JPS6333395B2

JPS6333395B2 -

Info

Publication number: JPS6333395B2
Application number: JP56183964A
Authority: JP
Inventors: Ryohei Uchida
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1981-11-16
Filing date: 1981-11-16
Publication date: 1988-07-05
Also published as: JPS5886892A

Description

【発明の詳細な説明】この発明はトランジスタモータの駆動回路に関
し、特にトルクリツプルを抑制して円滑な回転を
行なわせるためのトランジスタモータの制御装置
に関するものである。

ロータに界磁源としての永久磁石を持つオーデ
イオ、ビデオ用のこの種のモータでは、ロータの
回転に伴う振動、騒音が製品の性能を左右する
が、中でも回転ムラは最も重要な要素である。こ
れらはステータに設けられた電機子コイルに流れ
る電流によつて、ロータの永久磁石に回転力が伝
えられるときに、回転力のムラ、即ちトルクリツ
プルがこの回転ムラを引き起こす最大の要素とな
るので、この種のモータではトルクリツプルを軽
減することが肝要である。

トランジスタモータにおいては、従来、一般に
ロータの位置検出手段としてモール素子を用い、
この素子の出力をそのまま電力増巾して電機子コ
イルへの印加電圧としたり、この素子の出力に比
例する電流を電機子コイルに通ずる様に制御する
方法がとられてきた。この方法は、２相では
sin²θ＋cos²θ＝１なる恆等式を利用して、３相で
はsin²θ＋sin²（θ−120゜）＋sin²（θ−240゜）＝３
／２なる恆等式を利用して、それぞれ原理上トルクリツ
プルが無い様にモータの駆動を行なわせようとす
ることが知られている。この場合、制御要素とし
て位置センサであるホール素子を、相数と同数設
けて制御するものであるが、このホール素子の
個々の出力が、同一入力条件の時に、振巾に差が
あるのが普通である。この振巾差を補正しないと
きはトルクリツプルが発生する。したがつて、こ
の方法ではホール素子の出力または電機子コイル
への印加電圧に関し、そのレベルを各相の間で合
わせるためのゲイン調整手段を要する。

別の一般的な制御方法として、位置センサ出力
を論理信号変換して用いる方法も多用される。た
とえば３相モータでは、３相のうちの２相の電機
子コイルに、常時直列に一定の電流を通ずる様に
制御する、いわゆる120゜通電制御法がある。この
方法では、正弦波状の逆起電力が電機子コイルに
誘導する正常な状態の時、原理上約13％のトルク
リツプルがあり、実用上問題は少いがこの値は無
視できない。さらに電機子コイルへの通電制御が
オンオフ制御となるため、比較的大きなコンデン
サを含むフイルタがモータの電機子コイルへの電
圧印加端子に必要となる。また短時間的にはスリ
ツト状の電流の瞬断がおきやすく、振動、騒音を
発生しやすいなどの欠点もあつた。

この発明は以上の点に鑑みてなされたものであ
り、ロータの位置センサとしてホール素子を用い
る制御装置であるが、モータ１台毎のホール素子
の出力または電機子コイルへの印加電圧を調整す
る必要がない制御装置を提供しようとする。さら
に、前述の120度通電制御法において必要となる
フイルタを除き、かつスリツト状の電流の瞬断の
発生をも抑制した制御装置を提供しようとするも
のである。以下図面にもとづいてこの発明の装置
について説明する。

第１図は、この発明の制御装置が対象とする３
相トランジスタモータの構成例を示す図であり、
同図ａはステータ部分の上面図である。機械角60
度ピツチで並べられ、細い導線が多数回巻回され
て成る６個の電機子コイルは、それぞれ軸対称の
ｕ１とｕ２、ｖ１とｖ２、ｗ１とｗ２とが直列接
続されて、それぞれＵ、ＶおよびＷ相コイルを構
成する。α，βおよびγはホール素子であつて、
それぞれ前述のＵ、Ｖ、Ｗ相コイルが、後述の永
久磁石５の磁束に鎖交して得られる正弦波状の誘
起電圧と同相の差動出力が得られる位置、すなわ
ちＵ、Ｖ、Ｗ相コイルのそれぞれの間に配置され
る。したがつて各ホール素子の差動出力は電気角
で120度ずつ位相がずれていることになる。第１
図ｂは、同図ａのＡ−Ａ断面図でありロータの断
面もあわせて示している。回転軸７に固定された
回転円板６には、円周方向に機械角で36度毎の等
ピツチで、軸方向に10極着磁されたリング状の永
久磁石５が固着される。回転軸７を回動可能に支
持する軸受８にはステータの主要部となる磁性板
４が一体固定され、この上に電機子コイルｕ１〜
ｗ２とホール素子α〜γとが固定されている。

第２図はこの発明のトランジスタモータの制御
装置の一実施例である。図において４１，４２，
４３は前述のモータのＵ、Ｖ、Ｗ相の電機子コイ
ルを示している。ホール素子α，βおよびγの各
差動出力は、線形増巾回路１１，１２および１３
で線形増巾される。抵抗器２１と３１、２２と３
２、および２３と３３はそれぞれ線形増巾回路１
１，１２，１３のそれぞれのゲインを定めるため
のものであり、今これらのゲインは全て等しくな
る抵抗値に設定されている。５０は位置センサ出
力調整回路を構成する電圧設定回路であつて、ゲ
インの十分高いアンプ５１と５２を主体に構成さ
れている。電源Ｖ１とＶ２は直列接続されている
が、この電源がこの制御装置の電源である。この
Ｖ１とＶ２の接続点の電位、つまり電源の中間電
位をVKとしたとき、このVK電位から見た電圧
設定回路５０の正と負の出力電圧VHとVGは、
正負に対称な電圧として現われる様に構成されて
いる。つまり、抵抗器５７の図示方向の電圧降下
に比例する値の正電圧が、抵抗器５３と５４およ
びアンプ５１によつてVHなる値として得られ、
同じく負電圧が抵抗器５５と５６およびアンプ５
２によつてVGなる値として得られる。抵抗器５
７の電圧降下がなければ、VH、VG各電位とも
VKなる電位に等しい。これらのVH、VG各電圧
がホール素子α，β，γの並列接続された入力端
子の両端電圧になる。ホール素子の差動出力端子
の直流電位は、通常入力端子間電圧の1/2の値と
して得られるので、ホール素子の差動出力電圧は
電源の中間値VKを中心に、ほぼ正負に得られ
る。抵抗器５７に電圧降下が発生しないときは、
ホール素子の各差動出力はいずれもVKなる値の
一定値であり、従つて線形増巾回路１１，１２，
１３の出力も直流的にVKなる値の一定値ゆえ、
各電機子コイルへの印加電圧は等しく、コイルに
電流が流れることはなくモータに回転力は与えら
れない。

電機子コイル４１，４２，４３に印加される電
圧値VU、VV、VWの値は正電圧加算回路６１
と負電圧加算回路６２への入力信号、つまりこの
制御装置のフイードバツク信号ともなつている。
正電圧加算回路６１ではダイオード６１７，６１
８，６１９を介して前述の電圧VU、VV、VW
の値のうち、第１の基準値VCよりも正の値のも
のをうけて、等しい値の抵抗器６１４，６１５，
６１６によりこれらの電圧を電流値に変換する。
なおここで、第１の基準値VCとは、電源の中間
値VKよりも低い値であり、第２図の装置への外
部からの基準指令信号である制御信号VIをもと
に、後述のバツフア回路８０にて作成される。演
算増巾器６１０と抵抗器６１２とによつて正電圧
加算回路６１の出力電圧VAには、入力信号のう
ち、前述のVCなる値よりも正の値のものの和の
値が、VK値を中心に見たとき、符号を変えて負
の値で得られる。なおダイオード６１１は、入力
信号をうけるためのダイオード６１７〜６１９の
えん層電圧と温度変化をキヤンセルするためのも
のである。負電圧加算回路６２は、正電圧加算回
路６１とはコンプリメンタリの関係にある。入力
信号VU、VV、VWを取り込むダイオード６２
７，６２８，６２９と、ダイオード６２１とがそ
れぞれ対応する正電圧加算回路６１のそれに比較
して逆極性である。また正電圧加算回路６１の中
で、正の値を判定するための基準になつたVCな
る第１の基準値は負電圧加算回路６２の中では負
の値を判定するための第２の基準値であるVDな
る値に置換される。このVDなる値もVCなる値
と同じく後述のバツフア８０中にて作られるが、
電源の中間値VKを中心に見て、VCとVDの値は
正負対称である。負電圧加算回路６２の出力電圧
VBには、従つて、入力信号のうち、前述のVD
なる値よりも負の値のものの和の値が、VK値を
中心に見たとき、符号を変えて正の値で得られ
る。

第２図中、７０は外部から第２図の装置へ与え
られる基準指令信号である所の制御信号VIを入
力とし、この制御信号に比例する一定出力電流を
得るための電流源回路であり、換言すれば制御信
号変換回路で、その出力電圧は、制御信号VIの
値に比例した制御電圧値VFとなる。図にはエミ
ツタフオロワ構成された回路例を示すが、ここで
トランジスタ７１の電流増巾度は十分大きいもの
とする。この制御信号変換回路の出力は後述の偏
差増巾回路９０中の抵抗器９９の電圧降下の値に
変換される。従つて、電源の中間値VKから電流
源回路７０の出力電圧VFを差し引いた値は制御
信号VIに比例した値となる。

８０はバツフア回路であつて、電源の中間値
VKを中心に、前述のVFなる電圧を正に変換し
た値の第２の基準値VDと、このVDなる値を再
びVK値を中心にゲイン１で折り返した値の第１
の基準値VCとを作成する回路である。VK値を
中心に前述のVF値からVD値を作る際に符号は
負から正に変換されるが、ゲインは抵抗器８３と
８４とで定められる。抵抗器８４の値が抵抗器８
３の値に比べて４分の１ならゲインは0.25、３分
の１なら0.33というような値となる。このバツフ
ア回路８０の出力であるVDとVCの値は、前述
の負電圧加算回路６２と正電圧加算回路６１のそ
れぞれ基準電位となる。

第２図の９０は偏差増巾回路である。演算増巾
器９１の出力電圧VEには、前記正、負電圧加算
回路６１，６２の各出力VA、VBの値の差の電
圧が演算して得られる。つまり電源の中間値VK
と演算増巾器９１の出力電圧VEとの差の電圧値
が前述のVB、VA各出力電圧間の差の電圧値に
一致する。抵抗器９３，９４と抵抗器９５，９６
の値を適宜定めることによつて、前述のVB、
VA電圧差を所望の電圧差に圧縮して検出するこ
とができるが、この演算増巾器９１を主にして成
る差電圧検出回路は公知であり詳細な説明は省略
する。偏差増巾回路中の演算増巾器９２の逆相入
力端子には抵抗器９７を介して前述の差電圧検出
回路の出力が接続される。また、この演算増巾器
９２の正相入力端子には既述の如く、この制御装
置の制御信号VIに比例した信号電圧VFが入力さ
れている。ここで抵抗器９８の抵抗値が抵抗器９
７のそれに比べて十分大きければ、この制御装置
全体として、制御信号VIに対応する一定値VF
と、前述の差電圧検出回路｛９１の演算増巾器を
中心とする回路｝の出力電圧VEとが一致する様
に動作する。すなわち、もしもVE値よりもVF値
の方が従前は一致していたにもかかわらず低くな
ると、演算増巾器９２の出力電圧が従前よりも低
下する。この値はダイオード１００を介して、電
圧設定回路５０内の抵抗器５７の電圧降下を従前
よりも大きくし、その結果、ホール素子への印加
電圧つまりVHとVGの電位差が従前よりも大き
くなつて、モータの電機子コイルへの印加電圧
VU、VV、VWの値の絶対値が大きくなる。こ
の絶対値の増加は正、負電圧加算回路６１，６２
の出力電圧VA、VB間の差電圧を大きくし、も
つて偏差増巾回路中の差電圧検出回路の出力VE
の値を大きくすることになる。よつてVFとVEの
値は常時ほぼ等しくなる様に、第２図の制御装置
は機能する。

以上、第２図の回路構成と、各部の働きについ
て述べたが、総合的に言えば、電機子コイルへの
印加電圧VU、VV、VWの中で、第１の基準値
VCよりも高い電圧の和と、第２基準値VDより
も低い電圧の和をとつて、これらの電圧の和が、
制御信号VIに比例する値に常時一致する様に制
御する回路が第２図の制御装置であるということ
になる。そして、その被制御要素が位置センサで
あるホール素子である。

さて以上の様に構成された第２図の制御装置
を、第１図に示した如き３相のモータの制御に供
する場合について説明する。今、永久磁石５の着
磁は正弦波状になされ、ロータは一定の角速度で
回転しているものとする。このときＵ、Ｖ、Ｗ各
相の電機子コイルに誘起する電圧波形は正弦波状
であつて、ピーク値も等しいものとする。実際
上、電機子コイルの形状、配置は機械的に精度よ
く定めることができるので、この仮定は現実にも
ほぼあてはまる。問題は半導体であるホール素子
の差動出力であつて、この出力は素子への鎖交磁
束に対して線形関係を維持することはできるが、
α，β，γ各素子間の正弦波状のピーク値を等し
くすることは難しい。ここでは今、これらのピー
ク値が仮りに等しいものとする。

第３図はロータの回転角度θを電気角で表わし
て、各相の電機子コイルに印加される電圧VU、
VV、VWを点線で示したものである。ここで横
軸の直流電圧レベルは、すでに説明した様に第２
図の装置における電源の中間値VKである。

第３図について、VU電圧の０から正への立上
りの起点をθ＝０度とし、VU、VV、VW各電
圧はいずれも理想的な正弦波とする。これらの正
弦波の正のピーク値を＋１なる値とし、第２図の
正電圧加算回路６１の第１の基準値VCはVKよ
り見て−ｘに、したがつてまた負電圧加算回路６
２の第２の基準値VDはVKより見て＋ｘに対応
することになる。

θ＝30度の点における正電圧加算回路の出力電
圧VAのうち、VK電位を０電位とみなして演算
された結果の偏差値Ａは、VCなる電位を基準に
VUとVWの電位が共に等しくなるａ点の電位を
加算して、その符号を反転したものが得られるの
で、次式の様に表わされる。

Ａ＝−（0.5＋ｘ＋0.5＋ｘ）＝−１−2x ……(1) 負電圧加算回路の出力電圧VBについても、同
様に演算された結果の偏差値Ｂは、VDなる基準
電圧をもとに、VVのｅ点電位を演算して、その
符号を反転して得られるので、(1)式と同様に次式
の様に表わされる。

Ｂ＝−（−１−ｘ）＝１＋ｘ ……(2) したがつて第２図の偏差増巾回路９０中におけ
る、演算増巾器９１を主にしてなる差電圧検出回
路の出力VEは、上記(2)式から(1)式を差し引いた
値として得られ、これもVK電位を０電位とみな
して演算された結果の偏差値Ｅについて示すと、Ｅ＝２＋3x ……(3) 次にθ＝60度の点においては、正電圧加算回路
はVU電圧のＣ点とVW電圧のｂ点との双方の値
を演算加算し、また負電圧加算回路はVV電圧の
ｆ点とVW電圧のｂ点との双方の値を演算加算す
る。VW電圧のｂ点はVC電位よりも正で、かつ
VD電位よりも負であるから、正、負双方の加算
回路において共に演算加算される。これらの正、
負加算回路の出力VA、VBの値をもとに、差電
圧検出回路の出力電圧VEの(3)式と同様の値Ｅを
求めると次式の様になる。

Ｅ＝0.866×２＋4x＝1.732＋4x ……(4) 第２図の制御装置においては差電圧検出回路の
出力VEが、常に制御信号VIに比例する一定値
VFに一致する様に自動制御されるものであるか
ら、前記(3)式と(4)式の値は等しくなければなら
ず、これから次式の関係が導かれる。

２＋3x＝1.732＋4x ∴ ｘ＝0.268 ……(5) つまり、正、負電圧加算回路６１，６２の演算
の基準となるVC、VD値の絶対値ｘは、出力電
圧VU、VV、VWのピーク値の26.8％に設定すれ
ばよい。この値は第２図中のバツフア回路中にお
ける抵抗器８３，８４の値を適切に設定し、この
値を作れば良いことを意味する。制御信号VIに
対応して定められた値VFは、上記VE値に等しい
ものであり、このVF、VE値の偏差値Ｅは上記(5)
式のｘ値を代入すれば2.804となる。したがつて、抵抗器８３の値／抵抗器８４の値＝2.804／0.268
＝ｋ……(6) なる関係式をみたすとき、所望のｘの値が常に得
られる。但し、正、負電圧加算回路、差電圧検出
回路共に、出力電圧VU、VV、VWに対して１
対１の比で演算した場合であり、もしも途中で１
対10の如き比で演算を行なうものであれば、この
比の増率に逆比例する値を上記(6)式のｋの値に乗
ずる必要がある。

θ＝90度の場合は、正電圧加算回路６１では第
３図のVU電圧のｄ点を、また負電圧加算回路６
２ではVV、VW電圧のｇ点をその演算対象とし
て、それぞれ加算結果を出すが、これらの差をと
る差電圧検出回路の出力電圧VEの偏差値Ｅは前
記(3)式に一致する。その他、θ＝30度〜90度以外
のθの範囲は、θ＝30度〜90度の領域の繰返しと
なる。

VCを基準に正電圧加算結果を単純に示せば第
３図実線Ｊの如き曲線となり、VDを基準に負電
圧加算結果を単純に示せば第３図実線Ｋの如き曲
線となる。これらの加算の基準となる電位をVK
に移動させて、符号を反転させたものが、正電圧
加算回路６１の出力VAと、負電圧加算回路６２
の出力VBにあたる。第２図の制御装置では第３
図の２本の前記曲線Ｊ、Ｋ間の差を一定にする様
に制御していると換言することもできる。これら
Ｊ，Ｋ間の差電圧は、VU、VV、VW電圧が共
に正弦波状でピーク値が等しいときは一定にはな
らない。ホール素子α，β，γに共に一定の電圧
を印加している状態の時、VU，VV，VW各電
圧共にピーク値の等しい正弦波状の電圧が電機子
コイルに印加されているものであるとすると、こ
のときに第２図の制御装置が働けば各相の印加電
圧はやや歪んで、第４図に示した実線の如き波形
となる。黒丸印の付された個所は本来の点線で示
した正弦波形と一致する点を表わしている。この
ときのVU電圧値の正弦波形からの歪みの最も大
きな点はθ＝45.5度の点であり、歪み量は約2.2
％である。この値は小さいオーダーであつて、モ
ータのトルクリツプルに換算すれば、逆起電力の
ない状態で同じく約2.2％である。以上の説明か
ら明らかな様に、第２図の制御装置を用いて、理
想的な３相モータの正弦波電圧制御を行うと、電
機子コイルへの印加電圧は2.2％程度の歪みしか
ないほぼ正確な正弦波電圧波形となり、実用上は
全く問題がないことがわかる。

以上の説明では、正電圧加算回路６１の演算の
第１の基準値として、電源の中間値VKよりも負
の値であるVC値を、負電圧加算回路６２の演算
の第２の基準値として、電源の中間値VKよりも
正の値であるVD値を用いた。しかし上記第１の
基準値としてVD値を、上記第２の基準値として
VC値を用いる様にVC、VD各値を入れかえて
も、第２図の制御装置はこれを入れかえる前と同
様の機能を有するものである。即ち、上記(1)式の
ｘの値の符号を入れかえ、同じく上記(2)式のｘの
値の符号も入れかえると、VC値とVD値を入れ
かえたことと同じになる。その結果、上記(3)式の
Ｅの値は次式の様になる。

Ｅ＝２−3x ……(7) θ＝60゜の点では、上記(4)式の解が第３図中の
ｂ点の電圧を、正、負電圧加算回路双方が演算対
象として加算していた。しかしVC値とVD値を
入れかえた場合は、双方共に演算対象から外すた
め、上記(4)式は次式の様におきかえられる。

Ｅ＝0.866×２−2x＝1.732−2x ……(8) 上記(7)、(8)式が等しくなる条件を求めると、こ
のｘの値は上記(5)式の値に一致する。この間の様
子を第３図と同様のＪ、Ｋなる曲線で表わしたも
のが第５図であり、VC、VD各値を入れかえて
も良いものである。

次にホール素子の出力のうち、αの素子出力の
み他のβ，γの素子出力よりもピーク値が20％高
い場合について考える。第２図の制御装置を用い
ずに、そのままα，β，γのホール素子の出力を
増巾して電機子コイルに電圧を印加する正弦波駆
動方式を用いるものとすれば、Ｕ相の発生するト
ルクのみが他の相のトルクより大きく、逆起電力
を無視した状態（モータロツクの状態に相当す
る）でトルクリツプルは約13.3％、逆起電力が印
加電圧の半分あれば、約26.6％のトルクリツプル
を発生する。第２図の制御装置を用いれば、第６
図の実線で示した様なVU、VV、VWなる電圧
が、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相電機子コイルへの印加電圧と
なる。無制御状態ではVU電圧は理想的な点線の
状態でなく、一点鎖線の様になる所を、制御装置
の働きによつて実線の位置まで抑制される様子を
示している。VV、VW電圧は理想的な点線の状
態から実線の状態へ抑圧される。図中の数字は理
想波形のピーク値を１としたときの抑圧時の相対
的な比の数値を表わしている。このとき逆起電力
を無視した状態では約5.8％のトルクリツプルに、
逆起電力が印加電圧の半分の時には約11.5％のト
ルクリツプルとなり、無制御状態時のトルクリツ
プルの約43％に抑圧される。ホール素子のゲイン
のバラツキは、小さいものを３個１組として使う
程、トルクリツプルが小さくなることはいうまで
もないが、トルクリツプルが無制御時に比較して
43％に抑制できる第２図の制御装置を用いればホ
ール素子個々のゲインを調整する手段を設ける必
要はないものである。

次に、ホール素子に鎖交する磁束が正しく正弦
波ではなく、若干ピーク値が抑制された状態の場
合について考慮する。第７図にその場合の一例を
示す。ホール素子α，β，γの出力のピーク値は
同一であるが、いずれも理想の正弦波に対して10
％のピーク値を持つ第３次高調波成分を含む場合
について示しており、これらをそのまま増巾して
Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の電機子コイルへ印加する電圧
VU、VV、VWとして実線で示した。点線で示
した理想正弦波に対して、V3なる実線で示す第
３次高調波成分が各相に加算されたものがVU、
VV、VWなる電圧となる。この場合、第２図の
制御装置を用いる時、正、負電圧加算回路６１，
６２の演算の基準となるVC、VD電圧の絶対値
ｘは前記(5)式で求めた値、つまりｘ＝0.268に第
３次高調波の基本波に対する比率を加えた値が新
たなｘの値となる。つまり第７図の例ではｘ＝
0.268＋0.1＝0.368である。これは、前記(3)式の中
に第３次高調波のピーク値が入つて来る結果によ
るものであり、これと(4)式とを等しくすることか
らＸ値が定められるためである。すなわち前記(1)
式は−1.2−2xと表わされ、(2)式は0.9＋ｘと表わ
されるので、この結果(3)式は2.1＋3xとなる。第
３次高調波の影響がない(4)式と、この値とを等し
くする条件から、2.1＋3x＝1.732＋4xなる関係が
得られ、故にｘ＝0.368となる。この様に正弦波
から、どの程度歪んだ波形の磁束がホール素子に
鎖交するかによつて、このｘの値を加減してトル
クリツプルを極小にするポイントを選択すること
ができる。ｘの値の調整はすでに説明した様に第
２図の装置中のバツフア回路８０における抵抗器
８４又は８３の値を決定することにより行なわれ
る。この決定作業はモータの構造、つまりモータ
の型式、形状を定めるときに行なわれ、同一構造
のモータにおいて一台一台行なう必要はなく、こ
の時は一定の値の抵抗値にしておけば良い。この
訳は、ホール素子の位置や種類と、永久磁石の材
質や形状は、モータの型式が定められたとき、同
一の形状のモータでは同一の条件下にあり、従つ
て磁束の高調波歪の割合もほぼ同一と判断できる
ためである。モータのトルクリツプルについては
電機子コイルへの印加電圧波形に高調波歪を持た
ない場合と同様である。３次高調波については、
実際上、最も大きな歪の成分であるが、３相モー
タでは各相に同相の３次高調波成分が印加される
結果、キヤンセルしてトルクリツプルとはならな
い。また原理上、偶数調成分はほとんど存在せず
無視して良く、５次、７次の高調波分は絶対値が
次数に比例して小さいため、検討項目から除外し
てもさしつかえないものである。なお詳細な計算
過程は省略するが、３次高調波のピーク値が基本
波のピーク値に対して10％含まれる場合の、第２
図の制御装置による制御を行なえば波形の歪みは
約0.4％程度になつて理想的な正弦波形の場合よ
りも歪みは小さくなり、従つてまたトルクリツプ
ルも小さくなる。

次にVU電圧のみにオフセツト電圧がある場合
について考える。第８図の実線で示したVU、
VV、VWなる波形は第２図の制御装置によつて
Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各電機子コイルへ印加される電圧
の波形を表わしている。このとき理想的な正弦波
形が点線で各相共示されるのに対して、Ｕ相のみ
一点鎖線で示す如く、ピーク値の15％の正側への
オフセツトVOを持つ場合について表わしてあ
る。図中の数字はいずれも理想的な正弦波のピー
ク値を１として相対的に示したものである。Ｕ相
に現われるオフセツトを補償するべく各相の印加
電圧が変化する様子が示されているが、オフセツ
トのない状態でのθ＝90度の点におけるトルクを
100とした場合、15％のオフセツトが１相にあれ
ばトルクは約104.4から99.8まで変化する。但し、
逆起電力を無視した場合であり、印加電圧の半分
の逆起電力がある場合には約109から99まで変化
する。いずれにしても15％のオフセツトがあつて
も、トルクリツプルとしては５％弱に抑制できる
ことをこれは意味している。

第２図の制御装置の中で、バツフア回路８０中
の抵抗器８４を短絡すれば、正、負電圧加算回路
６１，６２の演算の第１及び第２の基準値となる
電位VC、VDを共に、電源の中間値VKに設定し
たことになる。その場合は一相分の印加電圧のみ
について示すと、第９図の実線の様になる。各相
共に同一の電圧波形となり、いわゆる60度台形波
駆動となる。この場合、ホール素子の出力の素子
間のゲイン差や、オフセツト電圧に差があつたと
しても、台形波の傾きの差が各相間で出るもの
の、トルクリツプルにはほとんど影響がない。た
だし、60度台形波駆動方式が持つトルクリツプル
は基本的に除去されず、その値は正弦波状の印加
電圧を与える前述の説明の方式に比較して大き
い。たとえば、第９図でＵ相にVUなる実線の印
加電圧を与え、Ｕ相の逆起電力が一点鎖線の様に
得られているならばＵ相に流れる電流は実線で示
すIUの如き波形となり、θが60度及び120度付近
で大きな電流値になる。この部分が点線で示した
正弦波状の電流から大きく外れている所であり、
最も大きなトルクリツプルを生む。しかし、逆起
電力がないときに約13.3％、印加電圧の半分の逆
起電力がある場合に約26.6％程度のリツプルにな
るものであつて、根本的に問題となるほどの量で
はない。この60度台形波制御は、比較的高速で回
転するモータの場合に有効である。つまりトルク
リツプルの周波数は基本波の６倍の周波数となる
ため、高速モータではその周波数が十分高いレベ
ルに移り、回転ムラにはほとんど関与しないと考
えて良いためである。ホール素子のオフセツトや
ゲイン差に影響される所の、基本波の周波数と同
じ周波数を持つトルクリツプルをさけたいときに
は、この60度台形波駆動方式は有効である。

第１０図はこの発明の他の実施例を示すが、第
２図の制御装置の中で異なる部分のみを取出して
示したものである。すなわち、第２図の装置では
装置のフイードバツク信号として、電機子コイル
への印加電圧を正、負電圧加算回路に入力信号と
して与えることによりその動作を行なうものであ
つた。それに対して第１０図では装置のフイード
バツク信号として電機子コイルに流れる電流を取
り出して、これを正、負電圧加算回路６１，６２
への入力信号として与える様にしたものである。
抵抗器４４，４５，４６はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相
のコイル４１，４２，４３に流れる電流を検出す
るために付加したものであり、アンプ４７，４
８，４９は、それぞれ抵抗器４４，４５，４６に
流れる電流による電圧降下を増巾するために設け
たものである。これらのアンプの増巾度は抵抗器
４７１，４７２，……４９２によつて定められる
が、電流検出用の抵抗器４４，４５，４６の抵抗
値も含めて、印加電圧VU、VV、VWと同レベ
ルの電圧値まで増巾することとすれば、第１０図
図示以外の部分は第２図の装置の対応する他の部
分と全く同一で良い。以上の様に構成された第１
０図の制御装置では、第２図の制御装置を説明し
て来た上記説明において、出力電圧VU、VV、
VWにかわり、Ｕ、Ｖ、Ｗ相に流れる電流IU、
IV、IWにおきかえれば動作の説明はそのまま適
用される。

はじめに、第２図のバツフア８０内の抵抗器８
４を短絡して第１０図の電流制御に供する場合に
ついて説明する。一相に流れる電流波形は第９図
の実線VUなる波形と相似になるが、電流は60度
台形波電流となり、モータのトルクリツプルは逆
起電力の有無にかかわらず常に約13％程度にな
る。そして、ホール素子個々の間のゲイン差やオ
フセツトの差にはほとんど影響されないので、十
分低速のモータの制御にも供しうる。トルクリツ
プルの値は120度通電制御の場合と同程度である
が、180度の全領域にわたり電流が流れ、ホール
素子の出力が０となる近傍では電流もほとんど流
れなくなるため、電流の転流時の瞬断が起こるこ
とはなく、振動、騒音もほとんど発生しない。

ホール素子の出力波形が正弦波状であつて、
各々の素子の出力のピーク値も等しいときは、各
相の電機子コイルに流れる電流波形は第４図の実
線の様になる。このとき、逆起電力の有無にかか
わらずトルクリツプルの割合は一定であつて約
2.5％程度の小さなものである。但し、このとき、
正、負電圧加算回路６１，６２の演算の基準とな
るVC、VD値の絶対値ｘは前述の(5)式の値を適
用するものとする。ホール素子の出力電圧につい
て個々の素子の間でゲインに差があつたり、オフ
セツトに差があつたりする場合、各相に流れる電
流の波形はそれぞれ第６図、第８図の実線の様に
得られる。モータのトルクリツプルの値は波形の
歪みの割合にそのまま比例し、電圧制御を行なう
場合に説明した値の中で、逆起電力が無い場合の
値がモータのトルクリツプル値となり、電流制御
を行なう第１０図の場合には、逆起電力の有無に
かかわらずこの値が一定であることが特徴であ
る。この様に、電圧制御を行なう第２図の装置に
比較して、第１０図の制御装置による電流制御を
行なう方式では、逆起電力の有無にかかわらず、
モータのトルクリツプルが一定であり、かつこの
値は小さいものである。したがつて、トルクリツ
プルの値を小さく抑えることを特に求める場合に
は、第２図の装置に比較して、多少複雑にはなる
が第１０図の装置が優れる。

以上の説明では３相モータへの適用例に限つて
いたが、本発明の装置は５、７、９相等の奇数
（2N＋１；Ｎは整数）相のモータにすべて適用可
能なものである。その場合、相数に一致する数の
線形増巾回路を設け、正、負電圧加算回路の入力
には相数に一致する数のダイオードと抵抗器を用
意し、また位置センサであるホール素子としては
相数に対応する信号が得られるだけの数をそろえ
て各相に対応する線形増巾回路への入力信号を供
給する様にすれば良い。正、負電圧加算回路の演
算の基準となるVC、VD値の絶対値ｘの値は相
数に応じて、また位置センサ信号の正弦波形から
の歪みの割合に応じて適宜定めることができる。
また別に、本発明の制御装置が制御対象とするモ
ータは、第１図の例の如きフラツトタイプのスロ
ツトレスモータに限らない。スロツト付であつて
も、回転軸に平行なエアギヤツプを持つモータで
あつても良いものである。さらに位置センサとし
てホール素子のみをここでは扱つたが、電機子コ
イルに鎖交する磁束の量もしくはそれに相当する
量の信号を検出しうるセンサであれば、いかなる
種類のものであつても良いことはいうまでもな
い。

以上の説明から明らかな様に、この発明の装置
によれば、位置センサ出力を線形増巾して電機子
コイルに印加するに際し、電機子コイルに印加さ
れる電圧または通電電流を、第１（第２）の基準
値と比較して、それよりも正（負）であるものを
正（負）電圧加算回路で演算し、正、負電圧加算
回路の出力差が、この装置への外部からの基準指
令信号である制御信号に対応する一定値となる様
に制御する。この結果、位置センサの出力個々の
間でレベル差があつても、またオフセツトに差が
あつても、それにもとづくトルクリツプルを大巾
に抑制し軽減するので位置センサ個々のゲイン差
やオフセツト差をあえて調整する必要がなく、ト
ルクリツプルの少ないトランジスタモータの制御
装置とすることができる。また電機子コイルへの
印加電圧は正弦波状または台形波状であるからス
イツチング制御のようなオン、オフ動作は行なわ
なく、出力端子に比較的大きな容量を含むフイル
タ回路が不要となるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明のトランジスタモータの制御
装置が制御対象とする３相モータの一構成例を示
す図、第２図はこの発明の一実施例の回路図、第
３図〜第８図はそれぞれロータの回転角θに対す
る電機子コイルの印加電圧波形図、第９図はロー
タの回転角θに対する電機子コイルの印加電圧波
形図および電機子コイルへの通電電流の電流波形
図、第１０図はこの発明の他の実施例の回路図で
ある。図において、１１，１２，１３は線形増巾回
路、４１，４２，４３はＵ、Ｖ、Ｗ相の電機子コ
イル、４４，４５，４６はＵ、Ｖ、Ｗ相に流れる
電流を検出するための抵抗器、６１は正電圧加算
回路、６２は負電圧加算回路、５０は位置センサ
出力調整回路、８０はバツフア回路、９０は偏差
増巾回路、７０は制御信号変換回路、α，β，γ
は位置センサを構成するホール素子である。な
お、図中、同一符号は同一、または相当部分を示
す。

Claims

【特許請求の範囲】１多相電機子コイルの各相のコイルと鎖交する
界磁磁束を検出して当該界磁磁束と同相でかつそ
の磁束密度に比例した電圧信号を出力する界磁磁
束検出手段と、この手段で検出された各相の電圧
信号を各別に線形増幅した駆動電圧をそれぞれ自
相の電機子コイルに印加する電機子コイル駆動手
段と、基準電圧の発生源と、外部より入力される
制御信号に比例した制御電圧値を上記基準電圧に
加算または減算した値に設定された第１の基準値
およびこの第１の基準値に対して所定比率の値に
設定された第２の基準値を発生する第１、第２の
基準値発生手段と、上記各相の駆動電圧またはこ
れに相当する電圧と上記第１の基準値との差をそ
れぞれ検出しこれら各相の差電圧のうち正電圧成
分の加算値を算出する正電圧加算手段と、上記各
相の駆動電圧またはこれに相当する電圧と上記第
２の基準値との差をそれぞれ検出しこれら各相の
差電圧のうち負電圧成分の加算値を算出する負電
圧加算手段と、上記正電圧成分加算値と負電圧成
分加算値とを加算しこの加算値が上記制御電圧値
に対して常に一定の関係を保つように上記界磁磁
束検出手段の検出感度を制御する手段とを備えた
トランジスタモータの制御装置。２上記各相の駆動電圧に相当する電圧は、各相
の電機子コイルの駆動電流の電圧変換値である特
許請求の範囲第１項記載のトランジスタモータの
制御装置。３第１の基準値は基準電圧より制御電圧値だけ
低い電圧値に、第２の基準値は基準電圧より制御
電圧値だけ高い電圧値にそれぞれ設定した特許請
求の範囲第１項または第２項記載のトランジスタ
モータの制御装置。