JPS6271485A - ブラシレスモ−タ - Google Patents
ブラシレスモ−タInfo
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- JPS6271485A JPS6271485A JP60208148A JP20814885A JPS6271485A JP S6271485 A JPS6271485 A JP S6271485A JP 60208148 A JP60208148 A JP 60208148A JP 20814885 A JP20814885 A JP 20814885A JP S6271485 A JPS6271485 A JP S6271485A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/04—Arrangements for controlling or regulating the speed or torque of more than one motor
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
- H02P2209/07—Trapezoidal waveform
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Brushless Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、ブラシレスモータ、特にその駆動回路に関
する。
する。
この発明は、例えば３相両方向１２０度通電方式のブラ
シレスモータにおいて、位置検出用のホール素子の出力
信号を用い、この出力信号のエツジ部の傾斜波形と同様
のエツジ部を有する通電信号を固定子コイルに供給する
ことにより、スイッチングドライブ方式と同等の効率で
、スイッチングに伴う音響ノイズの発生が防止できるよ
うにしたブラシレスモータである。
シレスモータにおいて、位置検出用のホール素子の出力
信号を用い、この出力信号のエツジ部の傾斜波形と同様
のエツジ部を有する通電信号を固定子コイルに供給する
ことにより、スイッチングドライブ方式と同等の効率で
、スイッチングに伴う音響ノイズの発生が防止できるよ
うにしたブラシレスモータである。
従来のブラシレスモータの駆動方式の一つとして、スイ
ッチングトランジスタにより通電の切り替え（相切り替
え）を行うスイッチング方式が知られている。このスイ
ッチング方式は、相切り替え時の急峻な電流変化、特に
、電流の立ち上がりによって、固定子及び回転子の振動
が高い周波数で発生し、これによって、大きな音響ノイ
ズが発生する。
ッチングトランジスタにより通電の切り替え（相切り替
え）を行うスイッチング方式が知られている。このスイ
ッチング方式は、相切り替え時の急峻な電流変化、特に
、電流の立ち上がりによって、固定子及び回転子の振動
が高い周波数で発生し、これによって、大きな音響ノイ
ズが発生する。
この音響ノイズの発生を防止するために、従来では、第
１１図に示すように、互いの一端が共通接続された固定
子コイ゛ルＬｌ、Ｌ２．Ｌ３の他端を電解コンデンサの
ような比較的容量が大きいコンデンサＣＩ、Ｃ２，Ｃ３
を介して共通接続することにより、電流波形をなまらせ
るようにしていた。
１１図に示すように、互いの一端が共通接続された固定
子コイ゛ルＬｌ、Ｌ２．Ｌ３の他端を電解コンデンサの
ような比較的容量が大きいコンデンサＣＩ、Ｃ２，Ｃ３
を介して共通接続することにより、電流波形をなまらせ
るようにしていた。
従来のように、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３を用いる方
法は、モータの回転数が低い時に効果的でなく・また、
モータの回転数が高い時には、通 。
法は、モータの回転数が低い時に効果的でなく・また、
モータの回転数が高い時には、通 。
電電流の位相遅れが生じ、無効電流が流れ、モータの効
率が低下する欠点があった。
率が低下する欠点があった。
ブラシレスモータの他の駆動方式として、正弦波状の通
電電流を用いるリニアドライブ方式が知られている。こ
のリニアドライブ方式は、音響ノイズが発生しないが、
モータ効率がスイッチング方式と比べて著しく低下する
。
電電流を用いるリニアドライブ方式が知られている。こ
のリニアドライブ方式は、音響ノイズが発生しないが、
モータ効率がスイッチング方式と比べて著しく低下する
。
従って、この発明の目的は、スイッチングドライブ方式
と同等のモータ効率であって、相切り替えに伴う音響ノ
イズが低減されたブラシレスモータを提供することにあ
る。
と同等のモータ効率であって、相切り替えに伴う音響ノ
イズが低減されたブラシレスモータを提供することにあ
る。
この発明の他の目的は、従来のモータの機械的な構造を
変更する必要がな（、駆動回路のみの置き換えで実現す
ることができるブラシレスモータを提供することにある
。
変更する必要がな（、駆動回路のみの置き換えで実現す
ることができるブラシレスモータを提供することにある
。
Ｃ問題点を解決するための手段〕
この発明は、位置検出素子としてホール素子を用い、こ
のホール素子の出力信号のエツジ部の傾斜波形を取り出
し、この傾斜波形と同様のエツジ部を有する通電信号を
形成し、この通電信号を固定子コイルに供給するように
したものである。
のホール素子の出力信号のエツジ部の傾斜波形を取り出
し、この傾斜波形と同様のエツジ部を有する通電信号を
形成し、この通電信号を固定子コイルに供給するように
したものである。
ホール素子の出力信号の波形は、回転子マグネットから
の磁束変化に応じた波形となる。回転子マグネットとホ
ール素子との間の距離、回転子マグネットの無着磁部分
の領域の位置或いは大きさ等によって、ホール素子の出
力信号の波形は、略々台形波状になる−このホール素子
の出力信号のエツジ部をレベルシフト或いは増幅した波
形を取り出すことにより通電信号の工・／ジ部が形成さ
れる。従って、通電信号のエツジ部は、スイッチング方
式のように急峻とならず、音響ノイズの発生を防止する
ことができる。また、ホール素子の出力波形を利用する
ので、回転数が変化しても、駆動信号の位相の変化が生
ぜず、しかも、台形波状の駆動信号であるため、モータ
の効率の低下を生じない。
の磁束変化に応じた波形となる。回転子マグネットとホ
ール素子との間の距離、回転子マグネットの無着磁部分
の領域の位置或いは大きさ等によって、ホール素子の出
力信号の波形は、略々台形波状になる−このホール素子
の出力信号のエツジ部をレベルシフト或いは増幅した波
形を取り出すことにより通電信号の工・／ジ部が形成さ
れる。従って、通電信号のエツジ部は、スイッチング方
式のように急峻とならず、音響ノイズの発生を防止する
ことができる。また、ホール素子の出力波形を利用する
ので、回転数が変化しても、駆動信号の位相の変化が生
ぜず、しかも、台形波状の駆動信号であるため、モータ
の効率の低下を生じない。
以下、この発明の実施例について説明する。こ 。
の実施例の説明は、下記の順序に従ってなされる。゛ａ
、ホール素子の出力信号の波形整形 す０通電波形生成回路 Ｃ，スイッチングパルスの発生 ６０通電波形の生成動作 ｅ、他の実施例 ｆ、変形例 ａ、ホール素子の出力信号の波形整形 第１図は、ホール素子の出力信号の波形整形回路を示し
、ｌａ、ｌｂ、ｌｃの夫々は、回転子マグネットからの
磁束に比例した出力電圧を発生するホール素子を示す。
、ホール素子の出力信号の波形整形 す０通電波形生成回路 Ｃ，スイッチングパルスの発生 ６０通電波形の生成動作 ｅ、他の実施例 ｆ、変形例 ａ、ホール素子の出力信号の波形整形 第１図は、ホール素子の出力信号の波形整形回路を示し
、ｌａ、ｌｂ、ｌｃの夫々は、回転子マグネットからの
磁束に比例した出力電圧を発生するホール素子を示す。
ホール素子１ａ、ｌｂ、１Ｃには、電源端子２からの電
源電圧Ｖｓ及び抵抗３により形成された駆動電流が共通
に供給される。
源電圧Ｖｓ及び抵抗３により形成された駆動電流が共通
に供給される。
この例では、電圧Ｖｓが固定子コイルに供給される電圧
と等しくされている。
と等しくされている。
ホール素子１ａ、ｌｂ、ｌｃの夫々の出力信号が演算増
幅器４ａ、５ａ、４ｂ、５ｂ、４ｃ、５Ｃによって増幅
される。演算増幅器４ａ、４ｂ。
幅器４ａ、５ａ、４ｂ、５ｂ、４ｃ、５Ｃによって増幅
される。演算増幅器４ａ、４ｂ。
４Ｃにより、差動の信号がシングルエンドの信号に変換
され、演算増幅器５ａ、５ｂ、５ｃにより、信号が反転
される。演算増幅器４ａから検出信号Ａが得られ、演算
増幅器５ａから検出信号λが得られる。検出信号Ａ及び
λは、逆相の信号である。
され、演算増幅器５ａ、５ｂ、５ｃにより、信号が反転
される。演算増幅器４ａから検出信号Ａが得られ、演算
増幅器５ａから検出信号λが得られる。検出信号Ａ及び
λは、逆相の信号である。
演算増幅器４ｂ及び４Ｃから検出信号Ｂ及びＣが夫々得
られ、演算増幅器５ｂ及び５Ｃから検出信号Ｂ及びＣと
逆相の検出信号Ｂ及びＣが夫々得られる。
られ、演算増幅器５ｂ及び５Ｃから検出信号Ｂ及びＣと
逆相の検出信号Ｂ及びＣが夫々得られる。
第２図Ａは、検出信号Ａ、Ｂ、Ｃの夫々を示す。
実線の波形が検出信号Ａであり、１点鎖線の波形が検出
信号Ｂであり、破線の波形が検出信号Ｃである。これら
の検出信号は、Ｖ ｓ ／ ２を中心レベルとする台形
波状のもので、電気角で１２０°づつ位相が異なる信号
である。また、これらの検出信号のエツジ部の傾斜波形
は、回転子マグネットの無着磁領域の大きさや、回転子
マグネットとホール素子とのギャップ等に対応した波形
となる。
信号Ｂであり、破線の波形が検出信号Ｃである。これら
の検出信号は、Ｖ ｓ ／ ２を中心レベルとする台形
波状のもので、電気角で１２０°づつ位相が異なる信号
である。また、これらの検出信号のエツジ部の傾斜波形
は、回転子マグネットの無着磁領域の大きさや、回転子
マグネットとホール素子とのギャップ等に対応した波形
となる。
検出信号Ａがタイオードクランプ回路６ａに供給される
と共に、検出信号λがダイオードクランプ回路７ａに供
給される。同様に、検出信号Ｂ。
と共に、検出信号λがダイオードクランプ回路７ａに供
給される。同様に、検出信号Ｂ。
ｍ、ｃ、ｃの夫々がダイオードクランプ回路６ｂ。
７ｂ、６ｃ、７ｃに供給される。これらのダイオードク
ランプ回路６ａ、６ｂ、６ｃは、検出信号の最大レベル
を端子８からのクランプ電圧に規定し、ダイオードクラ
ンプ回路７ａ、７ｂ、７ｃは、検出信号の最小レベルを
端子９からのクランプ電圧に規定する。端子８には、（
３／４・Ｖｓ −Ｖｆ）（但し、Ｖｆは、ダイオードの
順方向電圧降下）のクランプ電圧が供給され、端子９に
は、（１／４・Ｖｓ＋Ｖｆ）のクランプ電圧が供給され
る。このクランプ回路６ａ、７ａ、 ・・・７ｃの夫
々の出力信号がバッファアンプとしての演算増幅器１０
ａ、ｌｌａ、１０ｂ、ｌｌｂ、１０ｃ。
ランプ回路６ａ、６ｂ、６ｃは、検出信号の最大レベル
を端子８からのクランプ電圧に規定し、ダイオードクラ
ンプ回路７ａ、７ｂ、７ｃは、検出信号の最小レベルを
端子９からのクランプ電圧に規定する。端子８には、（
３／４・Ｖｓ −Ｖｆ）（但し、Ｖｆは、ダイオードの
順方向電圧降下）のクランプ電圧が供給され、端子９に
は、（１／４・Ｖｓ＋Ｖｆ）のクランプ電圧が供給され
る。このクランプ回路６ａ、７ａ、 ・・・７ｃの夫
々の出力信号がバッファアンプとしての演算増幅器１０
ａ、ｌｌａ、１０ｂ、ｌｌｂ、１０ｃ。
１１ｃに供給される。
従って、演算増幅器１０ａの出力には、第２図Ｂにおい
て、実線で示すように、Ｖ ｓ ／ ２を中心レベルと
し、最大値が（３／４・Ｖｓ）で最小値が（１／４・Ｖ
ｓ）の台形波状の検出信号ａが発生する。演算増幅器１
０ｂ及びＩＯＣの夫々の出力には、同様の中心レベル、
最大値及び最小値を持つ台形波状の検出信号す及びＣが
発生する。検出信号ａ、ｂ、ｃと逆相の検出信号ｉ、５
．εが演算増幅器１１ａ、Ｉｌｂ、ｌｌｃの夫々から出
力される。
て、実線で示すように、Ｖ ｓ ／ ２を中心レベルと
し、最大値が（３／４・Ｖｓ）で最小値が（１／４・Ｖ
ｓ）の台形波状の検出信号ａが発生する。演算増幅器１
０ｂ及びＩＯＣの夫々の出力には、同様の中心レベル、
最大値及び最小値を持つ台形波状の検出信号す及びＣが
発生する。検出信号ａ、ｂ、ｃと逆相の検出信号ｉ、５
．εが演算増幅器１１ａ、Ｉｌｂ、ｌｌｃの夫々から出
力される。
これらの検出信号ａ、ｂ、ｃ及びｉ、６．εから固定子
コイルの通電波形が生成される。また、検出信号Ａ、λ
、Ｂ、ｏ、ｃ、ｃからスイッチングパルスが形成される
。
コイルの通電波形が生成される。また、検出信号Ａ、λ
、Ｂ、ｏ、ｃ、ｃからスイッチングパルスが形成される
。
ｂ０通電波形生成回路
第３図は、この一実施例における通電波形生成回路を示
す。第３図において、Ｌｌ、 Ｌ２． Ｌ３は、固
定子コイルを夫々示す。この一実施例は、３組両方向通
電の構成であって、固定子コイルＬ１、Ｌ２．Ｌ３の夫
々の一端が互いに接続され、夫々の他端が出力端子３０
ａ、３０ｂ、３０ｃと接続されている。この３個の固定
子コイルＬＬ。
す。第３図において、Ｌｌ、 Ｌ２． Ｌ３は、固
定子コイルを夫々示す。この一実施例は、３組両方向通
電の構成であって、固定子コイルＬ１、Ｌ２．Ｌ３の夫
々の一端が互いに接続され、夫々の他端が出力端子３０
ａ、３０ｂ、３０ｃと接続されている。この３個の固定
子コイルＬＬ。
Ｌ２．Ｌ３の夫々の通電波形を生成するための回路構成
が３組設けられている。最初に固定子コイルＬ１の通電
波形を生成するための回路構成について説明する。
が３組設けられている。最初に固定子コイルＬ１の通電
波形を生成するための回路構成について説明する。
前述のホール素子１ａの検出信号ａ及びホール素子１ｂ
の検出信号すの反転された信号すの夫々がダイオード及
び抵抗からなる最大値検出回路１２ａに供給される。最
大値検出回路１２ａから信号ａ及び信号６に関してより
大きなレベルの方の信号が出力される。この最大値検出
回路１２ａの出力信号がバッファ用及びダイオード順方
向電圧（Ｖｆ）キャンセル用の演算増幅器１４ａに供給
される。
の検出信号すの反転された信号すの夫々がダイオード及
び抵抗からなる最大値検出回路１２ａに供給される。最
大値検出回路１２ａから信号ａ及び信号６に関してより
大きなレベルの方の信号が出力される。この最大値検出
回路１２ａの出力信号がバッファ用及びダイオード順方
向電圧（Ｖｆ）キャンセル用の演算増幅器１４ａに供給
される。
検出信号ａが反転された信号ｉ及び検出信号すの夫々が
ダイオード及び抵抗からなる最小値検出回路１３ａに供
給される。最小値検出回路１３ａから信号ｉ及び信号す
に関してより小さなレベルの方の信号が出力される。こ
の最小値検出回路１３ａの出力信号がバッファ用及びダ
イオード順方向電圧キャンセル用の演算増幅器１５ａに
供給される。
ダイオード及び抵抗からなる最小値検出回路１３ａに供
給される。最小値検出回路１３ａから信号ｉ及び信号す
に関してより小さなレベルの方の信号が出力される。こ
の最小値検出回路１３ａの出力信号がバッファ用及びダ
イオード順方向電圧キャンセル用の演算増幅器１５ａに
供給される。
演算増幅器１４ａの出力信号が演算増幅器１６ａに供給
されると共に、演算増幅器１５ａの出力信号が演算増幅
器１７ａに供給される。演算増幅器１６ａ及び１７ａは
、レベルシフト用の反転アンプである。演算増幅器１６
ａの入力信号に端子１８からＶ ｓ ／ ４の直流電圧
が加算され、演算増幅器１７ａの入力信号に端子１９か
ら（３／４） Ｖ Ｓの直流電圧が加算される。演算増
幅器１６ａの出力信号がアナログスイッチ２０ａに供給
され、演算増幅器１７ａの出力信号がアナログスイッチ
２１ａに供給される。
されると共に、演算増幅器１５ａの出力信号が演算増幅
器１７ａに供給される。演算増幅器１６ａ及び１７ａは
、レベルシフト用の反転アンプである。演算増幅器１６
ａの入力信号に端子１８からＶ ｓ ／ ４の直流電圧
が加算され、演算増幅器１７ａの入力信号に端子１９か
ら（３／４） Ｖ Ｓの直流電圧が加算される。演算増
幅器１６ａの出力信号がアナログスイッチ２０ａに供給
され、演算増幅器１７ａの出力信号がアナログスイッチ
２１ａに供給される。
アナログスイッチ２０ａの出力信号がバッファアンプと
しての演算増幅器２２ａを介してアナログスイッチ２４
ａに供給される。このアナログスイッチ２４ａの出力信
号が出力段を構成するｎｐｎ形トランジスタ２６ａのベ
ースに供給される。
しての演算増幅器２２ａを介してアナログスイッチ２４
ａに供給される。このアナログスイッチ２４ａの出力信
号が出力段を構成するｎｐｎ形トランジスタ２６ａのベ
ースに供給される。
同様にアナログスイッチ２１ａの出力信号が演算増幅器
２３ａ及びアナログスイッチ２５ａを介して出力段のｐ
ｎｐ形トランジスタ２８ａのベースに供給される。アナ
ログスイッチ２０ａ及び２４ａの両者は、端子３１から
のスイッチングパルスがハイレベルの時にオンし、アナ
ログスイッチ２１ａ及び２５ａの両者は、端子３２から
のスイ・ソチングパルスがハイレベルの時にオンする。
２３ａ及びアナログスイッチ２５ａを介して出力段のｐ
ｎｐ形トランジスタ２８ａのベースに供給される。アナ
ログスイッチ２０ａ及び２４ａの両者は、端子３１から
のスイッチングパルスがハイレベルの時にオンし、アナ
ログスイッチ２１ａ及び２５ａの両者は、端子３２から
のスイ・ソチングパルスがハイレベルの時にオンする。
トランジスタ２６ａのエミッタがｎｐｎ形トランジスタ
２７ａのベースに接続され、トランジスタ２８ａのエミ
ッタがｐｎｐｎ上形ンジスタ２９ａのベースに接続され
る。トランジスタ２７ａのコレクタがｔ源電圧Ｖｓの電
源端子に接続され、トランジスタ２９ａのコレクタが接
地される。トランジスタ２７ａのエミッタ及びトランジ
スタ２９ａのエミッタが互いに接続され、出力端子３０
ａとして導出される。この出力端子３０ａと演算増幅器
２２ａ及び２３ａの入力端子とが接続された負帰還路が
設けられている。従って、出力端子３０ａには、トラン
ジスタのベース・エミッタ間電圧降下を含まず、演算増
幅器２２ａ及び２３ａの入力電圧と等しい出力電圧が発
生する。
２７ａのベースに接続され、トランジスタ２８ａのエミ
ッタがｐｎｐｎ上形ンジスタ２９ａのベースに接続され
る。トランジスタ２７ａのコレクタがｔ源電圧Ｖｓの電
源端子に接続され、トランジスタ２９ａのコレクタが接
地される。トランジスタ２７ａのエミッタ及びトランジ
スタ２９ａのエミッタが互いに接続され、出力端子３０
ａとして導出される。この出力端子３０ａと演算増幅器
２２ａ及び２３ａの入力端子とが接続された負帰還路が
設けられている。従って、出力端子３０ａには、トラン
ジスタのベース・エミッタ間電圧降下を含まず、演算増
幅器２２ａ及び２３ａの入力電圧と等しい出力電圧が発
生する。
上述の出力端子３０ａに発生する出力電圧を生成するた
めの回路構成と同様の回路構成が出力端子３０ｂ及び３
０ｃの夫々と関連して設けられている。
めの回路構成と同様の回路構成が出力端子３０ｂ及び３
０ｃの夫々と関連して設けられている。
出力端子３０ｂに取り出される出力電圧は、信号す、信
号Ｅ、倍信号、信号Ｃから形成される。
号Ｅ、倍信号、信号Ｃから形成される。
また、出力端子３０ｃに取り出される出力電圧は、信号
ｑ、信号ｉ、信号Ｅ、信号ａから形成される。
ｑ、信号ｉ、信号Ｅ、信号ａから形成される。
これらの出力電圧を形成するための各回路部分に関して
、ｂ、ｃの夫々の符号が付加された参照番号を付し、そ
の説吹については、省略する。但し、３３は、アナログ
スイッチ２０ｂ及び２４ｂを制御するスイッチングパル
スの入力端子を示し、３４は、アナログスイッチ２１ｂ
及び２５ｂを制御するスイッチングパルスの入力端子を
示し、３５は、アナログスイッチ２０ｃ及び２４ｃを制
御するスイッチングパルスの入力端子を示し、３６は、
アナログスイッチ２１ｃ及び２５ｃを制御するスイッチ
ングパルスの入力端子を示す。
、ｂ、ｃの夫々の符号が付加された参照番号を付し、そ
の説吹については、省略する。但し、３３は、アナログ
スイッチ２０ｂ及び２４ｂを制御するスイッチングパル
スの入力端子を示し、３４は、アナログスイッチ２１ｂ
及び２５ｂを制御するスイッチングパルスの入力端子を
示し、３５は、アナログスイッチ２０ｃ及び２４ｃを制
御するスイッチングパルスの入力端子を示し、３６は、
アナログスイッチ２１ｃ及び２５ｃを制御するスイッチ
ングパルスの入力端子を示す。
Ｃ，スイッチングパルスの発生
上述の端子３１〜３６の夫々に供給されるスイッチング
パルスは、第４図に示すスイッチングパルス発生回路に
より形成される。第４図において、４１．４２．４３，
４４．４５．４６．５１．５２．５３，５４．５５．５
６がレベルコンパレータを夫々示す。
パルスは、第４図に示すスイッチングパルス発生回路に
より形成される。第４図において、４１．４２．４３，
４４．４５．４６．５１．５２．５３，５４．５５．５
６がレベルコンパレータを夫々示す。
レベルコンパレータ４１〜４６の一方の入力端子に基準
電圧（３／４） Ｖ ｓが供給される。これらのレベル
コンパレータ４１〜４６は、他方の入力端子に供給され
る入力電圧のレベルが（３／４） Ｖ ｓより低い時に
、ハイレベルの出力を発生し、逆の場合に、ローレベル
の出力を発生する。レベルコンパレータ５１〜５６の他
方の入力端子に基準電圧（１／４） Ｖ ｓが供給され
る。これらのレベルコンパレータ５１〜５６は、一方の
入力端子に供給される入力電圧のレベルが（１／４）
Ｖ ｓより高い時にハイレベルの出力を発注し、逆の場
合に、ローレベルの出力を発生する。
電圧（３／４） Ｖ ｓが供給される。これらのレベル
コンパレータ４１〜４６は、他方の入力端子に供給され
る入力電圧のレベルが（３／４） Ｖ ｓより低い時に
、ハイレベルの出力を発生し、逆の場合に、ローレベル
の出力を発生する。レベルコンパレータ５１〜５６の他
方の入力端子に基準電圧（１／４） Ｖ ｓが供給され
る。これらのレベルコンパレータ５１〜５６は、一方の
入力端子に供給される入力電圧のレベルが（１／４）
Ｖ ｓより高い時にハイレベルの出力を発注し、逆の場
合に、ローレベルの出力を発生する。
レベルコンパレータ４１．４２．４３の夫々の他方の入
力端子とレベルコンパレータ５１．５２゜５３の夫々の
一方の入力端子とに、ホール素子ｌａ、ｌｂ、ｌｃから
の検出信号Ａ、Ｂ、Ｃが供給される。また、レベルコン
パレータ４４．４５゜４６の夫々の他方の入力端子とレ
ベルコンパレータ５４，５５．５６の夫々の一方の入力
端子に反転された検出信号人、Ｑ、ｃが供給される。
力端子とレベルコンパレータ５１．５２゜５３の夫々の
一方の入力端子とに、ホール素子ｌａ、ｌｂ、ｌｃから
の検出信号Ａ、Ｂ、Ｃが供給される。また、レベルコン
パレータ４４．４５゜４６の夫々の他方の入力端子とレ
ベルコンパレータ５４，５５．５６の夫々の一方の入力
端子に反転された検出信号人、Ｑ、ｃが供給される。
ＡＮＤゲート６１にレベルコンパレータ５１の出力及び
レベルコンパレータ５５の出力が供給される。他のＡＮ
Ｄゲート６２，６３，６４．．６５゜６６の夫々には、
下記のように、レベルコンパレータの出力が供給される
。
レベルコンパレータ５５の出力が供給される。他のＡＮ
Ｄゲート６２，６３，６４．．６５゜６６の夫々には、
下記のように、レベルコンパレータの出力が供給される
。
ＡＮＤゲート６２ニレベルコンパレータ４１及び４５の
出力 ＡＮＤゲート６３ニレベルコンパレータ５２及び５６の
出力 ＡＮＤ’７’−トロ ４ ニレベルコンパレータ４２及
び４６の出力 ＡＮＤゲート６５ニレベルコンパレータ５３及び５４の
出力 ＡＮＤゲート６６；レベルコンパレータ４３及び４４の
出力 ＡＮＤゲート６１，６２．６３，６４．６５゜６６の夫
々からスイッチングパルスの発生する端子３１，３２，
３３，３４，３５．３６が導出される。
出力 ＡＮＤゲート６３ニレベルコンパレータ５２及び５６の
出力 ＡＮＤ’７’−トロ ４ ニレベルコンパレータ４２及
び４６の出力 ＡＮＤゲート６５ニレベルコンパレータ５３及び５４の
出力 ＡＮＤゲート６６；レベルコンパレータ４３及び４４の
出力 ＡＮＤゲート６１，６２．６３，６４．６５゜６６の夫
々からスイッチングパルスの発生する端子３１，３２，
３３，３４，３５．３６が導出される。
上述のスイッチングパルス発生回路に関して、端子３１
及び３２に取り出されるスイッチングパルスの生成につ
いて第５図を参照して説明する。
及び３２に取り出されるスイッチングパルスの生成につ
いて第５図を参照して説明する。
第５図に示すように、信号Ａ（実線で示す）及び信号臼
（破線で示す）の夫々と基準電圧（１／４）Ｖｓ及び（
３／４） Ｖ Ｓとのレベル関係によって、レベルコン
パレータ４１の出力は、（Ａ＜ （３／４）ＶＳ）でハ
イレベルとなり、レベルコンパレータ４５の出力は、（
ｆｌｉ ＜ （３／４） Ｖ ｓ ）でハイレベルとな
り、レベルコンパレータ５１の出カバ、（Ａ＞（１／４
） Ｖ ｓ ）でハイレベルとなり、レベルコンパレー
タ５５の出力は、（Ｈ＞ （１／４） Ｖ ｓ ）でハ
イレベルとなる。従って、ＡＮＤゲート６１により形成
され、端子３１に発生するスイッチングパルス及びＡＮ
Ｄゲート６２により形成され、端子３２に発生するスイ
ッチングパルスは、夫々第５図に示すものとなる。これ
らのスイッチングパルスがハイレベルの期間でアナログ
スイッチ２０ａ。
（破線で示す）の夫々と基準電圧（１／４）Ｖｓ及び（
３／４） Ｖ Ｓとのレベル関係によって、レベルコン
パレータ４１の出力は、（Ａ＜ （３／４）ＶＳ）でハ
イレベルとなり、レベルコンパレータ４５の出力は、（
ｆｌｉ ＜ （３／４） Ｖ ｓ ）でハイレベルとな
り、レベルコンパレータ５１の出カバ、（Ａ＞（１／４
） Ｖ ｓ ）でハイレベルとなり、レベルコンパレー
タ５５の出力は、（Ｈ＞ （１／４） Ｖ ｓ ）でハ
イレベルとなる。従って、ＡＮＤゲート６１により形成
され、端子３１に発生するスイッチングパルス及びＡＮ
Ｄゲート６２により形成され、端子３２に発生するスイ
ッチングパルスは、夫々第５図に示すものとなる。これ
らのスイッチングパルスがハイレベルの期間でアナログ
スイッチ２０ａ。
２４ａとアナログスイッチ２１．ａ、２５ａとがオンす
る。
る。
４８通電波形の生成動作
第６図を参照して、出力端子３０ａに発生する出力電圧
即ち通電波形の生成について説明する。
即ち通電波形の生成について説明する。
信号ａ及び信号もが最大値検出回路１２ａに供給され、
両者の信号でより大きなレベルを有する第６図Ａに示す
信号が演算増幅器１４ａの出力に発生する。また、信号
ｉ及び信号すが最小値検出回路１３ａに供給され、両者
の信号でより小さなレベルを有する第６図Ｂに示す信号
が演算増幅器１５ａの出力に発生する。演算増幅器１４
ａの出力信号（第６図Ａ）は、（１／２） Ｖ ｓを中
心レベルとし、最大値を（３／４） Ｖ ｓ 、最小値
を（１／４） Ｖ ｓ トする信号である。演算増幅器
１５ａの出力信号（第６図Ｂ）は、同様のレベルの信号
である。
両者の信号でより大きなレベルを有する第６図Ａに示す
信号が演算増幅器１４ａの出力に発生する。また、信号
ｉ及び信号すが最小値検出回路１３ａに供給され、両者
の信号でより小さなレベルを有する第６図Ｂに示す信号
が演算増幅器１５ａの出力に発生する。演算増幅器１４
ａの出力信号（第６図Ａ）は、（１／２） Ｖ ｓを中
心レベルとし、最大値を（３／４） Ｖ ｓ 、最小値
を（１／４） Ｖ ｓ トする信号である。演算増幅器
１５ａの出力信号（第６図Ｂ）は、同様のレベルの信号
である。
演算増幅器１６ａの出力には、第６図Ａに示す信号が（
１／４） Ｖ ｓのレベル、上昇方向にシフトされると
共に、反転されることにより、第６図Ｃに示すように、
（（１／２）Ｖ ｓ −Ｖ ｓ ）のレベルの信号が発
生する。演算増幅器１７ａの出力には、第６図Ｂに示す
信号が（１／４） Ｖ ｓのレベル、減少方向にシフト
されると共に反転されることにより、第６図りに示すよ
うに、（０〜（１／２）Ｖ ｓ）のレベルの信号が発生
する。
１／４） Ｖ ｓのレベル、上昇方向にシフトされると
共に、反転されることにより、第６図Ｃに示すように、
（（１／２）Ｖ ｓ −Ｖ ｓ ）のレベルの信号が発
生する。演算増幅器１７ａの出力には、第６図Ｂに示す
信号が（１／４） Ｖ ｓのレベル、減少方向にシフト
されると共に反転されることにより、第６図りに示すよ
うに、（０〜（１／２）Ｖ ｓ）のレベルの信号が発生
する。
端子３１からの第６図已に示すスイッチングパルスによ
って、第６図Ｃに示す信号の略々ハイレベルの区間がア
ナログスイッチ２０ａ、２４ａの出力に取り出される。
って、第６図Ｃに示す信号の略々ハイレベルの区間がア
ナログスイッチ２０ａ、２４ａの出力に取り出される。
端子３２からの第６図Ｈに示すスイッチングパルスによ
って第６図りに示す信号の略々ローレベルの区間がアナ
ログスイッチ２１ａ、２５ａの出力に取り出される。従
って、出力端子３０ａには、アナログスイッチによって
ゲートされた２個の信号波形を合成した第６図Ｇに示す
出力電圧が発生する。
って第６図りに示す信号の略々ローレベルの区間がアナ
ログスイッチ２１ａ、２５ａの出力に取り出される。従
って、出力端子３０ａには、アナログスイッチによって
ゲートされた２個の信号波形を合成した第６図Ｇに示す
出力電圧が発生する。
上述の出力電圧と同様にして形成された出力電圧力５、
出力端子３０ｂ、３０ｃの夫々に取り出される。第６図
Ｈにおいて、゛実線の波形が出力端子３０ａに発生する
出力電圧を示し、破線の波形が出力端子３０ｂに発生す
る出力電圧を示し、１点鎖線の波形が出力端子３０ｃに
発生する出力電圧を示す。この第６図Ｈに示されるよう
に、固定子コイルＬｌ、Ｌ２．Ｌ３に各々１２０”より
やや大なるｉｌｌｌｌ間ずつ順次通電が行われる。
出力端子３０ｂ、３０ｃの夫々に取り出される。第６図
Ｈにおいて、゛実線の波形が出力端子３０ａに発生する
出力電圧を示し、破線の波形が出力端子３０ｂに発生す
る出力電圧を示し、１点鎖線の波形が出力端子３０ｃに
発生する出力電圧を示す。この第６図Ｈに示されるよう
に、固定子コイルＬｌ、Ｌ２．Ｌ３に各々１２０”より
やや大なるｉｌｌｌｌ間ずつ順次通電が行われる。
第３図に示すように、固定子コイルＬ１及びＬ２を流れ
る電流を１１で表し、固定子コイルＬｌ及びＬ３を流れ
る電流をＩ２で表すと、出力端子３０ａがＶｓで、出力
端子３０ｂが（１／２） Ｖ ｓで、出力端子３０ｃが
０の電圧の区間では、（１１〉Ｉ２）となる。この次に
、Ｉｌが徐々に減少し、Ｉ２が徐々に増大し、出力端子
３Ｑｂの電圧と出力端子３０ｃの電圧とが等しく （
１／２） Ｖ ｓになる時に（１１＝Ｉ２）となる。そ
して、Ｉ１が更に減少すると共に、Ｉ２が更に増大し、
（１１＜ｒ２）となる。つまり、相切り替えが徐々にな
され、相切り替え時の急峻な電流変化によって音響ノイ
ズが発生することが防止される。また、１２０″′ごと
の相切り替え時点で通電区間がオーバーラツプすること
により、相切り替えに伴うトルクの落ち込みをキャンセ
ルすることができる。更に、通電波形が（１／２） Ｖ
ｓの一定のレベルとなる区間では、固定子コイルＬｌ
、Ｌ２．Ｌ３の中で、１個の固定子コイルに全く電流が
流れず、モータの効率の向上及びトルクムラの発生が防
止されている。
る電流を１１で表し、固定子コイルＬｌ及びＬ３を流れ
る電流をＩ２で表すと、出力端子３０ａがＶｓで、出力
端子３０ｂが（１／２） Ｖ ｓで、出力端子３０ｃが
０の電圧の区間では、（１１〉Ｉ２）となる。この次に
、Ｉｌが徐々に減少し、Ｉ２が徐々に増大し、出力端子
３Ｑｂの電圧と出力端子３０ｃの電圧とが等しく （
１／２） Ｖ ｓになる時に（１１＝Ｉ２）となる。そ
して、Ｉ１が更に減少すると共に、Ｉ２が更に増大し、
（１１＜ｒ２）となる。つまり、相切り替えが徐々にな
され、相切り替え時の急峻な電流変化によって音響ノイ
ズが発生することが防止される。また、１２０″′ごと
の相切り替え時点で通電区間がオーバーラツプすること
により、相切り替えに伴うトルクの落ち込みをキャンセ
ルすることができる。更に、通電波形が（１／２） Ｖ
ｓの一定のレベルとなる区間では、固定子コイルＬｌ
、Ｌ２．Ｌ３の中で、１個の固定子コイルに全く電流が
流れず、モータの効率の向上及びトルクムラの発生が防
止されている。
上述の一実施例では、固定子コイルＬｌ、Ｌ２゜Ｌ３に
印加される電圧Ｖｓに関して、（１／２） Ｖ ｓの振
幅の検出信号ａ、ｂ、ｃを形成している。しかしながら
、検出信号ａ、ｂ、ｃの振幅をＶｌで表すと、（Ｖ ｌ
＝Ｖ ｓ／ ２ ｎ）（ｎ ：整数）振幅の検出信号
を用い、この検出信号を増幅して通電用の信号を形成し
ても良い。
印加される電圧Ｖｓに関して、（１／２） Ｖ ｓの振
幅の検出信号ａ、ｂ、ｃを形成している。しかしながら
、検出信号ａ、ｂ、ｃの振幅をＶｌで表すと、（Ｖ ｌ
＝Ｖ ｓ／ ２ ｎ）（ｎ ：整数）振幅の検出信号
を用い、この検出信号を増幅して通電用の信号を形成し
ても良い。
ｅ、他の実施例
第７図及び第８図は、この発明の他の実施例を示す。他
の実施例は、３個のホール素子の検出信号Ａ、 Ｂ及び
Ｃ（第２図Ａ参照）の２個の検出信号同士を減算するこ
とにより形成された第９図Ａに示す信号α、β、γを用
いて通電波形を生成するものである。即ち、信号αは、
（Ａ−Ｂ）により形成され、信号βは、（Ｂ −Ｃ）に
より形成され、信号γは、（Ｃ−Ａ）により形成される
。１相の通電波形の生成について説明する。
の実施例は、３個のホール素子の検出信号Ａ、 Ｂ及び
Ｃ（第２図Ａ参照）の２個の検出信号同士を減算するこ
とにより形成された第９図Ａに示す信号α、β、γを用
いて通電波形を生成するものである。即ち、信号αは、
（Ａ−Ｂ）により形成され、信号βは、（Ｂ −Ｃ）に
より形成され、信号γは、（Ｃ−Ａ）により形成される
。１相の通電波形の生成について説明する。
第７図は、信号αを生成する加算回路の一例を示す。こ
の加算回路は、演算増幅器７０により構成されたもので
、入力信号として、検出信号Ａと検出信号Ｐ、が反転さ
れた信号色とが供給される。
の加算回路は、演算増幅器７０により構成されたもので
、入力信号として、検出信号Ａと検出信号Ｐ、が反転さ
れた信号色とが供給される。
従って、この加算回路により信号αｃ＝Ａ＋ｇ＝Ａ−Ｂ
）が形成される。この信号αは、他の信号β及びＴと同
様に（１／２） Ｖ ｓの中心レベルを有する。
）が形成される。この信号αは、他の信号β及びＴと同
様に（１／２） Ｖ ｓの中心レベルを有する。
第８図において、７１で示される入力端子に信号αが供
給される。この信号αが演算増幅器７２及び演算増幅器
７３に供給される。演算増幅器７２は、（＋Ｖ２／２）
レベルシフトされると共に、反転された信号α２を発生
する。演算増幅器７３は、（−Ｖ２／２） レベルシフ
トされると共に、反転された信号αｌを発生する。第９
図Ｂには、■２のレベルだけ異ならされた信号α１及び
信号α２の波形が示されている。
給される。この信号αが演算増幅器７２及び演算増幅器
７３に供給される。演算増幅器７２は、（＋Ｖ２／２）
レベルシフトされると共に、反転された信号α２を発生
する。演算増幅器７３は、（−Ｖ２／２） レベルシフ
トされると共に、反転された信号αｌを発生する。第９
図Ｂには、■２のレベルだけ異ならされた信号α１及び
信号α２の波形が示されている。
信号α２がアナログスイッチ７４及びレベルコンパレー
タ７６に供給される。信号α１がアナログスイッチ７５
及びレベルコンパレータ７７に供給すれる。レベルコン
パレータ７６は、信号α２のレベルが基準レベル（１／
２） Ｖ ｓより大きい期間でハイレベルとなる第９図
Ｃに示すスイッチングパルスを発生する。レベルコンパ
レータ７７は、信号α１のレベルが基準レベル（１／２
） Ｖ ３より小さい期間でハイレベルとなる第９図り
に示すスイッチングパルスを発生する。レベルコンパレ
ータ７６からのスイッチングパルスがハイレベルの期間
でアナログスイッチ７４がオンし、出力端子７８には、
信号α２の波形中で、（１／２） Ｖ ｓよりレベルが
大きい区間の波形が取り出される。レベルコンパレータ
７７、からのスイッチングパルスがハイレベルの期間で
アナログスイッチ７５がオンし、出力端子７９には、信
号αｌの波形中で、（１／２）Ｖｓよりレベルが小さい
区間の波形が取り出される。
タ７６に供給される。信号α１がアナログスイッチ７５
及びレベルコンパレータ７７に供給すれる。レベルコン
パレータ７６は、信号α２のレベルが基準レベル（１／
２） Ｖ ｓより大きい期間でハイレベルとなる第９図
Ｃに示すスイッチングパルスを発生する。レベルコンパ
レータ７７は、信号α１のレベルが基準レベル（１／２
） Ｖ ３より小さい期間でハイレベルとなる第９図り
に示すスイッチングパルスを発生する。レベルコンパレ
ータ７６からのスイッチングパルスがハイレベルの期間
でアナログスイッチ７４がオンし、出力端子７８には、
信号α２の波形中で、（１／２） Ｖ ｓよりレベルが
大きい区間の波形が取り出される。レベルコンパレータ
７７、からのスイッチングパルスがハイレベルの期間で
アナログスイッチ７５がオンし、出力端子７９には、信
号αｌの波形中で、（１／２）Ｖｓよりレベルが小さい
区間の波形が取り出される。
この出力端子７８及び７９の夫々には、前述の一実施例
と同様の出力回路を介して固定子コイルが接続されてい
る。出力回路により、出力端子７日及び７９の夫々に発
生する出力電圧が合成された電圧は、第９図已に示すも
のとなる。この第９図Ｅに示される通電波形は、前述の
一実施例における通電波形（第６図Ｇ）と同様の波形と
なる。
と同様の出力回路を介して固定子コイルが接続されてい
る。出力回路により、出力端子７日及び７９の夫々に発
生する出力電圧が合成された電圧は、第９図已に示すも
のとなる。この第９図Ｅに示される通電波形は、前述の
一実施例における通電波形（第６図Ｇ）と同様の波形と
なる。
従って、相切り替わり時の急峻な電流変化が防止され、
また、通電区間がオーバーラツプし、更に、１個の固定
子コイルに全く電流が流れない区間が形成される。この
他の実施例では、１Ｊｌｌ電波形の傾斜角及び通電角は
、信号α１及びα２間のオフセットの量、レベルコンパ
レータの基準レベル等によって設定される。
また、通電区間がオーバーラツプし、更に、１個の固定
子コイルに全く電流が流れない区間が形成される。この
他の実施例では、１Ｊｌｌ電波形の傾斜角及び通電角は
、信号α１及びα２間のオフセットの量、レベルコンパ
レータの基準レベル等によって設定される。
ｆ、変形例
この発明は、３相両方向通電方式に限らず、３相片方向
通電方式、２相通電方式、４相ｉｍ電方式の各通電方式
のブラシレスモータに通用することができる。
通電方式、２相通電方式、４相ｉｍ電方式の各通電方式
のブラシレスモータに通用することができる。
第１０図は、２相両方向９０°通電方式のブラシレスモ
ータに対してこの発明を適用した場合の通電波形の生成
を示す波形図である。第１０図Ａは、２個のホール素子
の検出信号Ａ及びＢを示す。
ータに対してこの発明を適用した場合の通電波形の生成
を示す波形図である。第１０図Ａは、２個のホール素子
の検出信号Ａ及びＢを示す。
この検出信号Ａ及びＢは、前述の一実施例と同様に例え
ば振幅がＶｓとされる。そして、検出信号Ａ及びＢの両
者の最大値が検出され、第１０図Ｂに示す信号が形成さ
れると共に、両者の最小値が検出され、第１０図Ｃに示
す信号が形成される。
ば振幅がＶｓとされる。そして、検出信号Ａ及びＢの両
者の最大値が検出され、第１０図Ｂに示す信号が形成さ
れると共に、両者の最小値が検出され、第１０図Ｃに示
す信号が形成される。
ホール素子の検出信号Ａ及びＢから、第１Ｏ図り及び第
１０図Ｅに夫々示されるスイッチングパルスが発生され
る。第１０図Ｂに示す信号が反転されると共に、レベル
シフトされた信号から第１０図りに示すスイッチングパ
ルスがハイレベルの期間の波形が取り出される。同様に
第１０図Ｃに示す信号が反転されると共に、レベルシフ
トされた信号から第１０図Ｅに示すスイッチングパルス
がハイレベルの期間の波形が取り出される。スイッチン
グされた２つの波形を合成することにより、第１０図Ｆ
に示す通電波形が得られる。第１０図Ｇにおいて、実線
及び破線の夫々で示す通電波形が固定子コイルに供給さ
れる。
１０図Ｅに夫々示されるスイッチングパルスが発生され
る。第１０図Ｂに示す信号が反転されると共に、レベル
シフトされた信号から第１０図りに示すスイッチングパ
ルスがハイレベルの期間の波形が取り出される。同様に
第１０図Ｃに示す信号が反転されると共に、レベルシフ
トされた信号から第１０図Ｅに示すスイッチングパルス
がハイレベルの期間の波形が取り出される。スイッチン
グされた２つの波形を合成することにより、第１０図Ｆ
に示す通電波形が得られる。第１０図Ｇにおいて、実線
及び破線の夫々で示す通電波形が固定子コイルに供給さ
れる。
この第１０図Ｆ及び第１０図Ｇに示される通電波形は、
相切り替え時の電流変化が緩やかなものであり、前述の
一実施例及び他の実施例と同様の特徴を持つものである
。
相切り替え時の電流変化が緩やかなものであり、前述の
一実施例及び他の実施例と同様の特徴を持つものである
。
この発明に依れば、相切り替え時の電流変化が緩やかと
され、スイッチング方式における音、響ノイズの発生を
防止することができる。この発明は、ホール素子の検出
信号が持っている傾斜波形を通電波形の傾斜部とするの
で、コンデンサを不要とでき、ローコストな構成とでき
ると共に、起動時のように、モータの回転数が低い時で
も、音響ノイズの発生を確実に防止することができる。
され、スイッチング方式における音、響ノイズの発生を
防止することができる。この発明は、ホール素子の検出
信号が持っている傾斜波形を通電波形の傾斜部とするの
で、コンデンサを不要とでき、ローコストな構成とでき
ると共に、起動時のように、モータの回転数が低い時で
も、音響ノイズの発生を確実に防止することができる。
また、この発明は、リニアドライブ方式のようにモータ
効率の低下を生じない利点がある。
効率の低下を生じない利点がある。
更に、この発明は、ブラシレスモータの機械的な構造を
変更する必要がなく、駆動回路のみの置き換えで実現す
ることができる。
変更する必要がなく、駆動回路のみの置き換えで実現す
ることができる。
第１図はこの発明の一実施例におけるボール素子の出力
信号の波形整形回路の接続図、第２図はホール素子の出
力波形を示す波形図、第３図はこの発明の一実施例にお
ける通電波形生成回路の接読図、第４図はこの発明の一
実施例におけるスイッチングパルス発生回路の接続図、
第５図はスイッチングパルス発生動作の説明に用いる波
形図、第６図は通電波形の生成動作の説明に用いる波形
図、第７図及び第８図はこの発明の他の実施例の接続図
、第９図はこの発明の他の実施例の通電波形の生成動作
の説明に用いる波形図、第１０図はこの発明の更に他の
実施例の通電波形の生成動作の説明に用いる波形図、第
１１図は従来技術の説明のための接続図である。 図面における主要な符号の説明 ＬＬ、Ｌ２．Ｌｌ固定子コイル、 ｌａ、ｌｂ。 ＩＣ二ホール素子、 ６ａ、６ｂ、６ｃ、７ａ。 ７ｂ、７ｃ：ダイオードクランプ回路、１２ａ、１２ｂ
、１２ｃ：最大値検出回路、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ：
最小値検出回路、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、２１ａ、２
１ｂ、２１ｃ、２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２５ａ、２５
ｂ。 ２５Ｃ：アナログスイソチ、 ３０ａ、３０ｂ。 ３０Ｃ：出力端子。 代理人 弁理士 杉 浦 正 知 水−ル東乎／）出力の整弁 オ・−ル棄かの叔り：ＩＬ約 第２図 塩１冨コシｆｌ−ｔヒ）σフう辷ユ石〜こ第１図
ネＬ級Ｃ Ｖｓ／２ ＋Ｖ２／２ 第１１図通
電流＋５蛾１回路 通電：ｉカ／）合成 第９図 通を逼勢の生べ 第１０図
信号の波形整形回路の接続図、第２図はホール素子の出
力波形を示す波形図、第３図はこの発明の一実施例にお
ける通電波形生成回路の接読図、第４図はこの発明の一
実施例におけるスイッチングパルス発生回路の接続図、
第５図はスイッチングパルス発生動作の説明に用いる波
形図、第６図は通電波形の生成動作の説明に用いる波形
図、第７図及び第８図はこの発明の他の実施例の接続図
、第９図はこの発明の他の実施例の通電波形の生成動作
の説明に用いる波形図、第１０図はこの発明の更に他の
実施例の通電波形の生成動作の説明に用いる波形図、第
１１図は従来技術の説明のための接続図である。 図面における主要な符号の説明 ＬＬ、Ｌ２．Ｌｌ固定子コイル、 ｌａ、ｌｂ。 ＩＣ二ホール素子、 ６ａ、６ｂ、６ｃ、７ａ。 ７ｂ、７ｃ：ダイオードクランプ回路、１２ａ、１２ｂ
、１２ｃ：最大値検出回路、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ：
最小値検出回路、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、２１ａ、２
１ｂ、２１ｃ、２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２５ａ、２５
ｂ。 ２５Ｃ：アナログスイソチ、 ３０ａ、３０ｂ。 ３０Ｃ：出力端子。 代理人 弁理士 杉 浦 正 知 水−ル東乎／）出力の整弁 オ・−ル棄かの叔り：ＩＬ約 第２図 塩１冨コシｆｌ−ｔヒ）σフう辷ユ石〜こ第１図
ネＬ級Ｃ Ｖｓ／２ ＋Ｖ２／２ 第１１図通
電流＋５蛾１回路 通電：ｉカ／）合成 第９図 通を逼勢の生べ 第１０図
Claims (1)
- 位置検出用のホール素子の出力信号のエッジ部の傾斜
波形を取り出し、上記傾斜波形と同様のエッジ部を有す
る通電信号を形成し、上記通電信号を固定子コイルに供
給するようにしたことを特徴とするブラシレスモータ。
Priority Applications (12)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60208148A JPH0736713B2 (ja) | 1985-09-20 | 1985-09-20 | ブラシレスモ−タ |
| US06/906,502 US4760315A (en) | 1985-09-20 | 1986-09-12 | Brushless motor drive circuit |
| CA000518165A CA1292036C (en) | 1985-09-20 | 1986-09-15 | Brushless motor drive circuit |
| KR1019860007776A KR940009965B1 (ko) | 1985-09-20 | 1986-09-16 | 브러시레스모터구동회로 |
| EP86307191A EP0217599B1 (en) | 1985-09-20 | 1986-09-18 | Brushless motor drive circuits |
| AT86307191T ATE72614T1 (de) | 1985-09-20 | 1986-09-18 | Ansteuerschaltungen fuer buerstenlose motoren. |
| DE8686307191T DE3683886D1 (de) | 1985-09-20 | 1986-09-18 | Ansteuerschaltungen fuer buerstenlose motoren. |
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