过程中实施位置识别方法的过程，可通过程序在微控制器11中实现。

微控制器11在负换向区结束时(步骤40)，也就是在附图4所示的时刻t₀开始该方法。时刻t₀反正是微控制器11为了控制转换电路2而设定的，因此是已知量。

在随后的步骤41至44中，首先测定工作电位U_z的值。为此微控制器在步骤41中控制配属于电机相V的功率开关5打开，从而将电机相V转换到工作电位U_z。微控制器11随即检测峰值U_v*，方法是将电容C₁放电，使得分析电路12复位(步骤42)，然后获取峰值U_v*的当前值(步骤43)。在步骤44中将峰值U_v*保存为工作电位Uz的值。

确定工作电位U_z之后，微控制器11控制配属于电机相V的功率开关5闭合(步骤45)，从而将电机相V与工作电位U_z断开，然后在步骤46至48中检测断流换向时间T_F。微控制器11再次将电容C₁放电(步骤46)，然后获取当前的峰值U_v*(步骤47)。微控制器11接着在步骤48中检查所获得的峰值U_v*是否低于阈值U_s。

如果比较结果为负值，就将此作为续流电流尚未消退的标志。在这种情况下，立即或者在设定的延迟时间之后重复实施步骤46至48。

如果比较结果为正值，就将此作为续流电流已消退的标志。在这种情况下，将按照步骤49至52真正开始识别位置。

在开始识别位置之时，在步骤49中将电容C₁放电，从而复位分析电路12(步骤50)。微控制器11接着获取当前的峰值U_v*(步骤51)，然后检查该值是否超过根据方程式9算出的比较电压U_c。

如果比较结果为负值，就将此作为尚未到达所求转子位置的标志。立即或者在设定的延迟时间之后重复实施步骤50至51。如果比较结果为正值，就将此作为已经达到所求转子位置的标志。在这种情况下，微控制器11生成位置信号S_p(步骤52)，并且结束本发明所述的方法(步骤53)。

在空转过程中确定位置：

在空转过程中，如果没有其它预备措施，则无法根据方程式5来确定位置，这种状态下的相电压U_u和U_w均为未知量。为了也能在空转过程中仅仅检测相电压U_v就可确定位置，可以给其余电机相U、W施加一定的测试电压U_T1和U_T2(参见附图1)。

为此将这些电机相U、W与附图6所示的分压电路60相连，该分压电路包括用来提供测试电压U_T1的电阻R₃和R₄，以及用来提供测试电压U_T2的电阻R₅和R₆。电阻R₃至R₆具有足够大的阻抗，使得电机相U和W的换向不会受到分压电路60的明显干扰。

利用关系式U_u＝U_T1和U_w＝U_T2，根据方程式5得出

$U_c=\frac{U_{T1}+U_{T2}}{2}+\mathrm{\ΔQ}.$ 方程式10

为了不至于在转速较小时获得错误测量结果，仅当峰值U_v*已经低于按照设定的滞后电压U_H减小了的比较电压U_c时，才会根据滞后方式接受正过零。

这样就得出附图7中依据流程图所描述的方法过程。

在程序启动之后(步骤70)，微控制器11在步骤71中尤其可通过查询控制变量标志1(flag1)的方式来检查测试正过零的前提条件是否存在。如果并非这一情况，则微控制器11将在步骤72中从分析电路12获取当前的峰值U_v*。微控制器11接着在步骤73中检查峰值U_v*是否低于按照滞后电压U_H减小了的比较电压U_c。

如果是这种情况，则微控制器11将(在步骤74中通过设置标志1(flag1)的方式)发出存在测试正过零的条件的信号，通过将电容C₁放电的方式将分析电路12复位(图中没有绘出)，并且结束实施本发明所述的方法(步骤75)。

如果步骤73中的比较结果为负值，将立即结束实施本发明所述的方法。

如果在步骤71中确定存在测试正过零的条件(标志1(flag1)＝1)，则微控制器11将在类似于步骤72的步骤76中获取当前的峰值U_v*，然后在步骤77中检查该峰值U_v*是否超过根据方程式10确定的比较电压U_c。

将正的比较结果作为已达到所求转子位置的标志。在这种情况下，微控制器11将在步骤78中生成位置信号S_p，(通过复位标志1(flag1)的方式)发出测试正过零的条件不存在的信号，并且结束实施本发明所述的方法。

如果步骤77中的比较结果为负，就将此作为没有达到所求转子位置的标志。在这种情况下立即结束实施本发明所述的方法。只要电机1没有通电，并且处在空转状态，就以连续方式或者以很短的时间间隔周期重复实施上述方法步骤70至78。

为了改善检测精度，可将上述方法进行适当改进，以交替方式检测反电动势U_vind的正、负过零点。原则上也可按照上述方法检测负过零点，这时要注意：在步骤73和步骤77中实施比较操作时，应使用具有相反符号的基本比较关系。此外还要注意：在每次在步骤72和76中获取峰值U_v*之前，应通过将电容C₁放电的方式将分析电路12复位。

附图8和9所示为分析电路12的两种可替换的实施方式。这些实施方式与附图2所示实施方式的区别在于：附图1中以虚线表示的分析电路12还与微控制器11的一个数字端子80相连，从而可以通过微控制器11的数字端子80，反向激活、禁用分压电路30。

尤其当电机转速很小时，适宜禁用分压电路30，在这种情况下，反电动势U_vind很小，因此反电动势U_vind过零点周围的相电压U_v随时间变化的幅度很小。

按照附图8所示的实施方式，电阻R₂的地线侧输出端并非直接连接到地电位M，而是与微控制器11的数字端子80相连。为了激活这一实施方式中的分压电路30，可将数字端子80作为输出电位为0V的输出端，使得电阻R₂在微控制器11之内连接到地电位M。在这种情况下，附图8所示分析电路12的作用类似于附图2所示的实施例。

为了禁用分压电路30，可通过微控制器11上作为电压输出的数字端子80输出工作电位U_v。这样二极管D₂就会截止，使得测量信号S_Uv*以1∶1比例包含峰值U_v*。

在附图9所示分析电路12的实施例中，微控制器11的数字端子80与二极管D₂和电阻R₂之间的节点相连。

按照该实施方式，将数字输出端80作为电压输入端来激活分压电路30，因此对分压电路30的功能没有影响。而当禁用分压电路30时，则通过现在作为电压输出的数字端子80输出工作电位U_z，从而使得二极管D₂再次截止。

Claims (20)

1.一种无刷无传感器型多相电动机(1)转子位置的测定方法，

-在该方法中，在将第一电机相(V)断开之后，在检测周期(T_E)之内检测所述第一电机相(V)端子侧的相电压，

-在检测周期(T_E)内确定所检测的相电压的峰值(U_v ^*)，所述峰值为在检测周期内清除了干扰的相电压的最大值，

-将所述峰值(U_v ^*)与比较值(U_c)进行比较，以及

-当所述峰值(U_v ^*)超过所述比较值(U_c)时，就生成一个位置信号(S_p)，其中以数字方式这样地确定所述比较值(U_c)，即，使其等于第一电机相(V)中的感应电压(U_vind)过零点处的相电压的值，或者等于与感应电压(U_vind)过零点处的相电压相比增大或减小了预定修正值的值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，只检测第一电机相(V)的相电压。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，通过电路检测所述峰值(U_v ^*)作为模拟信号。

4.根据权利要求1至2中任一项所述的方法，其特征在于，在检测所述峰值的过程中，将开关动作引起的波动从所述相电压中滤除。

5.根据权利要求1至2中任一项所述的方法，其特征在于，以数字方式将所述峰值(U_v ^*)与所述比较值(U_c)进行比较。

6.根据权利要求1至2中任一项所述的方法，或者根据公式U_c＝U_z/2+ΔQ确定所述比较值(U_c)，其中U_z表示中间电路工作电位，ΔQ表示可任意设定的修正值。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，从所述检测周期(T_E)之前对相电压的所述峰值(U_v ^*)的检测中得出中间电路工作电位(U_z)，其中为了进行所述检测将第一电机相(V)与中间电路工作电位(U_z)相连。

8.根据权利要求1至2中任一项所述的方法，其特征在于，在所述检测周期(T_E)之前是在断开第一电机相(V)之后的断流换向周期(T_F)，通过流经第一电机相(V)的电机相电流的消退来确定断流换向周期的持续时间；当所述峰值(U_v ^*)低于预定的阈值(U_s)时，在反复检测、分析所述相电压的所述峰值(U_v ^*)的情况下结束断流换向周期(T_F)。

9.一种用于测定多相无刷电动机(1)的转子位置的装置，具有一个微控制器(11)和一个模拟电子分析电路(12)，

-其中所述分析电路(12)用来检测第一电机相(V)端子侧的相电压，并且确定所述相电压的峰值(U_v ^*)，所述峰值为在检测周期内清除了干扰的相电压的最大值，

-其中所述分析电路(12)与所述微控制器(11)的模拟端子(13)相连，以将所确定的所述峰值(U_v ^*)输出给所述微控制器，

-其中所述微控制器(11)用来将所述峰值(U_v ^*)与比较值(U_c)进行比较，如果所述峰值(U_v ^*)超过所述比较值(U_c)，就生成一个位置信号(S_p)，

-其中所述微控制器(11)用来适当地确定所述比较值(U_c)，即，使其等于第一电机相(V)中的感应电压(U_vind)过零点处的相电压的值，或者等于与感应电压(U_vind)过零点处的相电压相比增大或减小了预定修正值的值。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述分析电路(12)包括一个在端子侧与所述第一电机相(V)相连的第一电容(C₁)，以及一个与所述第一电容在导通方向相连的第一二极管(D₁)，其中，所述导通方向为所述第一二极管的导通方向。

11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，通过前置分压电路(30)将基本上与第一电机相(V)端子侧的相电压成比例的电压提供给第一二极管(D₁)。

12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，在所述分压电路(30)中，与所述第一二极管(D₁)和所述第一电容(C₁)并联了第二二极管(D₂)和第二电阻。

13.根据权利要求12所述的装置，其特征在于，所述第二二极管(D₂)的构造与所述第一二极管(D₁)相同。

14.根据权利要求13所述的装置，其特征在于，所述第二二极管(D₂)与所述第一二极管(D₁)整合在同一个部件中。

15.根据权利要求11至14中任一项所述的装置，其特征在于，可以反向激活、禁用所述分压电路(30)。

16.根据权利要求15所述的装置，其特征在于，所述分压电路(30)为了被反向激活、禁用与所述微控制器(11)的一个数字端子(80)相连。

17.根据权利要求10至14中任一项所述的装置，其特征在于，所述第一电容(C₁)和所述第一二极管(D₁)与一个用来滤除开关动作引起的所述相电压波动的第二电容(C₂)并联。

18.根据权利要求9至14中任一项所述的装置，其特征在于，在所述第一电机相或者任何另一个电机相(V)上施加一定的测试电压(U_T1，U_T2)。

19.根据权利要求18所述的装置，其特征在于，将所述第一电机相或者任何另一个电机相(U，W)与第二分压电路(60)相连旨在施加所述测试电压(U_T1，U_T2)。

20.根据权利要求9至14中任一项所述的装置，其特征在于，能够将与所述分析电路(12)相连的所述微控制器(11)模拟端子(13)作为输入端用来检测所述峰值(U_v ^*)，并且可将其作为输出端用来将所述分析电路(12)复位到初始状态。

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