JPS5956881A - サ−ボモ−タの制御方式 - Google Patents
サ−ボモ−タの制御方式Info
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- JPS5956881A JPS5956881A JP57166367A JP16636782A JPS5956881A JP S5956881 A JPS5956881 A JP S5956881A JP 57166367 A JP57166367 A JP 57166367A JP 16636782 A JP16636782 A JP 16636782A JP S5956881 A JPS5956881 A JP S5956881A
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- motor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、サーボモータ、特に同期モータの電流応答特
性を改良したサーボモータの制御方式に関する。
性を改良したサーボモータの制御方式に関する。
サーボモータは、種々の分野に広く用いられており、近
年交流サーボモータも開発されており。
年交流サーボモータも開発されており。
同期モータもサーボモータとして利用出来る様になって
いる。特にロータに永久磁石を用いた同期モータはブラ
シレス形であるため、ノイズの発生もなく、構成が簡単
であることから、広く利用されつつある。
いる。特にロータに永久磁石を用いた同期モータはブラ
シレス形であるため、ノイズの発生もなく、構成が簡単
であることから、広く利用されつつある。
この様な同期モータにおいては、トルクを一定に制御す
る必要があり、このため、ステータである電機子巻線に
は、ロータにより誘起される誘起起電力と同相の電流を
流す様に制御する技術が開発されている。この技術を、
第１図に示す同期モータの構成図を用いて説明すると、
永久磁石であるロータ１の磁界のｑ軸よりθの角度の位
置での磁束密度Ｂ ｅ：ｔ：、 Ｂ ＝ Ｂｍ ｓｉｎθ ・・・
・・・（１）となる。
る必要があり、このため、ステータである電機子巻線に
は、ロータにより誘起される誘起起電力と同相の電流を
流す様に制御する技術が開発されている。この技術を、
第１図に示す同期モータの構成図を用いて説明すると、
永久磁石であるロータ１の磁界のｑ軸よりθの角度の位
置での磁束密度Ｂ ｅ：ｔ：、 Ｂ ＝ Ｂｍ ｓｉｎθ ・・・
・・・（１）となる。
又、図のステータ２の８巻線と鎖交する磁束グは、
ダー−ｉ ｍｃｏｓθＣ・・・−（２）となる。（但し
、Ｓｍはロータ１のｑ軸上での磁束とする・） 従って８巻線の誘起起電力ｅ１は。
、Ｓｍはロータ１のｑ軸上での磁束とする・） 従って８巻線の誘起起電力ｅ１は。
９１
ｔ
”’ １ｍ−ｐ ・ａｒｍ−ｓｉｎθ ・・・
・・・（３）となる。（但し、θ＝Ｐθｍ＝Ｐ・ωｍ−
ｔとする。）同様にしてａ＠線と各々−π、−πの角度
にＥ６ろ 置されたステーク２の５巻線、Ｃ巻線の誘起起電力ｅｚ
＋ｅｓはｔ ６：＋：：−９６ｍ−Ｐ・０ｍ−５１ｎｃθ−Ｔ”）
・−Ａ４＞ｅｓ＝−１ｍ−Ｐ−０ｍ−５１ｎ（θ−
−，） ・・−・−・（５）ろ となる０ ここで、各電機子巻線ａ、 ｂ、 ｃに流す電流を１１
＋１！＋１３とすると、係る３相同期モータの出ブＪト
ルクＴは、 Ｔ ＝ （ｅ＋・ｉｔ＋ｅ２・ｉ２＋ ｅａ・ｉ３）
・−・・（６）で表現されるから、（３） 、
（４１、（Ｆ））式を（６）式にイ（入して、 ＋４３・５１０（θ−−π）） ・・・・・・（７）と
なる。トルクＴを一定にするには、角度Ｑに依存しない
様にすれば良いから。
・・・（３）となる。（但し、θ＝Ｐθｍ＝Ｐ・ωｍ−
ｔとする。）同様にしてａ＠線と各々−π、−πの角度
にＥ６ろ 置されたステーク２の５巻線、Ｃ巻線の誘起起電力ｅｚ
＋ｅｓはｔ ６：＋：：−９６ｍ−Ｐ・０ｍ−５１ｎｃθ−Ｔ”）
・−Ａ４＞ｅｓ＝−１ｍ−Ｐ−０ｍ−５１ｎ（θ−
−，） ・・−・−・（５）ろ となる０ ここで、各電機子巻線ａ、 ｂ、 ｃに流す電流を１１
＋１！＋１３とすると、係る３相同期モータの出ブＪト
ルクＴは、 Ｔ ＝ （ｅ＋・ｉｔ＋ｅ２・ｉ２＋ ｅａ・ｉ３）
・−・・（６）で表現されるから、（３） 、
（４１、（Ｆ））式を（６）式にイ（入して、 ＋４３・５１０（θ−−π）） ・・・・・・（７）と
なる。トルクＴを一定にするには、角度Ｑに依存しない
様にすれば良いから。
（但し、■は電流の振幅である・）
とすれば、（７）式のトルクＴは、
Ｔ −Ｋ （ｌ５ｉｎ２θ＋ｌ５ｉｎ２（θ−−π）
−１−Ｉ ５ｉｎ２（θ−τπ））３ 一エＫＩ ・・・・・・（９
）となり、トルクＴはロータ１の回転位置によらず一定
となる。
−１−Ｉ ５ｉｎ２（θ−τπ））３ 一エＫＩ ・・・・・・（９
）となり、トルクＴはロータ１の回転位置によらず一定
となる。
この様な制御を行うためには、同期モータのロータ角度
を検出し、これによって各軍（表子電流の値を制御する
ことが必要となる。
を検出し、これによって各軍（表子電流の値を制御する
ことが必要となる。
しかしながら、各電機子％線の電流７５≦理想イ直より
９６０たけ遅れていると、各電機子巻線の％Ｊ犯１１＋
１２＋ ｉｓは、 ｉ１＝ Ｉ ｓｉｎ （θ−ダ０） ｉ２＝ Ｉ ｓｉｎ （θ−ｓ Ｔｒｌｏ ）ｉｓ＝
Ｉ ｓｉｎ （θ−Ｔに−り。）となるから、出力トル
クＴば Ｔ ＝ ＴＫ Ｉ ｓ＋ｎ （７＋ Ｓｏ ）となって
、トルクが減少することになる。
９６０たけ遅れていると、各電機子巻線の％Ｊ犯１１＋
１２＋ ｉｓは、 ｉ１＝ Ｉ ｓｉｎ （θ−ダ０） ｉ２＝ Ｉ ｓｉｎ （θ−ｓ Ｔｒｌｏ ）ｉｓ＝
Ｉ ｓｉｎ （θ−Ｔに−り。）となるから、出力トル
クＴば Ｔ ＝ ＴＫ Ｉ ｓ＋ｎ （７＋ Ｓｏ ）となって
、トルクが減少することになる。
この様に、同期モータのトルク一定制御をするためには
、電流指令に対する実際の電流の応答性を良好にするこ
とが必要となる。即ち、第２図の同期モータの制御回路
ブロック図に示す様に、同期モータ１０１の実回転速度
Ｖを検出し、指令速度ＶＣＭＤとの差を演算器１０５で
求め、得られた差速度を速度ループ演算回路１０６で電
流指令■に変換後、同期モータ１に流れる実電流ｉとの
差を演算器１１０で求め、この差電流を電流ループ演算
回路１１３で演算し、パルス幅変調兼インバータ回路１
１５で電力増幅して同期モータ１０１に与える様に構成
されている。そして、この電流ループの周波数特性を改
善し、電流指令に対する実際の電流の応答性を良くして
いる。ここで、同期モータ１０１を伝達関数で示すと、
図の如く、電流ループには、モータの逆起電力走数Ｋｅ
による速度Ｖからの帰還がある。尚、ＴＲは負荷トル
ク、 Ｌａ 、 Ｒａ 、Ｋｔ。
、電流指令に対する実際の電流の応答性を良好にするこ
とが必要となる。即ち、第２図の同期モータの制御回路
ブロック図に示す様に、同期モータ１０１の実回転速度
Ｖを検出し、指令速度ＶＣＭＤとの差を演算器１０５で
求め、得られた差速度を速度ループ演算回路１０６で電
流指令■に変換後、同期モータ１に流れる実電流ｉとの
差を演算器１１０で求め、この差電流を電流ループ演算
回路１１３で演算し、パルス幅変調兼インバータ回路１
１５で電力増幅して同期モータ１０１に与える様に構成
されている。そして、この電流ループの周波数特性を改
善し、電流指令に対する実際の電流の応答性を良くして
いる。ここで、同期モータ１０１を伝達関数で示すと、
図の如く、電流ループには、モータの逆起電力走数Ｋｅ
による速度Ｖからの帰還がある。尚、ＴＲは負荷トル
ク、 Ｌａ 、 Ｒａ 、Ｋｔ。
Ｊは各々伝達定数である０この速度帰還は、実電流に影
叫を与え、特に速度が大きい時には、電流ループは速度
Ｖの影響を受け、実電流の応答は劣化する。
叫を与え、特に速度が大きい時には、電流ループは速度
Ｖの影響を受け、実電流の応答は劣化する。
即ち、加速時を考えると、第３図に示す様に、係る速度
帰還を無視した場合には１点線で示す様に各々時間ｔに
対する速度Ｖ１＋実電流ｉは理想的に推移するが、係る
速度帰還のため、実際には実線の如く、実電流ｊは速度
Ｖの影響を受けて、電流値が大きくなったり、又、加速
時間が延びるという欠点が生じていた。
帰還を無視した場合には１点線で示す様に各々時間ｔに
対する速度Ｖ１＋実電流ｉは理想的に推移するが、係る
速度帰還のため、実際には実線の如く、実電流ｊは速度
Ｖの影響を受けて、電流値が大きくなったり、又、加速
時間が延びるという欠点が生じていた。
従って、本発明の目的は、電流ル−プにおける速度帰還
の影響を無視し、電流の応答特性を改善しうるサーボモ
ータの制御回路を提供するにある０以下、本発明を実施
例により詳細に説明する０先ず、第２図において、実速
度Ｖ、実電流ｉに対する負荷トルクを無視した微分方程
式は、となる。
の影響を無視し、電流の応答特性を改善しうるサーボモ
ータの制御回路を提供するにある０以下、本発明を実施
例により詳細に説明する０先ず、第２図において、実速
度Ｖ、実電流ｉに対する負荷トルクを無視した微分方程
式は、となる。
ここで、マイクロプロセッサによる実現を考えて、以下
離散値系で説明するが、アナログ回路を用いた連続系で
も同様である。
離散値系で説明するが、アナログ回路を用いた連続系で
も同様である。
０１式をザンブリング周期Ｔの離散値系に直すと、ｖ
（ｋ−１−１） ＝ ＳＨ・ｖ （ｋ） ４１’！’＋
２・ｉ （１０１−ｈｌ・ｕ （ｋ）・・・・・・Ｑυ
ｉ （ｌｃ＋１） −５２１＝ｖ （ｋ） ＋Ｓ２２
・ｉ （ｋ）＋ｈ２・ｕ （ｋ）・・・・・・（２）但
し、ｕ （ｋ）は電流ループ演算回路１１６の出力であ
る。
（ｋ−１−１） ＝ ＳＨ・ｖ （ｋ） ４１’！’＋
２・ｉ （１０１−ｈｌ・ｕ （ｋ）・・・・・・Ｑυ
ｉ （ｌｃ＋１） −５２１＝ｖ （ｋ） ＋Ｓ２２
・ｉ （ｋ）＋ｈ２・ｕ （ｋ）・・・・・・（２）但
し、ｕ （ｋ）は電流ループ演算回路１１６の出力であ
る。
第＠式を見ると、速度環ｖ （ｋ）をなくすことによっ
て、電流ｉ（ｋｆ１） は速度に関係がなくなる０こ
のため、本発明では、速度フィートノ（ツクを追加し、
同期モータ固有の速度フィートノくツクを打消す様に構
成されている０ 第４図は本発明の一実施例ブロック図であり、図中、第
２図と同一のものは同一の記号で示してあり、１２０は
加算器、１２１は乗算器であり、速度フィードバックを
構成するものである。乗算器１２１の伝達係数をｋｆ
とし、第θカ式にこの速度フィードバックを加えると
、（１ツ式は。
て、電流ｉ（ｋｆ１） は速度に関係がなくなる０こ
のため、本発明では、速度フィートノ（ツクを追加し、
同期モータ固有の速度フィートノくツクを打消す様に構
成されている０ 第４図は本発明の一実施例ブロック図であり、図中、第
２図と同一のものは同一の記号で示してあり、１２０は
加算器、１２１は乗算器であり、速度フィードバックを
構成するものである。乗算器１２１の伝達係数をｋｆ
とし、第θカ式にこの速度フィードバックを加えると
、（１ツ式は。
ｊ （ｋ ＋ １） ＝ （１”２１ ｋｆ ・ｈ２
） ｖ （ｋ）＋１２２・ｉ ＱＪ＋ｈ２・ＩＩ （ｋ
）・・・・・（１免 どなる。
） ｖ （ｋ）＋１２２・ｉ ＱＪ＋ｈ２・ＩＩ （ｋ
）・・・・・（１免 どなる。
従って、グ２１ ｋｆ−ｈｐ＝０
一’−ｋｆ ＝ｌｚ＋／ ｈ＋ ・
−” Ｈと選べば、第０３式は、 ｉ （ｋｆ１） ＝１２２ｉ （ｋ） ＋ｈ２ｕ （ｋ
） −・・・αＯとなり、実電流１（ｌ
ｃ＋１）は、速度Ｖと無関係となる０ これにより、電流ループの特性を同期モータの速度に無
関係で制御でへるから、速度が太きいときでも巾；流ル
ーズの応答は劣化しない０第５図は本発明の一実施例回
路図であり、アナログ回路で実現したものである。
−” Ｈと選べば、第０３式は、 ｉ （ｋｆ１） ＝１２２ｉ （ｋ） ＋ｈ２ｕ （ｋ
） −・・・αＯとなり、実電流１（ｌ
ｃ＋１）は、速度Ｖと無関係となる０ これにより、電流ループの特性を同期モータの速度に無
関係で制御でへるから、速度が太きいときでも巾；流ル
ーズの応答は劣化しない０第５図は本発明の一実施例回
路図であり、アナログ回路で実現したものである。
図中、１Ｄ１は回転界磁形の同期′電動機、１０２は同
期電動機のシャフトに連結されたレゾルノくであり、同
期電動機の界磁極の位置を検出し、同期電動機１０１の
界磁極の位置θに応じたサイン波電圧ｅａ及びコサイン
波電圧ｅｂ を出力するものである。１０６は同期整流
回路であり、サイン波電圧ｅａ、コサイン波電圧ｅｂ
をそれぞれ同期整流してｓｉｎα。
期電動機のシャフトに連結されたレゾルノくであり、同
期電動機の界磁極の位置を検出し、同期電動機１０１の
界磁極の位置θに応じたサイン波電圧ｅａ及びコサイン
波電圧ｅｂ を出力するものである。１０６は同期整流
回路であり、サイン波電圧ｅａ、コサイン波電圧ｅｂ
をそれぞれ同期整流してｓｉｎα。
ＣＯＳαを出力する。１０４はタコジェネレータで、同
期電動機１０１の回転速度に比例した電圧値を有する実
速度電圧ＴＳＡを出力する。１０５は図示しない速度指
令回路から指令された速度指令電圧ＶＣＭＤと実速度重
圧ＴＳＡの差（以後速度誤差という） ＥＲを演算する
演算回路、１０６は速度誤差ＥＲを増幅して電機子電流
の据幅Ｉｓ を出力する誤差アンプ、１０７．１０８
は乗置回路で、誤差アンプ出力と同期整流回路１０３
の出力ｃｏｓ ａ 、 ｓｉｎαとを乗算し２相の電流
指令１１ａ （＝：Ｉｓ −５ｉｎ α） ＋ ｌ１ｌ
） （＝Ｉｓ ・ＣＯ５ａ）をそれぞれ出力する。１０
９は２相毎号を３相に変換する２相−６相変換回路で、 を出力するもので、これらＩ ｕ、 Ｉ ＶＩ ＩＷは
互いに２π／３の位相差を有し、しかも誘導起電圧Ｅｏ
と同相の３相電流指令となっている。
期電動機１０１の回転速度に比例した電圧値を有する実
速度電圧ＴＳＡを出力する。１０５は図示しない速度指
令回路から指令された速度指令電圧ＶＣＭＤと実速度重
圧ＴＳＡの差（以後速度誤差という） ＥＲを演算する
演算回路、１０６は速度誤差ＥＲを増幅して電機子電流
の据幅Ｉｓ を出力する誤差アンプ、１０７．１０８
は乗置回路で、誤差アンプ出力と同期整流回路１０３
の出力ｃｏｓ ａ 、 ｓｉｎαとを乗算し２相の電流
指令１１ａ （＝：Ｉｓ −５ｉｎ α） ＋ ｌ１ｌ
） （＝Ｉｓ ・ＣＯ５ａ）をそれぞれ出力する。１０
９は２相毎号を３相に変換する２相−６相変換回路で、 を出力するもので、これらＩ ｕ、 Ｉ ＶＩ ＩＷは
互いに２π／３の位相差を有し、しかも誘導起電圧Ｅｏ
と同相の３相電流指令となっている。
１１０［Ｊ、 ｌｌ０Ｖ、 １１０Ｗはそれぞれ各相毎
に設けられた演算回路であり、指令電流Ｉｕ、 Ｉｖ、
Ｉｗと実際の相電流Ｉａｕ、 Ｉａｖ、 Ｉａｗの差
を演算する演算回路、１１１はＩａｖとＩａｗの加算を
行なってＵ相の相電流Ｉａｕを出力する演算回路、１１
２Ｖ、１１２ＷはそれぞれＶ相及びＷ相の相電流Ｉａｖ
、 Ｉａｗを検出する変流器、１１３Ｕ、 １１３Ｖ、
１１３Ｗはそれぞれ各相毎に設けられ各相の電流差を
増幅する電流アンプ、１１４はパルス幅変調回路、１１
５はパルス幅変調回路の出力信号により制御されるイン
バータ、１１６は６相交流電源、１１７は６相交流を直
流に整流する公知の整流回路でダイオード群１１７ａ及
びコンデンサ１１７ｂを有している。パルス幅変Ｒ”４
回路１１４ ｉｊ第６図に示す如くは鋸歯状波ＳＴＳ
を発生する鋸歯状波発生回路５ＴＳＧと、比較器ＣＯＭ
Ｕ、 ＣＯＭＶ。
に設けられた演算回路であり、指令電流Ｉｕ、 Ｉｖ、
Ｉｗと実際の相電流Ｉａｕ、 Ｉａｖ、 Ｉａｗの差
を演算する演算回路、１１１はＩａｖとＩａｗの加算を
行なってＵ相の相電流Ｉａｕを出力する演算回路、１１
２Ｖ、１１２ＷはそれぞれＶ相及びＷ相の相電流Ｉａｖ
、 Ｉａｗを検出する変流器、１１３Ｕ、 １１３Ｖ、
１１３Ｗはそれぞれ各相毎に設けられ各相の電流差を
増幅する電流アンプ、１１４はパルス幅変調回路、１１
５はパルス幅変調回路の出力信号により制御されるイン
バータ、１１６は６相交流電源、１１７は６相交流を直
流に整流する公知の整流回路でダイオード群１１７ａ及
びコンデンサ１１７ｂを有している。パルス幅変Ｒ”４
回路１１４ ｉｊ第６図に示す如くは鋸歯状波ＳＴＳ
を発生する鋸歯状波発生回路５ＴＳＧと、比較器ＣＯＭ
Ｕ、 ＣＯＭＶ。
ＣＯＭＷと、ノットゲートＮＯＴｌ＝ ＮＯＴｓと、ド
ライバＤＶ＋−ＤＶ６とからなり、又インバータｉＮＶ
は６個のパワートランジスタＱＩ−ＱｓとダイオードＤ
１〜Ｄ６に有している。パルス幅変調器ＰＷＭの各比較
器ＣＯＭＵ、ＣＯＭＶ、ＣＯＭＷはそれぞれ鋸歯状波信
号ＳＴＳと三相交流信号Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗの振幅を
比較し、Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗが５ＴＳＯ値より大きい
ときに１″を、小さいときに°０″をそれぞれ出力する
。従って、ｉｕ について着目ずれば比較器ＣＯＭＵか
ら第７図に示す電流指令ｉｕｃが出力される。即ち、ｌ
ｕ。
ライバＤＶ＋−ＤＶ６とからなり、又インバータｉＮＶ
は６個のパワートランジスタＱＩ−ＱｓとダイオードＤ
１〜Ｄ６に有している。パルス幅変調器ＰＷＭの各比較
器ＣＯＭＵ、ＣＯＭＶ、ＣＯＭＷはそれぞれ鋸歯状波信
号ＳＴＳと三相交流信号Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗの振幅を
比較し、Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗが５ＴＳＯ値より大きい
ときに１″を、小さいときに°０″をそれぞれ出力する
。従って、ｉｕ について着目ずれば比較器ＣＯＭＵか
ら第７図に示す電流指令ｉｕｃが出力される。即ち、ｌ
ｕ。
ｉｖ、ｉｗ の振幅に応じてパルス幅変調された三相の
電流指令１ｕｃ、 ｉｖｃ、 ｉｗｃが出力される。そ
して、これら三相の電流指令ｉｕｃ、 ｉｖｃ、 ｉｗ
ｃは、ノットゲートＮＯＴ＋〜Ｎ ＯＴ３ 、 ドラ
イバＩ）Ｖｔ〜ＤＶｅ を介してインバータ、駆動信号
５ＱＩ−ＳＱ６ として出力され、インバータ１１５に
入力される。インバータ１１５に入力されたこれらイン
バータ駆動信号Ｓ Ｑ＋ ＝ Ｓ Ｑ６はそれぞれパワ
ートランジスタＱ１〜Ｑ６のベースに入力され、該パワ
ートランジスタＱ１〜Ｑ６ をオン／オフ制御して誘導
電動機１０１に三相電流を供給する。
電流指令１ｕｃ、 ｉｖｃ、 ｉｗｃが出力される。そ
して、これら三相の電流指令ｉｕｃ、 ｉｖｃ、 ｉｗ
ｃは、ノットゲートＮＯＴ＋〜Ｎ ＯＴ３ 、 ドラ
イバＩ）Ｖｔ〜ＤＶｅ を介してインバータ、駆動信号
５ＱＩ−ＳＱ６ として出力され、インバータ１１５に
入力される。インバータ１１５に入力されたこれらイン
バータ駆動信号Ｓ Ｑ＋ ＝ Ｓ Ｑ６はそれぞれパワ
ートランジスタＱ１〜Ｑ６のベースに入力され、該パワ
ートランジスタＱ１〜Ｑ６ をオン／オフ制御して誘導
電動機１０１に三相電流を供給する。
１２１は乗算器であり、速度ＴＳＡ に定数ｋｆ を乗
算して、速度補償信号を出力するもの、 １２０［Ｊ
。
算して、速度補償信号を出力するもの、 １２０［Ｊ
。
Ｗ、■は加算器であり、各々電流アンプ１１３Ｕ。
１１３Ｖ、１１３Ｗの電流出力ｉｕ、 ｉｖ、 ｉｗが
ら乗算器１２１の速度補償信号を差し引くものであり、
乗算器１２１と、各加算器１２０ｔ、Ｔ、 Ｗ、 Ｖ
とで速度フィードバックルーズを形成する。
ら乗算器１２１の速度補償信号を差し引くものであり、
乗算器１２１と、各加算器１２０ｔ、Ｔ、 Ｗ、 Ｖ
とで速度フィードバックルーズを形成する。
次に、同期電′１４ｄＪ機１０１がある速度で回転して
いるときに速度指令が上列した場合について第５図の動
作を説明する。
いるときに速度指令が上列した場合について第５図の動
作を説明する。
同期電動機を所望の回転速度Ｖｃ で回転せしめるべく
、演算回路１０５の加算端子に所定のアナログ値を有す
る速度指令電圧Ｖ ＣｆＶＩ Ｄ が入力される。
、演算回路１０５の加算端子に所定のアナログ値を有す
る速度指令電圧Ｖ ＣｆＶＩ Ｄ が入力される。
一方、同期電動機１［］１は実速度Ｖａ （（Ｖｃ ）
で回転しているから、タコジェネレータ１０４より実速
度Ｖａ に比例した実速度電圧ＴＳＡが出力され、この
実速度電圧ＴＳＡは演算回路１０５の減算端子に入力さ
れる。従って、演算回路１０５ｔよ指令速度Ｖｃと実速
度Ｖａ Ｏ差である速度誤差ＥＲを演ｑ４シ、これを誤
差アンプ１０６に入力する。誤差アンプ１０６は次式に
示す比例積分演算を行なう。
で回転しているから、タコジェネレータ１０４より実速
度Ｖａ に比例した実速度電圧ＴＳＡが出力され、この
実速度電圧ＴＳＡは演算回路１０５の減算端子に入力さ
れる。従って、演算回路１０５ｔよ指令速度Ｖｃと実速
度Ｖａ Ｏ差である速度誤差ＥＲを演ｑ４シ、これを誤
差アンプ１０６に入力する。誤差アンプ１０６は次式に
示す比例積分演算を行なう。
尚、Ｏ！式の演算結果Ｉｓ は電機子電流の振幅に相当
する・即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変化す
ると速度誤差ＥＲ（−Ｖｃ−Ｖａ）が大きくなり、これ
に応じて電機子電流振幅Ｉｓ も大きくなる。Ｉｓ
が大きく々ればより大きなトルクが発生し、このトルク
にょシミ動機の実速度が指令速度にもたらされる。
する・即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変化す
ると速度誤差ＥＲ（−Ｖｃ−Ｖａ）が大きくなり、これ
に応じて電機子電流振幅Ｉｓ も大きくなる。Ｉｓ
が大きく々ればより大きなトルクが発生し、このトルク
にょシミ動機の実速度が指令速度にもたらされる。
一方、同期電動機１０１の界磁極の位置（角度α）を示
す２相のサイン波ｓｉｎα、コザイン波ＣＯ５αがレゾ
ルバ１０２及び同期整流回路１０３により得られている
。
す２相のサイン波ｓｉｎα、コザイン波ＣＯ５αがレゾ
ルバ１０２及び同期整流回路１０３により得られている
。
ついで２相−３相変換回路１０９は◇（金式に示す演算
を行ない３相の電流指令Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗ にそ
れぞれ出力する・・尚・これらＩｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗ
は同期電動機１０１の誘導起電圧Ｅｏ と同相の３
相電流指令となっている。
を行ない３相の電流指令Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗ にそ
れぞれ出力する・・尚・これらＩｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗ
は同期電動機１０１の誘導起電圧Ｅｏ と同相の３
相電流指令となっている。
しかる後、３相電流指令Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗ は演
算回路１１０Ｕ、 １１０Ｖ、 １１０Ｗにて実際の相
電流Ｉａｕ 。
算回路１１０Ｕ、 １１０Ｖ、 １１０Ｗにて実際の相
電流Ｉａｕ 。
Ｉａｖ、 Ｉａｗと差分がとられ、ついでその差分であ
る三相交流信号ｉｕ、 ｉＶ、 ｉＷ は電流アンプ
１１３Ｕ。
る三相交流信号ｉｕ、 ｉＶ、 ｉＷ は電流アンプ
１１３Ｕ。
１１５Ｖ、１１３Ｗにて増幅されてパルス幅変調回路１
１４に入力される。
１４に入力される。
パルス幅変調回路１１４では、後述する様に鋸歯状波信
号ＳＴＳと三相交流信号ｉｕ、 ｉｖ、 ｉｗ の振
幅を比較し、パルス幅変調された三相の電流指令をイン
バータ１１５を構成する各パワートランジスタＱ＋”Ｑ
ａのベースに入力し、これら各パワートランジスタＱｌ
−Ｑ６をオン／オフ制御し、同期電動機１０１に三相電
流を供給する。
号ＳＴＳと三相交流信号ｉｕ、 ｉｖ、 ｉｗ の振
幅を比較し、パルス幅変調された三相の電流指令をイン
バータ１１５を構成する各パワートランジスタＱ＋”Ｑ
ａのベースに入力し、これら各パワートランジスタＱｌ
−Ｑ６をオン／オフ制御し、同期電動機１０１に三相電
流を供給する。
以後、同様な制御が行われて最終的に同期電動機１０１
は指令速度で回転することになる。
は指令速度で回転することになる。
さて、前述の乗算器１２１は実速度ＴＳＡをｋｆ倍増巾
して、各加算器１２０Ｕ、Ｖ、Ｗ に入力されているか
ら、電流７ｙブ１１３Ｕ’、 １１３Ｖ、 １１３Ｗ（
７）増１］出力は、各加算器１２０Ｕ、 Ｗ、 Ｖ
で乗算器１２１の速度補償信号だけ減算され、パルス幅
変調回路１１４に入力される。このため、同期モータに
ｂｉＬれる実電流は全く速度に影響を受けることがない
。
して、各加算器１２０Ｕ、Ｖ、Ｗ に入力されているか
ら、電流７ｙブ１１３Ｕ’、 １１３Ｖ、 １１３Ｗ（
７）増１］出力は、各加算器１２０Ｕ、 Ｗ、 Ｖ
で乗算器１２１の速度補償信号だけ減算され、パルス幅
変調回路１１４に入力される。このため、同期モータに
ｂｉＬれる実電流は全く速度に影響を受けることがない
。
第８図は本発明の他の実施例回路図であり、マイクロプ
ロセッサ等の演算回路によって構成したものである。図
中、郷５図と同一のものは同一の記号で示してあり、１
０８は演算制御部であり、第５図の演算回路１０５、誤
差アンプ１０６、乗算回路１０７、１０８．２−３相変
換回路１ ｏ ｑ 、 ｖｎｔ 、ｔｉ回路１１０［Ｊ
。
ロセッサ等の演算回路によって構成したものである。図
中、郷５図と同一のものは同一の記号で示してあり、１
０８は演算制御部であり、第５図の演算回路１０５、誤
差アンプ１０６、乗算回路１０７、１０８．２−３相変
換回路１ ｏ ｑ 、 ｖｎｔ 、ｔｉ回路１１０［Ｊ
。
１１０Ｖ、 １１０Ｗ、電流アンプ１１３Ｕ、 １１３
Ｖ、 １１３Ｗ、乗算回路１２１、加算器１２０Ｕ、
１２０Ｖ、 １２０Ｗの動作をプログラム制御による演
算動作によって行なうものである。演算制御部１０８は
モータ制飢プロゲラｌ、に従い演算動作を行うプロセッ
サ１０８ａと、モータ制御プログラムを格納するプログ
ラムメモリ１０８ｂと、データの記憶のだめのデータメ
モリ１０８ｃと、ＮＣ装置等の外部からの指令を受ける
だめの入出カポ−）１０８ｄと、パルス幅変調回路１１
４にアナログの電流指令を４乏−る／こめのデジタル・
アナログ（ＤＡ ）変換器１０８ｅと、変流器１１２Ｕ
。
Ｖ、 １１３Ｗ、乗算回路１２１、加算器１２０Ｕ、
１２０Ｖ、 １２０Ｗの動作をプログラム制御による演
算動作によって行なうものである。演算制御部１０８は
モータ制飢プロゲラｌ、に従い演算動作を行うプロセッ
サ１０８ａと、モータ制御プログラムを格納するプログ
ラムメモリ１０８ｂと、データの記憶のだめのデータメ
モリ１０８ｃと、ＮＣ装置等の外部からの指令を受ける
だめの入出カポ−）１０８ｄと、パルス幅変調回路１１
４にアナログの電流指令を４乏−る／こめのデジタル・
アナログ（ＤＡ ）変換器１０８ｅと、変流器１１２Ｕ
。
１１２Ｖ、１１２Ｗからの実相電流Ｉａｕ、 Ｉａｖ、
Ｉａｗを受け、デジタル値に変換するだめのアナログ
・デジタル（ＡＩ） ）変換器１０８ｆと、バルスコー
ダ１１２から最初に同期モータ１０１の界磁極の回転位
置αを示す位置コードがロードされ、以降パルスコーダ
１１２から同期モータ１０１が所定角回転する毎に発生
される回転パルスＰｌ＋ ＰＺを計数するカウンタ１０
８．！／と、これらを接続するだめのアドレス・データ
バス１０８ｈとで措成されている。尚、パルスコーダ１
１２は、同期モータ１０１の界磁極の位ｌＦｉ′、を示
ず位（６コードと、同期モータ１０１が所定角回転毎に
出力される回転パルスを発生するものである。
Ｉａｗを受け、デジタル値に変換するだめのアナログ
・デジタル（ＡＩ） ）変換器１０８ｆと、バルスコー
ダ１１２から最初に同期モータ１０１の界磁極の回転位
置αを示す位置コードがロードされ、以降パルスコーダ
１１２から同期モータ１０１が所定角回転する毎に発生
される回転パルスＰｌ＋ ＰＺを計数するカウンタ１０
８．！／と、これらを接続するだめのアドレス・データ
バス１０８ｈとで措成されている。尚、パルスコーダ１
１２は、同期モータ１０１の界磁極の位ｌＦｉ′、を示
ず位（６コードと、同期モータ１０１が所定角回転毎に
出力される回転パルスを発生するものである。
次に、第８図構成の動作について説明する０第５図と同
様同期モータ１０１がある速度で回転しているときに速
度指令が」二昇した場合について説明すると、既にカウ
ンタ１０８ｇにｔよ、回期モータ１０１の回転開始直前
に位置コードがロードされ、同期モータ１０１の回転に
伴ない発生する回転パルスｐＨＰＺを計数しているから
、カウンタ１０８，９ｆ’ｊ、常に同期モータ１０１の
界磁極の回転位置を表示（７ていることになり、回転パ
ルスＰ１． ＰＺの周期モータ１０１の速度に比例する
から、所定時間間隔におけるカウンタ１０８１１の値の
増分は同ＨＪ］モーク１０１の回転速度に対応する。
様同期モータ１０１がある速度で回転しているときに速
度指令が」二昇した場合について説明すると、既にカウ
ンタ１０８ｇにｔよ、回期モータ１０１の回転開始直前
に位置コードがロードされ、同期モータ１０１の回転に
伴ない発生する回転パルスｐＨＰＺを計数しているから
、カウンタ１０８，９ｆ’ｊ、常に同期モータ１０１の
界磁極の回転位置を表示（７ていることになり、回転パ
ルスＰ１． ＰＺの周期モータ１０１の速度に比例する
から、所定時間間隔におけるカウンタ１０８１１の値の
増分は同ＨＪ］モーク１０１の回転速度に対応する。
先ず、同期モータ１０１を所望の回転速度Ｖｃ で回転
せしめるべく、ＮＣ装置等の外部から速度指令ＶＣＭＤ
が入出力ポート１０８ｄに入力し、バス１０８ｈを介し
プロセッサ１０８ａに伝えられる。次にプロセッサ１０
８ａはカウンタ１０８ｇのカウント値をバス１０８ｈを
介し読取り、前回読取った値との差分を演算し、サンプ
リング間隔Ｔで割って、実速度Ｖａ を演算する。更に
、プロセッサ１０８ａは速度指令ＶＣＭＤと実速度Ｖａ
の差である速度誤差ＥＲを演算し、第５図で説明した誤
差アンプの動作である第（１７）式の演薯を行い、振幅
指令Ｉｓを得る。以上が速度ループ演算ステップである
。
せしめるべく、ＮＣ装置等の外部から速度指令ＶＣＭＤ
が入出力ポート１０８ｄに入力し、バス１０８ｈを介し
プロセッサ１０８ａに伝えられる。次にプロセッサ１０
８ａはカウンタ１０８ｇのカウント値をバス１０８ｈを
介し読取り、前回読取った値との差分を演算し、サンプ
リング間隔Ｔで割って、実速度Ｖａ を演算する。更に
、プロセッサ１０８ａは速度指令ＶＣＭＤと実速度Ｖａ
の差である速度誤差ＥＲを演算し、第５図で説明した誤
差アンプの動作である第（１７）式の演薯を行い、振幅
指令Ｉｓを得る。以上が速度ループ演算ステップである
。
次に、プロセッサ１０８ａはカウンタ１０８ｇのカウン
ト値から前述のサインα、コサインαのデジタル値を得
るため、データメモリ１０８ｃに記憶されたカウント値
−サインα、コサインαのテーブルをカウント値によっ
て検索し、デジタル値のサインα、コサインαを得る。
ト値から前述のサインα、コサインαのデジタル値を得
るため、データメモリ１０８ｃに記憶されたカウント値
−サインα、コサインαのテーブルをカウント値によっ
て検索し、デジタル値のサインα、コサインαを得る。
更に、糸幅指令Ｉｓと検索したサインα、コサインαと
を乗算し、２相の電流指令１１ａ、Ｉｌｂを得、第５図
で説明した第００式を演算して、３相の電流指令Ｉｕ、
Ｉｖ、 Ｉｗを得る。以上が電流指令演纜ステップで
ある。
を乗算し、２相の電流指令１１ａ、Ｉｌｂを得、第５図
で説明した第００式を演算して、３相の電流指令Ｉｕ、
Ｉｖ、 Ｉｗを得る。以上が電流指令演纜ステップで
ある。
次に、プロセッサ１０８ａは、変流器１１２Ｕ。
１１２Ｖ、１１２Ｗから得られた実相電流Ｉａｖ、Ｉａ
ｗ。
ｗ。
ＩａｕをＡＤ Ｋ換器１０８ｆでデジタル化された各実
進流をバスＩＤａｈを介し読み取り、前述の６相の電流
指令Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗと実相電流Ｉａｖ、 Ｉａｗ
、 Ｉａｕとの差分を演算し、所定の増巾係数を乗じて
、デジタル値の三相交流信号ｉｕ、 ｉｖ、 ｉｗを得
る０以上が′混流ループ演算ステップであめ。
進流をバスＩＤａｈを介し読み取り、前述の６相の電流
指令Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗと実相電流Ｉａｖ、 Ｉａｗ
、 Ｉａｕとの差分を演算し、所定の増巾係数を乗じて
、デジタル値の三相交流信号ｉｕ、 ｉｖ、 ｉｗを得
る０以上が′混流ループ演算ステップであめ。
次に、プロセッサ１０８ａば、前述の速度ループ演算ス
テップで得た実速度Ｖａに前述の係数ｋｆを乗じ、速度
補償出力ＶＣＯを得、前述の三相交流信号ｉｕ、 ｉｖ
、 ｉｗから差引き、補償された三相交流信号ｉｕ、
ｉｖ、 ｉｗを得る。
テップで得た実速度Ｖａに前述の係数ｋｆを乗じ、速度
補償出力ＶＣＯを得、前述の三相交流信号ｉｕ、 ｉｖ
、 ｉｗから差引き、補償された三相交流信号ｉｕ、
ｉｖ、 ｉｗを得る。
この様にして得た補償三相交流信号ｉｕ＋ ｉｖ＋ ｉ
ｗをプロセッサ１０８ａがバス１０８ｈ’ｆｆｉ介しＤ
Ａ？＆換器１０８ｅへ送り、当該三相交流信号ｉｕ＋
ｉｖ、 ｉｗをアナログ変換してパルス幅変調回路１１
４へ送り、以降第５図と同様にして同期モータ１０１に
三相電流がインバータ１１５から送られる０ ブロセッザ１０８ａｒ、Ｊ、サンプリング周期Ｔ毎に前
述の演算動作をプログラムメモ１Ｊ１０８ｂの制御プロ
グラムに従って実行し、同期モータ１０１を制御して、
最終的に同期モータ１０１を指令速度で回転せしめる。
ｗをプロセッサ１０８ａがバス１０８ｈ’ｆｆｉ介しＤ
Ａ？＆換器１０８ｅへ送り、当該三相交流信号ｉｕ＋
ｉｖ、 ｉｗをアナログ変換してパルス幅変調回路１１
４へ送り、以降第５図と同様にして同期モータ１０１に
三相電流がインバータ１１５から送られる０ ブロセッザ１０８ａｒ、Ｊ、サンプリング周期Ｔ毎に前
述の演算動作をプログラムメモ１Ｊ１０８ｂの制御プロ
グラムに従って実行し、同期モータ１０１を制御して、
最終的に同期モータ１０１を指令速度で回転せしめる。
以上説明した様に１本発明によれば、サーボモータを速
度フィードバックと電流フィードバックループとでサー
ボ制御する際に、サーボモータの回転速度から電流フィ
ードバックループの速度依存特性を打消す様な補償用速
度フィードバックループを設けているので、サーボモー
タ固有の実電流に与える速度帰還の影響を防止しうる効
果を奏する。このため、サーボモータの速度が犬となっ
ても電流ループの応答特性が劣化することなく、特に電
流値や加速時間が大きくなるということもないという効
果を奏する。
度フィードバックと電流フィードバックループとでサー
ボ制御する際に、サーボモータの回転速度から電流フィ
ードバックループの速度依存特性を打消す様な補償用速
度フィードバックループを設けているので、サーボモー
タ固有の実電流に与える速度帰還の影響を防止しうる効
果を奏する。このため、サーボモータの速度が犬となっ
ても電流ループの応答特性が劣化することなく、特に電
流値や加速時間が大きくなるということもないという効
果を奏する。
尚５本発明を一実施例によシ説明したが、本発明はこの
実施例に限られず、本発明の主旨の範囲内で種々の変形
が可能であり、本発明の範囲からこれらを排除するもの
ではない。
実施例に限られず、本発明の主旨の範囲内で種々の変形
が可能であり、本発明の範囲からこれらを排除するもの
ではない。
第１図は、同期モータの構成図、第２図は従来のサーボ
制御ブロック図、第３図は従来の制御方式による速度、
電流説明図、第４図は本発明のサーボ制御ブロック図、
第５図は本発明の一実施例回路図、第６図は第５図構成
の要部構成図、第７図は第６図構成の動作説明図、第８
図は本発明の他の実施例回路図であるっ 図中、１０１・・・同期モータ、 １０２，１０４，
１１２・・・検出器、１１２・・・変流器、１０５，１
１０・・・演算回路、１０８・・・演算制御部、１２０
・・・加ｑ器、１２１・・・乗算回路０ 特許出願人 ファナソク味式会社 代理人弁理士 辻 實 （外２名）
制御ブロック図、第３図は従来の制御方式による速度、
電流説明図、第４図は本発明のサーボ制御ブロック図、
第５図は本発明の一実施例回路図、第６図は第５図構成
の要部構成図、第７図は第６図構成の動作説明図、第８
図は本発明の他の実施例回路図であるっ 図中、１０１・・・同期モータ、 １０２，１０４，
１１２・・・検出器、１１２・・・変流器、１０５，１
１０・・・演算回路、１０８・・・演算制御部、１２０
・・・加ｑ器、１２１・・・乗算回路０ 特許出願人 ファナソク味式会社 代理人弁理士 辻 實 （外２名）
Claims (1)
- サーボモータの速度を検出する検出器と、該サーボモー
タに流れる実電流を検出する検出器と、該サーボモータ
の電流駆動回路と、速度指令と該検出され実速度との差
速度に基き振幅指令を得、該得られた振幅指令から電流
指令を求め、該電流指令と該検出された実電流との差電
流を得る制御部とを有し、該制御部の差電流を該′電流
駆動回路へ与えるサーボモータの制御方式において、該
制御部が該検出された実速度を所定倍率で増巾した速度
補償信号を得、該差電流を該速度補償信号で補償するこ
とを特徴とするサーボモータの制御方式０
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57166367A JPH0724472B2 (ja) | 1982-09-24 | 1982-09-24 | サ−ボモ−タの制御装置 |
| EP83305695A EP0104909B1 (en) | 1982-09-24 | 1983-09-23 | Servomotor control method and apparatus therefor |
| US06/535,341 US4477762A (en) | 1982-09-24 | 1983-09-23 | Servomotor control method and apparatus therefor |
| DE8383305695T DE3373045D1 (en) | 1982-09-24 | 1983-09-23 | Servomotor control method and apparatus therefor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57166367A JPH0724472B2 (ja) | 1982-09-24 | 1982-09-24 | サ−ボモ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5956881A true JPS5956881A (ja) | 1984-04-02 |
| JPH0724472B2 JPH0724472B2 (ja) | 1995-03-15 |
Family
ID=15830083
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57166367A Expired - Lifetime JPH0724472B2 (ja) | 1982-09-24 | 1982-09-24 | サ−ボモ−タの制御装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4477762A (ja) |
| EP (1) | EP0104909B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0724472B2 (ja) |
| DE (1) | DE3373045D1 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5972991A (ja) * | 1982-10-19 | 1984-04-25 | Fanuc Ltd | モ−タの制御装置 |
| JPS5996891A (ja) * | 1982-11-25 | 1984-06-04 | Fanuc Ltd | 交流モ−タの制御方式 |
| US4651070A (en) * | 1985-08-01 | 1987-03-17 | Westinghouse Electric Corp. | Transit vehicle start-up propulsion motor control apparatus and method |
| DE3871716D1 (de) * | 1987-10-26 | 1992-07-09 | Siemens Ag | Verfahren zur vermeidung eines stromeinbruches in einem nicht an der kommutierung beteiligten strang einer dreiphasigen, blockstromgespeisten synchronmaschine und schaltungsanordnung zur durchfuehrung des verfahrens. |
| US4998053A (en) * | 1988-07-11 | 1991-03-05 | Siemens Aktiengesellschaft | Method and apparatus for reducing a current break in a leg that is not participating in the commutation of a three-phase block current fed synchronous machine |
| US5038090A (en) * | 1988-10-05 | 1991-08-06 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Servo motor control apparatus |
| DE58909165D1 (de) * | 1989-01-13 | 1995-05-11 | Siemens Ag | Verfahren zur Regelung des Drehmomentverhaltens von mehrphasigen, elektronisch kommutierten Elektromotoren, insbesondere von Sychronmotoren. |
| GB2243464B (en) * | 1990-03-23 | 1994-02-23 | Toyoda Machine Works Ltd | Digital servo-control apparatus |
| US5350988A (en) * | 1990-07-10 | 1994-09-27 | Alliedsignal, Inc. | Digital motor controller |
| US5423192A (en) * | 1993-08-18 | 1995-06-13 | General Electric Company | Electronically commutated motor for driving a compressor |
| US5675231A (en) * | 1996-05-15 | 1997-10-07 | General Electric Company | Systems and methods for protecting a single phase motor from circulating currents |
| US5825597A (en) * | 1996-09-25 | 1998-10-20 | General Electric Company | System and method for detection and control of circulating currents in a motor |
| US6220532B1 (en) | 1999-12-21 | 2001-04-24 | The Louis Berkman Company | Mount and feeder arrangement for a precision placement spreader |
| US20030038609A1 (en) * | 2001-08-27 | 2003-02-27 | Shien Lin Chang | High frequency induction motor for use in conjunction with speed control device |
| CN112688615B (zh) * | 2020-12-25 | 2022-06-17 | 绍兴市上虞区武汉理工大学高等研究院 | 一种基于人工智能的交流伺服驱动方法及装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5850119B2 (ja) * | 1976-07-30 | 1983-11-08 | 株式会社日立製作所 | 無整流子電動機の制御装置 |
| JPS5396423A (en) * | 1977-02-01 | 1978-08-23 | Mitsubishi Electric Corp | Control system for induction motor |
| US4259628A (en) * | 1977-08-17 | 1981-03-31 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Seisakusho | Control device of AC motor |
| JPS54113815A (en) * | 1978-02-27 | 1979-09-05 | Toshiba Corp | Controlling ac motor |
| JPS6031196B2 (ja) * | 1979-12-11 | 1985-07-20 | ファナック株式会社 | 誘導電動機の可変速運転装置 |
-
1982
- 1982-09-24 JP JP57166367A patent/JPH0724472B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-09-23 EP EP83305695A patent/EP0104909B1/en not_active Expired
- 1983-09-23 DE DE8383305695T patent/DE3373045D1/de not_active Expired
- 1983-09-23 US US06/535,341 patent/US4477762A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0104909A2 (en) | 1984-04-04 |
| EP0104909B1 (en) | 1987-08-12 |
| US4477762A (en) | 1984-10-16 |
| JPH0724472B2 (ja) | 1995-03-15 |
| EP0104909A3 (en) | 1985-01-23 |
| DE3373045D1 (en) | 1987-09-17 |
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