CN114285335A - 磁极检测电路及马达控制方法 - Google Patents

Abstract

一种磁极检测电路包含多相分压单元、滤波单元、直流位准补偿单元、放大单元与磁滞比较单元。多相分压单元用以检测多相马达的反电动势信号。滤波单元用以滤波反电动势信号以生成滤波信号。直流位准补偿单元用以补偿反滤波信号的直流位准以生成补偿信号。放大单元用以放大补偿信号以生成放大信号。磁滞比较单元用以根据放大信号与参考信号产生零交越点信号。零交越点信号适用以控制多相马达的激磁模式。

Description

磁极检测电路及马达控制方法

技术领域

本案是关于无刷直流马达的磁极检测，特别是一种磁极检测电路及马达控制方法。

背景技术

传统上，直流马达可分为有刷直流马达与无刷直流马达。其中，无刷直流马达因具有无碳刷磨损、无运作火花与高效率等优势而更受使用者青睐。

为了使无刷直流马达能正确换相，一般常使用霍尔感测器或旋转编码器来检测马达磁极位置。然而，霍尔感测或旋转编码器等元件的设置会增加制作成本且需要额外接线，使得系统的可靠度易受到断线或元件故障等因素而降低。

此外，亦有通过感测反电动势的方式来检测马达磁极位置。但是，反电动势易受到脉波调变(切换开关)电压的干扰。并且，在马达低速运转时，反电动势偏小而不易检测。

发明内容

本案提供一种磁极检测电路。在一实施例中，磁极检测电路包含多相分压单元、滤波单元、直流位准补偿单元、放大单元以及磁滞比较单元。多相分压单元用以检测多相马达的反电动势信号。滤波单元用以滤波反电动势信号以生成滤波信号。直流位准补偿单元用以补偿滤波信号的直流位准以生成补偿信号。放大单元用以放大补偿信号以生成放大信号。磁滞比较单元用以根据放大信号与参考信号产生零交越点信号。其中，零交越点信号适用以控制多相马达的激磁模式。

在一些实施例中，磁极检测电路更包含马达控制器。马达控制器用以根据零交越点信号控制多相马达的激磁模式。

在一些实施例中，马达控制器于检测到零交越点信号时切换多相马达的激磁模式，以及于未检测到零交越点信号时维持多相马达的激磁模式。

在一些实施例中，直流位准补偿单元是一数字模拟转换器以动态补偿反电动势信号的直流位准。

本案另提供一种马达控制方法。在一实施例中，马达控制方法包含：检测多相马达的反电动势信号；滤波反电动势信号以生成滤波信号；补偿滤波信号的直流位准以生成补偿信号；放大补偿信号以生成放大信号：以及根据放大信号与参考信号产生零交越点信号，其中零交越点信号适用以控制多相马达的激磁模式。

在一些实施例中，马达控制方法更包含：根据零交越点信号控制多相马达的激磁模式。

在一些实施例中，其中根据零交越点信号控制多相马达的激磁模式的步骤包含：检测零交越点信号；于检测到零交越点信号时，切换多相马达的激磁模式；以及于未检测到零交越点信号时，维持多相马达的激磁模式。

在一些实施例中，其中补偿反电动势信号的直流位准以生成补偿信号的步骤是通过一数字模拟转换器来动态补偿反电动势信号的直流位准。

本案另提供一种磁极检测电路。在一实施例中，磁极检测电路包含反电势放大电路以及磁滞比较电路。反电势放大电路用以接收多相马达的反电动势信号，并放大反电动势信号的振幅。磁滞比较电路用以接收参考信号以及经放大后的反电动势信号。磁滞比较电路用以将参考信号与经放大后的反电动势信号进行磁滞比较以避免因开关切换杂讯出现信号弹跳，并根据磁滞比较的结果产生零交越点信号，其中零交越点信号适用以控制多相马达的激磁模式。

在一些实施例中，磁极检测电路更包含数字模拟转换电路。数字模拟转换电路用以接收反电动势信号，并动态补偿反电动势信号的直流位准，以避免相位落后。其中，反电势放大电路所接收的反电动势信号是经由数字模拟转换电路进行动态补偿后所输出的反电动势信号。

在一些实施例中，磁极检测电路更包含低通滤波电路。低通滤波电路用以接收反电动势信号，并对反电动势信号上的开关切换杂讯进行低通滤波。其中，数字模拟转换电路所接收的反电动势信号是经由低通滤波电路进行低通滤波后所输出的反电动势信号。

在一些实施例中，磁极检测电路更包含多相分压电路。多相分压电路耦接多相马达。多相分压电路用以检测多相马达以产生反电动势信号，并对反电动势信号上的开关切换杂讯进行分压滤波。其中，低通滤波电路所接收的反电动势信号是经由多相分压电路进行分压滤波后所输出的反电动势信号。

以下在实施方式中详细叙述本案的详细特征以及优点，其内容足以使任何本领域技术人员了解本案的技术内容并据以实施，且根据本说明书所揭露的内容、申请专利范围及图式，任何本领域技术人员可轻易地理解本案相关的目的及优点。

附图说明

图1为磁极检测电路与多相马达的第一实施例的方块概要示意图。

图2为磁极检测电路于检测多相马达的一相位的反电动势信号时的一实施例的电路概要示意图。

图3为马达控制器与多相马达的一实施例的电路概要示意图。

图4为磁极检测电路与多相马达的第二实施例的方块概要示意图。

图5为原始的反电动势信号、滤波后信号以及直流位准补偿信号的波形示意图。

图6为实际反电势电压与分压后反电势对模拟中性点电压的波形示意图。

图7为分压后反电势对地电压、反电势滤波后电压与零交越点信号的波形示意图。

图8为马达控制方法的一实施例的流程示意图。

图9为步骤S06的一实施例的流程示意图。

符号说明：

100:磁极检测电路

101:反电势放大电路

102:磁滞比较电路

103:数字模拟转换电路

104:低通滤波电路

105:多相分压电路

110:多相分压单元

120:滤波单元

130:直流位准补偿单元

140:放大单元

150:磁滞比较单元

160:马达控制器

200:多相马达

B1-B4:区块

TA-TC:控制信号

TA’-TC’:控制信号

V1:反电动势信号

V2:滤波信号

V3:补偿信号

V4:放大信号

V5:零交越点信号

V6:实际反电势电压

V7:分压后反电势对模拟中性点电压

V8:分压后反电势对地电压

V9:反电势滤波后电压

V10:零交越点信号

VU:反电动势信号

VV:反电动势信号

VW:反电动势信号

Z1:零交越点

S01-S06:步骤

S061-S063:步骤

具体实施方式

为使本案的实施例的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文配合所附图式，作详细说明如下。

图1为磁极检测电路与多相马达的一实施例的方块概要示意图，图2为磁极检测电路于检测多相马达的一相位的反电动势信号时的一实施例的电路概要示意图，且图5为原始的反电动势信号、滤波后信号以及直流位准补偿信号的波形示意图。。请参阅图1、图2与图5，磁极检测电路100适用于一多相马达200。多相马达200为一种无刷直流马达(brushless dc motor，BLDC motor)，且磁极检测电路100可用以检测多相马达200中转子的磁极位置，以藉此精确控制多相马达200的转速。

在一些实施态样中，多相马达200可为但不限于双相或三相马达。以下，以多相马达200为由三相线圈组成的三相马达为例来进行说明。其中，多相马达200的三相线圈可以Y接法组成，如图2的区块B1所示。但本案并非以此为限，多相马达200的三相线圈亦可以Δ接法组成。

在磁极检测电路100的第一实施例中，磁极检测电路100包含多相分压单元110、滤波单元120、直流位准补偿单元130、放大单元140以及磁滞比较单元150。其中，多相分压单元110耦接于多相马达200，滤波单元120耦接于多相分压单元110，放大单元140耦接于滤波单元120与直流位准补偿单元130，且磁滞比较单元150耦接于放大单元140与多相马达200。

多相分压单元110用以检测多相马达200的反电动势信号V1。其中，反电动势信号V1的波形可如图5所示。在图5中，横轴为时间，其单位为毫秒(ms)；纵轴为电压，其单位为毫伏特(mV)。在一些实施例中，多相分压单元110可对应于多相马达200的相线圈个数而包含相同组数的分压器。举例而言，当多相马达200为由三相线圈组成的三相马达时，多相分压单元110可包含三组分压器，如图2中的区块B2所示。于此，多相分压单元110的三组分压器分别对应于多相马达200的三相线圈中之一者，且三组分压器可分别耦接于对应的相线圈的一端，以分别取得三相线圈中两两相邻相线圈经分压后的反电动势信号VU、VV、VW。

在一些实施态样中，多相分压单元110的各组分压器可包含串联的二电阻，如图2中的区块B2所示。但本案并非以为限，多相分压单元110亦可以降压转换器(buckconverter)来实现。

滤波单元120用以对多相分压单元110所取得的反电动势信号V1进行滤波，以生成滤波信号V2。其中，滤波信号V2为经过滤波单元120滤除开关切换杂讯后的反电动势信号V1。例如，于多相分压单元110当前所检测到的反电动势信号V1是反电动势信号VU时，滤波单元120可滤波反电动势信号VU上的开关切换杂讯以生成滤波信号V2。滤波信号V2的波形可如图5所示。其中，可看到相比于反电动势信号V1，滤波信号V2的相位出现相位延迟。

在一些实施态样中，滤波单元120可为低通滤波器。此外，于实作上，滤波单元120可更与多相分压单元110一起设置。例如，于多相分压单元110的各组分压器中进一步设置一滤波电容，以构成RC滤波器，如图2中的区块B2所示，但本案并非以为限。

在一些实施例中，滤波信号V2的转移函数可如以下的式1所示。

直流位准补偿单元130用以补偿滤波信号V2的直流位准以生成补偿信号V3。其中，补偿信号V3为经过滤波以及直流位准补偿后的反电动势信号V1。补偿信号V3的波形可如图5所示。其中，可看到补偿信号V3的相位大致上相同于反电动势信号V1的相位。于此，直流位准补偿单元130主要用以补偿因滤波单元120以及磁滞比较单元150所造成的信号相位延迟。在一些实施例中，直流位准补偿单元130可以动态补偿方式来改变滤波信号V2的直流位准，以解决相位落后的问题。在一些实施态样中，直流位准补偿单元130可利用数字模拟转换器来实现，但本案并非以此为限。

在一些实施例中，以t＝0的相位为例时，直流位准补偿单元130的补偿值与磁滞比较单元150的磁滞比较宽度负边下限值的关系可如以下的式2所示。其中，DAC是指直流位准补偿单元130的补偿值，且-VZONE是指磁滞比较宽度负边下限值。

放大单元140用以放大补偿信号V3的振幅以生成放大信号V4。其中，放大信号V4为经过滤波、直流位准补偿以及振幅放大后的反电动势信号V1，其零交越点的辨识度已相对提高。于此，放大单元140主要用以补偿因滤波单元120所造成的信号振幅缩小以及提高低速时的信号可检测性。

在一些实施例中，放大单元140可具有一正输入端、一负输入端以及一输出端。放大单元140的正输入端耦接于滤波单元120与直流位准补偿单元130，以接收经过滤波与直流位准补偿后所生成的补偿信号V3。放大单元140的负输入端可通过一电阻耦接于其输出端。并且，放大单元140是经由其输出端输出放大信号V4。

在一些实施态样中，放大单元140可利用运算放大器来实现，但本案并非以此为限。此外，直流位准补偿单元130与放大单元140的一电路实施态样可如图2中区块B3所示，但本案并非以此为限。

磁滞比较单元150用以根据放大信号V4与参考信号VREF产生零交越点信号V5。其中，通过磁滞比较来产生零交越点信号V5可避免信号因微小的开关切换杂讯而出现信号弹跳。零交越点信号V5的波形可如图5所示。其中，可看到磁滞比较单元150于补偿信号V3到达其迟滞上限(例如，+0.25mV)或其迟滞下限(例如，-0.25mV)时，会致使所输出的零交越点信号V5进行转态。此外，可看到如果磁滞比较单元150是根据不具直流补偿的反电动势信号(即滤波信号V2)与参考信号VREF来产生零交越点信号时，此时所产生的零交越点信号会出现相延迟的问题。

在一些实施例中，如图2中区块B4所示，磁滞比较单元150可具有一正输入端、一负输入端以及一输出端。磁滞比较单元150的正输入端耦接于放大单元140的输出端，以接收放大信号V4，且磁滞比较单元150的正输入端更可通过一电阻耦接于其输出端。磁滞比较单元150的负输入端用以接收参考信号VREF。并且，磁滞比较单元150可根据放大信号V4与参考信号VREF进行磁滞比较而于其输出端输出零交越点信号V5。

在一些实施态样中，磁滞比较单元150可利用运算放大器来实现，但本案并非以此为限。此外，参考信号VREF可为一固定电压，且其电压值可例如为但不限于1伏特、1.65伏特等。

在一些实施例中，磁极检测电路100更包含马达控制器160。马达控制器160耦接于磁滞比较单元150的输出端以及多相马达200。马达控制器160用以根据零交越点信号V5得知多相马达200中转子的磁极位置，并且可根据零交越点信号V5来控制多相马达200的激磁模式。

图3为马达控制器与多相马达的一实施例的电路概要示意图。请参阅图1至图3，在一些实施态样中，马达控制器160与多相马达200的一电路实施态样可如图3所示，但本案并非以此为限。于此，马达控制器160可为一种主要由六个晶体管所组成的三相逆变器，且各晶体管分别由对应的控制信号TA、TA’、TB、TB’、TC、TC’进行控制。其中，控制信号TA、TA’、TB、TB’、TC、TC的准位可根据零交越点信号V5相应变化。

当马达控制器160检测到零交越点信号V5时，马达控制器160会切换多相马达200的激磁模式(即，激磁下一相线圈)。而当马达控制器160未检测到零交越点信号V5时，马达控制器160则维持多相马达200当前的激磁模式。举例而言，假设当前控制信号TA、TA’、TB、TB’、TC、TC的准位分别为逻辑“1”、逻辑“0”、逻辑“0”、逻辑“1”、逻辑“0”、逻辑“0”时，马达控制器160可在检测到零交越点信号V5时，致使控制信号TA、TA’、TB、TB’、TC、TC的准位分别切换成逻辑“1”、逻辑“0”、逻辑“0”、逻辑“0”、逻辑“0”、逻辑“1”，以切换多相马达200的激磁模式。反之，当马达控制器160未检测到零交越点信号V5时，控制信号TA、TA’、TB、TB’、TC、TC的准位维持原值。

图4为磁极检测电路与多相马达的第二实施例的方块概要示意图。请参阅图4，在磁极检测电路100的第二实施例中，磁极检测电路100包含反电势放大电路101以及磁滞比较电路102，且反电势放大电路101耦接于磁滞比较电路102。此外，磁极检测电路100可更包含数字模拟转换电路103、低通滤波电路104、多相分压电路105以及马达控制器160。其中，多相分压电路105耦接于多相马达200，低通滤波电路104耦接于多相分压电路105，数字模拟转换电路103耦接于反电势放大电路101，且磁滞比较电路102耦接于马达控制器160。

多相分压电路105用以检测多相马达200以产生反电动势信号V1，并且对反电动势信号V1上因驱动多相马达200的PWM电压所造成的开关切换杂讯进行分压滤波。于此，反电动势信号V1经过分压滤波后仍包含高频开关切换杂讯。

低通滤波电路104用以接收经由多相分压电路105进行分压滤波后所输出的反电动势信号V1，并对反电动势信号V1上的开关切换杂讯进行低通滤波。于此，为避免相位延迟过大，故低通滤波电路104并未完全滤除反电动势信号V1上的开关切换杂讯。此外，经低通滤波电路104进行低通滤波后的反电动势信号V1(即，前述的滤波信号V2)会有振幅缩小与相位落后的问题。并且，因滤波后的反电动势信号V1仍包含高频开关切换杂讯，故易致使零交越点信号V5有转态弹跳问题。不过此些问题可通过后述的元件来解决以产生可用以精确控制多相马达200的转速的零交越点信号V5。

数字模拟转换电路103用以接收经由低通滤波电路104进行低通滤波后所输出的反电动势信号V1(即，前述的滤波信号V2)，并且动态补偿反电动势信号V12的直流位准，以藉此补偿因低通滤波电路104以及后述的磁滞比较电路102所造成的相位落后。

反电势放大电路101用以接收经数字模拟转换电路103进行动态补偿后所输出的反电动势信号V1(即，前述的补偿信号V3)，并且放大反电动势信号V1的振幅，以补偿因低通滤波电路104所造成的信号振幅缩小并提高低速时的信号可检测性。

磁滞比较电路102用以接收参考信号VREF以及经反电势放大电路101放大振幅后的反电动势信号V1(即，前述的放大信号V4)。磁滞比较电路102可将参考信号VREF以及经放大振幅后的反电动势信号V1进行磁滞比较，并根据磁滞比较的结果产生零交越点信号V5给马达控制器160。如此，可避免因反电动势信号V1上的微小开关切换杂讯而致使零交越点信号V5出现信号弹跳。其中，磁滞比较电路102虽然会致使信号延迟现象更形严重，但此已通过前述的数字模拟转换电路103进行相应补偿。

在一些实施例中，反电势放大电路101的电路架构可大致上相同于前方的放大单元130，磁滞比较电路102的电路架构可大致上相同于前方的磁滞比较单元140，数字模拟转换电路103的电路架构可大致上相同于前方的直流位准补偿单元130，低通滤波电路104的电路架构可大致上相同于前方的滤波单元120，多相分压电路105的电路架构可大致上相同于前方的多相分压单元110，故其详细的实施态样于此不再赘述。

图6为实际反电势电压与分压后反电势对模拟中性点电压的波形示意图，且图7为分压后反电势对地电压、反电势滤波后电压与零交越点信号的波形示意图。在一些实施例中，根据一实施例的磁极检测电路100进行模拟后所得的实际反电势电压V6与分压后反电势对模拟中性点电压V7的波形可如图6所示，并且所得的分压后反电势对地电压V8、反电势滤波后电压V9与零交越点信号V10的波形可如图7所示。其中，横轴为时间，其单位为毫秒；纵轴为电压，其单位为毫伏特；并且虚框处为零交越点Z1。如图6所示，在16ms到17ms之间，实际反电势电压V6从-31mV随时间增加而逐渐递减至0。分压后反电势对模拟中性点电压V7在大约15mV与-30mV之间跳动。如图7所示，在16ms到17ms之间，分压后反电势对地电压V8在大约0.3mV与1.3mV之间跳动。反电势滤波后电压V9大约为1mV。零交越点信号V10在零交越点Z1处出现转态。

综上，通过带有正确换相时机的零交越点信号V5，本案的磁极检测电路100可精确地控制多相马达200的转速。此外，由于本案的磁极检测电路100在高低转速均能正确地回授磁极位置，使得多相马达200在高低转速均能有大扭力输出，而扩展了多相马达200的速度控制范围。再者，随着多相马达200的速度控制范围的扩展，多相马达200的可应用范围亦更广泛。举例而言，通过本案的磁极检测电路100进行控制的多相马达200可应用于在低速时即需输出高扭力的持续性正压呼吸器或具广速度控制范围以因应各种不同裁锯状况提供不同转速的电动修剪机等。

任一实施例的磁极检测电路100可执行任一实施例的马达控制方法，以精确控制多相马达200的转速。以下以第一实施例的磁极检测电路100为例来进行说明。图8为马达控制方法的一实施例的流程示意图。请参阅图1至图8，在马达控制方法的一实施例中，磁极检测电路100可利用多相分压单元110检测多相马达200的反电动势信号V1(步骤S01)。之后，磁极检测电路100再利用滤波单元120对反电动势信号V1进行滤波，以生成滤波信号V2(步骤S02)。接续，磁极检测电路100可利用直流位准补偿单元130补偿滤波信号V2的直流位准以生成补偿信号V3(步骤S03)，并且利用放大单元140放大补偿信号V3的振幅以生成放大信号V4(步骤S04)。之后，磁极检测电路100便可利用磁滞比较单元150根据放大信号V4与参考信号VREF来产生适用以控制多相马达200的激磁模式的零交越点信号V5(步骤S05)。

在马达控制方法的一实施例中，磁极检测电路100可更利用马达控制器160根据零交越点信号V5控制多相马达200的激磁模式(步骤S06)。之后，磁极检测电路100可返回步骤S01以重新执行马达控制方法。

图9为步骤S06的一实施例的流程示意图。请参阅图1至图9，在步骤S06的一实施例中，磁极检测电路100可利用马达控制器160检测磁滞比较单元150的输出端的零交越点信号V5(步骤S061)。于检测到零交越点信号V5时，磁极检测电路100可利用马达控制器160根据零交越点信号V5的位准切换多相马达200的激磁模式(步骤S062)。于未检测到零交越点信号V5时，磁极检测电路100则利用马达控制器160维持多相马达200当前的激磁模式(步骤S063)。

综上所述，本案实施例的磁极检测电路与马达控制方法，其通过放大单元或反电势放大电路放大反电动势信号的振幅，以提高低速时的信号可检测性并致使其可应用于马达低速运转场合，以及利用磁滞比较单元或磁滞比较电路根据反电动势信号与参考信号进行磁滞比较来产生零交越点信号，以避免微小的开关切换杂讯造成零交越点信号的转态弹跳。此外，本案实施例的磁极检测电路与马达控制方法，其通过直流位准补偿单元或数字模拟转换器改变反电动势信号的直流位准，以补偿信号相位延迟。如此，本案实施例的磁极检测电路与马达控制方法便可通过带有正确换相时机的零交越点信号精确地控制多相马达的转速。此外，本案实施例的磁极检测电路与马达控制方法在高低转速均能正确地回授磁极位置，使得多相马达在高低转速均能有大扭力输出，而扩展了多相马达的速度控制范围以及其可应用范围。再者，本案实施例的磁极检测电路与马达控制方法因无需使用霍尔感测器或旋转编码器来检测转子磁极位置，而可降低驱动器成本。

虽然本案的技术内容已经以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本案，任何本领域技术人员，在不脱离本案的精神所作些许的更动与润饰，皆应涵盖于本案的范畴内，因此本案的保护范围当视后附的权利要求所界定者为准。

Claims (14)

1.一种磁极检测电路，包含：

一多相分压单元，用以检测一多相马达的一反电动势信号；

一滤波单元，用以滤波该反电动势信号以生成一滤波信号；

一直流位准补偿单元，用以补偿该滤波信号的直流位准以生成一补偿信号；

一放大单元，用以放大该补偿信号以生成一放大信号；以及

一磁滞比较单元，用以根据该放大信号与一参考信号产生一零交越点信号，其中该零交越点信号适用以控制该多相马达的一激磁模式。

2.如权利要求1所述的磁极检测电路，其特征在于，更包含：

一马达控制器，用以根据该零交越点信号控制该多相马达的该激磁模式。

3.如权利要求2所述的磁极检测电路，其特征在于，该马达控制器于检测到该零交越点信号时切换该多相马达的该激磁模式，以及于未检测到该零交越点信号时维持该多相马达的该激磁模式。

4.如权利要求1所述的磁极检测电路，其特征在于，该直流位准补偿单元是一数字模拟转换器，以动态补偿该反电动势信号的直流位准。

5.一种马达控制方法，包含：

检测一多相马达的一反电动势信号；

滤波该反电动势信号以生成一滤波信号；

补偿该滤波信号的直流位准以生成一补偿信号；

放大该补偿信号以生成一放大信号；以及

根据该放大信号与一参考信号产生一零交越点信号，其中该零交越点信号适用以控制一多相马达的一激磁模式。

6.如权利要求5所述的马达控制方法，其特征在于，更包含：

根据该零交越点信号控制该多相马达的该激磁模式。

7.如权利要求6所述的马达控制方法，其特征在于，根据该零交越点信号控制该多相马达的该激磁模式的步骤包含：

检测该零交越点信号；

于检测到该零交越点信号时，切换该多相马达的该激磁模式；以及

于未检测到该零交越点信号时，维持该多相马达的该激磁模式。

8.如权利要求5所述的马达控制方法，其特征在于，补偿该反电动势信号的直流位准以生成该补偿信号的步骤是通过一数字模拟转换器来动态补偿该反电动势信号的直流位准。

9.一种磁极检测电路，包含：

一反电势放大电路，用以接收一多相马达的一反电动势信号，并放大该反电动势信号的振幅；以及

一磁滞比较电路，用以接收一参考信号以及经放大后的该反电动势信号，该磁滞比较电路用以将该参考信号与经放大后的该反电动势信号进行一磁滞比较以避免因开关切换杂讯出现信号弹跳，并根据该磁滞比较的结果产生一零交越点信号，其中该零交越点信号适用以控制该多相马达的一激磁模式。

10.如权利要求9所述的磁极检测电路，其特征在于，更包含：

一数字模拟转换电路，用以接收该反电动势信号，并动态补偿该反电动势信号的直流位准，以避免相位落后，其中该反电势放大电路所接收的该反电动势信号是经由该数字模拟转换电路进行动态补偿后所输出的该反电动势信号。

11.如权利要求10所述的磁极检测电路，其特征在于，更包含：

一低通滤波电路，用以接收该反电动势信号，并对该反电动势信号上的该开关切换杂讯进行低通滤波，其中该数字模拟转换电路所接收的该反电动势信号是经由该低通滤波电路进行低通滤波后所输出的该反电动势信号。

12.如权利要求11所述的磁极检测电路，其特征在于，更包含：

一多相分压电路，耦接该多相马达，该多相分压电路用以检测该多相马达以产生该反电动势信号，并对该反电动势信号上的该开关切换杂讯进行分压滤波，其中该低通滤波电路所接收的该反电动势信号是经由该多相分压电路进行分压滤波后所输出的该反电动势信号。

13.如权利要求9所述的磁极检测电路，其特征在于，更包含：

一马达控制器，用以接收该零交越点信号，并根据该零交越点信号控制该多相马达的该激磁模式。

14.如权利要求13所述的磁极检测电路，其特征在于，该马达控制器于检测到该零交越点信号时切换该多相马达的该激磁模式，以及于未检测到该零交越点信号时维持该多相马达的该激磁模式。

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