TWI808636B

TWI808636B - 磁極偵測電路及馬達控制方法

Info

Publication number: TWI808636B
Application number: TW111104411A
Authority: TW
Inventors: 林明贊; 黃子瑄
Original assignee: 英華達股份有限公司
Priority date: 2021-12-13
Filing date: 2022-02-07
Publication date: 2023-07-11
Also published as: US20230184851A1; CN114285335A; TW202324904A

Abstract

一種磁極偵測電路包含多相分壓單元、濾波單元、直流位準補償單元、放大單元與磁滯比較單元。多相分壓單元用以偵測多相馬達的反電動勢訊號。濾波單元用以濾波反電動勢訊號以生成濾波訊號。直流位準補償單元用以補償反濾波訊號的直流位準以生成補償訊號。放大單元用以放大補償訊號以生成放大訊號。磁滯比較單元用以根據放大訊號與參考訊號產生零交越點訊號。零交越點訊號適用以控制多相馬達的激磁模式。

Description

磁極偵測電路及馬達控制方法

本案是關於無刷直流馬達的磁極偵測，特別是一種磁極偵測電路及馬達控制方法。

傳統上，直流馬達可分為有刷直流馬達與無刷直流馬達。其中，無刷直流馬達因具有無碳刷磨損、無運作火花與高效率等優勢而更受使用者青睞。

為了使無刷直流馬達能正確換相，一般常使用霍爾感測器或旋轉編碼器來偵測馬達磁極位置。然而，霍爾感測或旋轉編碼器等元件的設置會增加製作成本且需要額外接線，使得系統的可靠度易受到斷線或元件故障等因素而降低。

此外，亦有透過感測反電動勢之方式來偵測馬達磁極位置。但是，反電動勢易受到脈波調變（切換開關）電壓的干擾。並且，在馬達低速運轉時，反電動勢偏小而不易偵測。

本案提供一種磁極偵測電路。在一實施例中，磁極偵測電路包含多相分壓單元、濾波單元、直流位準補償單元、放大單元以及磁滯比較單元。多相分壓單元用以偵測多相馬達的反電動勢訊號。濾波單元用以濾波反電動勢訊號以生成濾波訊號。直流位準補償單元用以補償濾波訊號的直流位準以生成補償訊號。放大單元用以放大補償訊號以生成放大訊號。磁滯比較單元用以根據放大訊號與參考訊號產生零交越點訊號。其中，零交越點訊號適用以控制多相馬達的激磁模式。

在一些實施例中，磁極偵測電路更包含馬達控制器。馬達控制器用以根據零交越點訊號控制多相馬達的激磁模式。

在一些實施例中，馬達控制器於偵測到零交越點訊號時切換多相馬達的激磁模式，以及於未偵測到零交越點訊號時維持多相馬達的激磁模式。

在一些實施例中，直流位準補償單元是一數位類比轉換器以動態補償反電動勢訊號的直流位準。

本案另提供一種馬達控制方法。在一實施例中，馬達控制方法包含：偵測多相馬達的反電動勢訊號；濾波反電動勢訊號以生成濾波訊號；補償濾波訊號的直流位準以生成補償訊號；放大補償訊號以生成放大訊號：以及根據放大訊號與參考訊號產生零交越點訊號，其中零交越點訊號適用以控制多相馬達的激磁模式。

在一些實施例中，馬達控制方法更包含：根據零交越點訊號控制多相馬達的激磁模式。

在一些實施例中，其中根據零交越點訊號控制多相馬達的激磁模式之步驟包含：偵測零交越點訊號；於偵測到零交越點訊號時，切換多相馬達的激磁模式；以及於未偵測到零交越點訊號時，維持多相馬達的激磁模式。

在一些實施例中，其中補償反電動勢訊號的直流位準以生成補償訊號之步驟是透過一數位類比轉換器來動態補償反電動勢訊號的直流位準。

本案另提供一種磁極偵測電路。在一實施例中，磁極偵測電路包含反電勢放大電路以及磁滯比較電路。反電勢放大電路用以接收多相馬達的反電動勢訊號，並放大反電動勢訊號之振幅。磁滯比較電路用以接收參考訊號以及經放大後的反電動勢訊號。磁滯比較電路用以將參考訊號與經放大後的反電動勢訊號進行磁滯比較以避免因開關切換雜訊出現訊號彈跳，並根據磁滯比較之結果產生零交越點訊號，其中零交越點訊號適用以控制多相馬達的激磁模式。

在一些實施例中，磁極偵測電路更包含數位類比轉換電路。數位類比轉換電路用以接收反電動勢訊號，並動態補償反電動勢訊號之直流位準，以避免相位落後。其中，反電勢放大電路所接收的反電動勢訊號是經由數位類比轉換電路進行動態補償後所輸出的反電動勢訊號。

在一些實施例中，磁極偵測電路更包含低通濾波電路。低通濾波電路用以接收反電動勢訊號，並對反電動勢訊號上的開關切換雜訊進行低通濾波。其中，數位類比轉換電路所接收的反電動勢訊號是經由低通濾波電路進行低通濾波後所輸出的反電動勢訊號。

在一些實施例中，磁極偵測電路更包含多相分壓電路。多相分壓電路耦接多相馬達。多相分壓電路用以偵測多相馬達以產生反電動勢訊號，並對反電動勢訊號上的開關切換雜訊進行分壓濾波。其中，低通濾波電路所接收的反電動勢訊號是經由多相分壓電路進行分壓濾波後所輸出的反電動勢訊號。

以下在實施方式中詳細敘述本案之詳細特徵以及優點，其內容足以使任何熟習相關技藝者瞭解本案之技術內容並據以實施，且根據本說明書所揭露之內容、申請專利範圍及圖式，任何熟習相關技藝者可輕易地理解本案相關之目的及優點。

為使本案之實施例之上述目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文配合所附圖式，作詳細說明如下。

圖1為磁極偵測電路與多相馬達之第一實施例的方塊概要示意圖，圖2為磁極偵測電路於偵測多相馬達之一相位之反電動勢訊號時之一實施例的電路概要示意圖，且圖5為原始的反電動勢訊號、濾波後訊號以及直流位準補償訊號的波形示意圖。請參閱圖1、圖2與圖5，磁極偵測電路100適用於一多相馬達200。多相馬達200為一種無刷直流馬達（brushless dc motor，BLDC motor），且磁極偵測電路100可用以偵測多相馬達200中轉子的磁極位置，以藉此精確控制多相馬達200的轉速。

在一些實施態樣中，多相馬達200可為但不限於雙相或三相馬達。以下，以多相馬達200為由三相線圈組成之三相馬達為例來進行說明。其中，多相馬達200的三相線圈可以Y接法組成，如圖2之區塊B1所示。但本案並非以此為限，多相馬達200的三相線圈亦可以Δ接法組成。

在磁極偵測電路100之第一實施例中，磁極偵測電路100包含多相分壓單元110、濾波單元120、直流位準補償單元130、放大單元140以及磁滯比較單元150。其中，多相分壓單元110耦接於多相馬達200，濾波單元120耦接於多相分壓單元110，放大單元140耦接於濾波單元120與直流位準補償單元130，且磁滯比較單元150耦接於放大單元140與多相馬達200。

多相分壓單元110用以偵測多相馬達200的反電動勢訊號V1。其中，反電動勢訊號V1之波形可如圖5所示。在圖5中，橫軸為時間，其單位為毫秒（ms）；縱軸為電壓，其單位為毫伏特（mV）。在一些實施例中，多相分壓單元110可對應於多相馬達200之相線圈個數而包含相同組數之分壓器。舉例而言，當多相馬達200為由三相線圈組成之三相馬達時，多相分壓單元110可包含三組分壓器，如圖2中之區塊B2所示。於此，多相分壓單元110之三組分壓器分別對應於多相馬達200之三相線圈中之一者，且三組分壓器可分別耦接於對應之相線圈的一端，以分別取得三相線圈中兩兩相鄰相線圈經分壓後的反電動勢訊號VU、VV、VW。

在一些實施態樣中，多相分壓單元110的各組分壓器可包含串聯的二電阻，如圖2中之區塊B2所示。但本案並非以為限，多相分壓單元110亦可以降壓轉換器（buck converter）來實現。

濾波單元120用以對多相分壓單元110所取得的反電動勢訊號V1進行濾波，以生成濾波訊號V2。其中，濾波訊號V2為經過濾波單元120濾除開關切換雜訊後的反電動勢訊號V1。例如，於多相分壓單元110當前所偵測到的反電動勢訊號V1是反電動勢訊號VU時，濾波單元120可濾波反電動勢訊號VU上的開關切換雜訊以生成濾波訊號V2。濾波訊號V2之波形可如圖5所示。其中，可看到相比於反電動勢訊號V1，濾波訊號V2的相位出現相位延遲。

在一些實施態樣中，濾波單元120可為低通濾波器。此外，於實作上，濾波單元120可更與多相分壓單元110一起設置。例如，於多相分壓單元110之各組分壓器中進一步設置一濾波電容，以構成RC濾波器，如圖2中之區塊B2所示，但本案並非以為限。

在一些實施例中，濾波訊號V2的轉移函數可如以下的式1所示。式1

直流位準補償單元130用以補償濾波訊號V2的直流位準以生成補償訊號V3。其中，補償訊號V3為經過濾波以及直流位準補償後的反電動勢訊號V1。補償訊號V3之波形可如圖5所示。其中，可看到補償訊號V3之相位大致上相同於反電動勢訊號V1之相位。於此，直流位準補償單元130主要用以補償因濾波單元120以及磁滯比較單元150所造成的訊號相位延遲。在一些實施例中，直流位準補償單元130可以動態補償方式來改變濾波訊號V2的直流位準，以解決相位落後的問題。在一些實施態樣中，直流位準補償單元130可利用數位類比轉換器來實現，但本案並非以此為限。

在一些實施例中，以t=0的相位為例時，直流位準補償單元130之補償值與磁滯比較單元150之磁滯比較寬度負邊下限值的關係可如以下的式2所示。其中，DAC是指直流位準補償單元130的補償值，且-VZONE是指磁滯比較寬度負邊下限值。式2

放大單元140用以放大補償訊號V3的振幅以生成放大訊號V4。其中，放大訊號V4為經過濾波、直流位準補償以及振幅放大後的反電動勢訊號V1，其零交越點之辨識度已相對提高。於此，放大單元140主要用以補償因濾波單元120所造成的訊號振幅縮小以及提高低速時的訊號可偵測性。

在一些實施例中，放大單元140可具有一正輸入端、一負輸入端以及一輸出端。放大單元140之正輸入端耦接於濾波單元120與直流位準補償單元130，以接收經過濾波與直流位準補償後所生成的補償訊號V3。放大單元140之負輸入端可透過一電阻耦接於其輸出端。並且，放大單元140是經由其輸出端輸出放大訊號V4。

在一些實施態樣中，放大單元140可利用運算放大器來實現，但本案並非以此為限。此外，直流位準補償單元130與放大單元140之一電路實施態樣可如圖2中區塊B3所示，但本案並非以此為限。

磁滯比較單元150用以根據放大訊號V4與參考訊號VREF產生零交越點訊號V5。其中，透過磁滯比較來產生零交越點訊號V5可避免訊號因微小的開關切換雜訊而出現訊號彈跳。零交越點訊號V5之波形可如圖5所示。其中，可看到磁滯比較單元150於補償訊號V3到達其遲滯上限（例如，+0.25mV）或其遲滯下限（例如，-0.25mV）時，會致使所輸出的零交越點訊號V5進行轉態。此外，可看到如果磁滯比較單元150是根據不具直流補償的反電動勢訊號（即濾波訊號V2）與參考訊號VREF來產生零交越點訊號時，此時所產生的零交越點訊號會出現相延遲的問題。

在一些實施例中，如圖2中區塊B4所示，磁滯比較單元150可具有一正輸入端、一負輸入端以及一輸出端。磁滯比較單元150的正輸入端耦接於放大單元140之輸出端，以接收放大訊號V4，且磁滯比較單元150的正輸入端更可透過一電阻耦接於其輸出端。磁滯比較單元150的負輸入端用以接收參考訊號VREF。並且，磁滯比較單元150可根據放大訊號V4與參考訊號VREF進行磁滯比較而於其輸出端輸出零交越點訊號V5。

在一些實施態樣中，磁滯比較單元150可利用運算放大器來實現，但本案並非以此為限。此外，參考訊號VREF可為一固定電壓，且其電壓值可例如為但不限於1伏特、1.65伏特等。

在一些實施例中，磁極偵測電路100更包含馬達控制器160。馬達控制器160耦接於磁滯比較單元150之輸出端以及多相馬達200。馬達控制器160用以根據零交越點訊號V5得知多相馬達200中轉子的磁極位置，並且可根據零交越點訊號V5來控制多相馬達200的激磁模式。

圖3為馬達控制器與多相馬達之一實施例的電路概要示意圖。請參閱圖1至圖3，在一些實施態樣中，馬達控制器160與多相馬達200之一電路實施態樣可如圖3所示，但本案並非以此為限。於此，馬達控制器160可為一種主要由六個電晶體所組成的三相逆變器，且各電晶體分別由對應之控制訊號TA、TA’、TB、TB’、TC、TC’進行控制。其中，控制訊號TA、TA’、TB、TB’、TC、TC之準位可根據零交越點訊號V5相應變化。

當馬達控制器160偵測到零交越點訊號V5時，馬達控制器160會切換多相馬達200的激磁模式（即，激磁下一相線圈）。而當馬達控制器160未偵測到零交越點訊號V5時，馬達控制器160則維持多相馬達200當前的激磁模式。舉例而言，假設當前控制訊號TA、TA’、TB、TB’、TC、TC之準位分別為邏輯 “1”、邏輯 “0”、邏輯 “0” 、邏輯 “1”、邏輯 “0”、邏輯 “0”時，馬達控制器160可在偵測到零交越點訊號V5時，致使控制訊號TA、TA’、TB、TB’、TC、TC之準位分別切換成邏輯 “1”、邏輯 “0”、邏輯 “0” 、邏輯 “0”、邏輯 “0”、邏輯 “1”，以切換多相馬達200的激磁模式。反之，當馬達控制器160未偵測到零交越點訊號V5時，控制訊號TA、TA’、TB、TB’、TC、TC之準位維持原值。

圖4為磁極偵測電路與多相馬達之第二實施例的方塊概要示意圖。請參閱圖4，在磁極偵測電路100之第二實施例中，磁極偵測電路100包含反電勢放大電路101以及磁滯比較電路102，且反電勢放大電路101耦接於磁滯比較電路102。此外，磁極偵測電路100可更包含數位類比轉換電路103、低通濾波電路104、多相分壓電路105以及馬達控制器160。其中，多相分壓電路105耦接於多相馬達200，低通濾波電路104耦接於多相分壓電路105，數位類比轉換電路103耦接於反電勢放大電路101，且磁滯比較電路102耦接於馬達控制器160。

多相分壓電路105用以偵測多相馬達200以產生反電動勢訊號V1，並且對反電動勢訊號V1上因驅動多相馬達200之PWM電壓所造成的開關切換雜訊進行分壓濾波。於此，反電動勢訊號V1經過分壓濾波後仍包含高頻開關切換雜訊。

低通濾波電路104用以接收經由多相分壓電路105進行分壓濾波後所輸出的反電動勢訊號V1，並對反電動勢訊號V1上的開關切換雜訊進行低通濾波。於此，為避免相位延遲過大，故低通濾波電路104並未完全濾除反電動勢訊號V1上的開關切換雜訊。此外，經低通濾波電路104進行低通濾波後的反電動勢訊號V1（即，前述之濾波訊號V2）會有振幅縮小與相位落後的問題。並且，因濾波後的反電動勢訊號V1仍包含高頻開關切換雜訊，故易致使零交越點訊號V5有轉態彈跳問題。不過此些問題可透過後述之元件來解決以產生可用以精確控制多相馬達200之轉速的零交越點訊號V5。

數位類比轉換電路103用以接收經由低通濾波電路104進行低通濾波後所輸出的反電動勢訊號V1（即，前述之濾波訊號V2），並且動態補償反電動勢訊號V1的直流位準，以藉此補償因低通濾波電路104以及後述之磁滯比較電路102所造成的相位落後。

反電勢放大電路101用以接收經數位類比轉換電路103進行動態補償後所輸出的反電動勢訊號V1（即，前述之補償訊號V3），並且放大反電動勢訊號V1之振幅，以補償因低通濾波電路104所造成的訊號振幅縮小並提高低速時的訊號可偵測性。

磁滯比較電路102用以接收參考訊號VREF以及經反電勢放大電路101放大振幅後的反電動勢訊號V1（即，前述之放大訊號V4）。磁滯比較電路102可將參考訊號VREF以及經放大振幅後的反電動勢訊號V1進行磁滯比較，並根據磁滯比較之結果產生零交越點訊號V5給馬達控制器160。如此，可避免因反電動勢訊號V1上的微小開關切換雜訊而致使零交越點訊號V5出現訊號彈跳。其中，磁滯比較電路102雖然會致使訊號延遲現象更形嚴重，但此已透過前述之數位類比轉換電路103進行相應補償。

在一些實施例中，反電勢放大電路101之電路架構可大致上相同於前方的放大單元140，磁滯比較電路102之電路架構可大致上相同於前方的磁滯比較單元150，數位類比轉換電路103之電路架構可大致上相同於前方的直流位準補償單元130，低通濾波電路104之電路架構可大致上相同於前方的濾波單元120，多相分壓電路105之電路架構可大致上相同於前方的多相分壓單元110，故其詳細之實施態樣於此不再贅述。

圖6為實際反電勢電壓與分壓後反電勢對模擬中性點電壓的波形示意圖，且圖7為分壓後反電勢對地電壓、反電勢濾波後電壓與零交越點訊號的波形示意圖。在一些實施例中，根據一實施例之磁極偵測電路100進行模擬後所得之實際反電勢電壓V6與分壓後反電勢對模擬中性點電壓V7的波形可如圖6所示，並且所得之分壓後反電勢對地電壓V8、反電勢濾波後電壓V9與零交越點訊號V10的波形可如圖7所示。其中，橫軸為時間，其單位為毫秒；縱軸為電壓，其單位為毫伏特；並且虛框處為零交越點Z1。如圖6所示，在16ms到17ms之間，實際反電勢電壓V6從-31mV隨時間增加而逐漸遞減至0。分壓後反電勢對模擬中性點電壓V7在大約15mV與-30mV之間跳動。如圖7所示，在16ms到17ms之間，分壓後反電勢對地電壓V8在大約0.3mV與1.3mV之間跳動。反電勢濾波後電壓V9大約為1mV。零交越點訊號V10在零交越點Z1處出現轉態。

綜上，透過帶有正確換相時機的零交越點訊號V5，本案之磁極偵測電路100可精確地控制多相馬達200的轉速。此外，由於本案之磁極偵測電路100在高低轉速均能正確地回授磁極位置，使得多相馬達200在高低轉速均能有大扭力輸出，而擴展了多相馬達200的速度控制範圍。再者，隨著多相馬達200之速度控制範圍的擴展，多相馬達200的可應用範圍亦更廣泛。舉例而言，透過本案之磁極偵測電路100進行控制的多相馬達200可應用於在低速時即需輸出高扭力的持續性正壓呼吸器或具廣速度控制範圍以因應各種不同裁鋸狀況提供不同轉速的電動修剪機等。

任一實施例之磁極偵測電路100可執行任一實施例之馬達控制方法，以精確控制多相馬達200的轉速。以下以第一實施例之磁極偵測電路100為例來進行說明。圖8為馬達控制方法之一實施例的流程示意圖。請參閱圖1至圖8，在馬達控制方法之一實施例中，磁極偵測電路100可利用多相分壓單元110偵測多相馬達200的反電動勢訊號V1（步驟S01）。之後，磁極偵測電路100再利用濾波單元120對反電動勢訊號V1進行濾波，以生成濾波訊號V2（步驟S02）。接續，磁極偵測電路100可利用直流位準補償單元130補償濾波訊號V2的直流位準以生成補償訊號V3（步驟S03），並且利用放大單元140放大補償訊號V3的振幅以生成放大訊號V4（步驟S04）。之後，磁極偵測電路100便可利用磁滯比較單元150根據放大訊號V4與參考訊號VREF來產生適用以控制多相馬達200之激磁模式的零交越點訊號V5（步驟S05）。

在馬達控制方法之一實施例中，磁極偵測電路100可更利用馬達控制器160根據零交越點訊號V5控制多相馬達200的激磁模式（步驟S06）。之後，磁極偵測電路100可返回步驟S01以重新執行馬達控制方法。

圖9為步驟S06之一實施例的流程示意圖。請參閱圖1至圖9，在步驟S06之一實施例中，磁極偵測電路100可利用馬達控制器160偵測磁滯比較單元150之輸出端的零交越點訊號V5（步驟S061）。於偵測到零交越點訊號V5時，磁極偵測電路100可利用馬達控制器160根據零交越點訊號V5之位準切換多相馬達200的激磁模式（步驟S062）。於未偵測到零交越點訊號V5時，磁極偵測電路100則利用馬達控制器160維持多相馬達200當前的激磁模式（步驟S063）。

綜上所述，本案實施例之磁極偵測電路與馬達控制方法，其透過放大單元或反電勢放大電路放大反電動勢訊號的振幅，以提高低速時的訊號可偵測性並致使其可應用於馬達低速運轉場合，以及利用磁滯比較單元或磁滯比較電路根據反電動勢訊號與參考訊號進行磁滯比較來產生零交越點訊號，以避免微小的開關切換雜訊造成零交越點訊號的轉態彈跳。此外，本案實施例之磁極偵測電路與馬達控制方法，其透過直流位準補償單元或數位類比轉換器改變反電動勢訊號的直流位準，以補償訊號相位延遲。如此，本案實施例之磁極偵測電路與馬達控制方法便可透過帶有正確換相時機的零交越點訊號精確地控制多相馬達的轉速。此外，本案實施例之磁極偵測電路與馬達控制方法在高低轉速均能正確地回授磁極位置，使得多相馬達在高低轉速均能有大扭力輸出，而擴展了多相馬達的速度控制範圍以及其可應用範圍。再者，本案實施例之磁極偵測電路與馬達控制方法因無需使用霍爾感測器或旋轉編碼器來偵測轉子磁極位置，而可降低驅動器成本。

雖然本案的技術內容已經以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本案，任何熟習此技藝者，在不脫離本案之精神所作些許之更動與潤飾，皆應涵蓋於本案的範疇內，因此本案之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100:磁極偵測電路 101:反電勢放大電路 102:磁滯比較電路 103:數位類比轉換電路 104:低通濾波電路 105:多相分壓電路 110:多相分壓單元 120:濾波單元 130:直流位準補償單元 140:放大單元 150:磁滯比較單元 160:馬達控制器 200:多相馬達 B1-B4:區塊 TA-TC:控制訊號 TA’-TC’:控制訊號 V1:反電動勢訊號 V2:濾波訊號 V3:補償訊號 V4:放大訊號 V5:零交越點訊號 V6:實際反電勢電壓 V7:分壓後反電勢對模擬中性點電壓 V8:分壓後反電勢對地電壓 V9:反電勢濾波後電壓 V10:零交越點訊號 VERF:參考訊號 VU:反電動勢訊號 VV:反電動勢訊號 VW:反電動勢訊號 Z1:零交越點 S01-S06:步驟 S061-S063:步驟

圖1為磁極偵測電路與多相馬達之第一實施例的方塊概要示意圖。圖2為磁極偵測電路於偵測多相馬達之一相位之反電動勢訊號時之一實施例的電路概要示意圖。圖3為馬達控制器與多相馬達之一實施例的電路概要示意圖。圖4為磁極偵測電路與多相馬達之第二實施例的方塊概要示意圖。圖5為原始的反電動勢訊號、濾波後訊號以及直流位準補償訊號的波形示意圖。圖6為實際反電勢電壓與分壓後反電勢對模擬中性點電壓的波形示意圖。圖7為分壓後反電勢對地電壓、反電勢濾波後電壓與零交越點訊號的波形示意圖。圖8為馬達控制方法之一實施例的流程示意圖。圖9為步驟S06之一實施例的流程示意圖。

100:磁極偵測電路 101:反電勢放大電路 102:磁滯比較電路 103:數位類比轉換電路 104:低通濾波電路 105:多相分壓電路 160:馬達控制器 200:多相馬達 V1:反電動勢訊號 V2:濾波訊號 V3:補償訊號 V4:放大訊號 V5:零交越點訊號 VREF:參考訊號 VU:反電動勢訊號 VV:反電動勢訊號 VW:反電動勢訊號

Claims

一種磁極偵測電路，包含：一多相分壓單元，用以偵測一多相馬達的一反電動勢訊號；一濾波單元，用以濾波該反電動勢訊號以生成一濾波訊號；一直流位準補償單元，用以補償該濾波訊號的直流位準以生成一補償訊號；一放大單元，用以放大該補償訊號以生成一放大訊號；以及一磁滯比較單元，用以根據該放大訊號與一參考訊號產生一零交越點訊號，其中該零交越點訊號適用以控制該多相馬達的一激磁模式。
如請求項1所述的磁極偵測電路，更包含：一馬達控制器，用以根據該零交越點訊號控制該多相馬達的該激磁模式。
如請求項2所述的磁極偵測電路，其中該馬達控制器於偵測到該零交越點訊號時切換該多相馬達的該激磁模式，以及於未偵測到該零交越點訊號時維持該多相馬達的該激磁模式。
如請求項1所述的磁極偵測電路，其中該直流位準補償單元係一數位類比轉換器，以動態補償該反電動勢訊號的直流位準。
一種馬達控制方法，包含：偵測一多相馬達的一反電動勢訊號；濾波該反電動勢訊號以生成一濾波訊號；補償該濾波訊號的直流位準以生成一補償訊號；放大該補償訊號以生成一放大訊號；以及根據該放大訊號與一參考訊號產生一零交越點訊號，其中該零交越點訊號適用以控制該多相馬達的一激磁模式。
如請求項5所述的馬達控制方法，更包含：根據該零交越點訊號控制該多相馬達的該激磁模式。
如請求項6所述的馬達控制方法，其中根據該零交越點訊號控制該多相馬達的該激磁模式之步驟包含：偵測該零交越點訊號；於偵測到該零交越點訊號時，切換該多相馬達的該激磁模式；以及於未偵測到該零交越點訊號時，維持該多相馬達的該激磁模式。
如請求項5所述的馬達控制方法，其中補償該反電動勢訊號的直流位準以生成該補償訊號之步驟係透過一數位類比轉換器來動態補償該反電動勢訊號的直流位準。
一種磁極偵測電路，包含：一反電勢放大電路，用以接收一多相馬達的一反電動勢訊號，並放大該反電動勢訊號之振幅；以及一磁滯比較電路，用以接收一參考訊號以及經放大後的該反電動勢訊號，該磁滯比較電路用以將該參考訊號與經放大後的該反電動勢訊號進行一磁滯比較以避免因開關切換雜訊出現訊號彈跳，並根據該磁滯比較之結果產生一零交越點訊號，其中該零交越點訊號適用以控制該多相馬達的一激磁模式。
如請求項9所述的磁極偵測電路，更包含：一數位類比轉換電路，用以接收該反電動勢訊號，並動態補償該反電動勢訊號之直流位準，以避免相位落後，其中該反電勢放大電路所接收的該反電動勢訊號是經由該數位類比轉換電路進行動態補償後所輸出的該反電動勢訊號。
如請求項10所述的磁極偵測電路，更包含：一低通濾波電路，用以接收該反電動勢訊號，並對該反電動勢訊號上的該開關切換雜訊進行低通濾波，其中該數位類比轉換電路所接收的該反電動勢訊號是經由該低通濾波電路進行低通濾波後所輸出的該反電動勢訊號。
如請求項11所述的磁極偵測電路，更包含：一多相分壓電路，耦接該多相馬達，該多相分壓電路用以偵測該多相馬達以產生該反電動勢訊號，並對該反電動勢訊號上的該開關切換雜訊進行分壓濾波，其中該低通濾波電路所接收的該反電動勢訊號是經由該多相分壓電路進行分壓濾波後所輸出的該反電動勢訊號。
如請求項9所述的磁極偵測電路，更包含：一馬達控制器，用以接收該零交越點訊號，並根據該零交越點訊號控制該多相馬達的該激磁模式。
如請求項13所述的磁極偵測電路，其中該馬達控制器於偵測到該零交越點訊號時切換該多相馬達的該激磁模式，以及於未偵測到該零交越點訊號時維持該多相馬達的該激磁模式。