CN114270695B - 推测装置以及交流电动机的驱动装置 - Google Patents

Abstract

推测装置(9)具备相电流判定部(12)、时刻差计算部(13)以及推测部(15)。相电流判定部(12)进行根据由母线电流检测部(11)检测的母线电流的值和多个栅极脉冲信号的状态，判定多个相电流的值的判定处理。时刻差计算部(13)计算被确定为在利用相电流判定部(12)的上次的判定处理中使用的母线电流的检测时刻的第1电流检测时刻和被确定为在利用相电流判定部(12)的本次的判定处理中使用的母线电流的检测时刻的第2电流检测时刻的时刻差。推测部(15)根据由相电流判定部(12)判定的多个相电流的值和由时刻差计算部(13)计算的时刻差，推测交流电动机(1)的位置以及速度中的至少一方。

Description

推测装置以及交流电动机的驱动装置

技术领域

本发明涉及推测交流电动机的位置以及速度中的至少一方的推测装置以及交流电动机的驱动装置。

背景技术

在感应电机以及同步电机这样的交流电动机的驱动中，使用表示转子的位置的信息。在为了取得表示转子的位置的信息而使用位置传感器或者速度传感器时，存在制造成本的增加等问题。因此，关于交流电动机的驱动装置，进行与未使用位置传感器或者速度传感器等的无位置传感器控制有关的大量研究。

另外，关于交流电动机的驱动装置，为了降低制造成本，关于电流传感器的个数削减也进行大量研究，作为廉价的电流检测方式，广泛使用单分流电流检测方式。单分流电流检测方式是指，使用设置于逆变器的直流母线的电流传感器，测定在交流电动机中流过的相电流的方式。关于使用设置于直流母线的电流传感器测定相电流的方式，由于作为电流传感器使用分流电阻的情形多，所以被称为单分流电流检测方式，但作为设置于直流母线的电流传感器使用分流电阻以外的情况一般也被称为单分流电流检测方式。例如，关于单分流电流检测方式，还已知使用如被称为CT(Current Transformer)的变流器等那样与分流电阻不同的电流传感器的结构。

在专利文献1中，公开了将无位置传感器控制和单分流电流检测方式并用而驱动交流电动机的技术。在单分流电流检测方式中，在载波信号的顶点，无法同时检测各相的电流。因此，在专利文献1记载的技术中，通过对在第1载波周期的后半和接着第1载波周期的第2载波周期的前半从母线电流得到的相电流进行插值处理，计算第1载波周期和第2载波周期的边界的定时即载波信号的顶点处的相电流。在专利文献1记载的技术中，根据载波信号的顶点处的相电流生成电压指令，根据生成的电压指令计算表示交流电动机的转子的旋转状态的信息。表示转子的旋转状态的信息是转子的位置以及速度中的至少1个信息。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2015-139359号公报

发明内容

然而，专利文献1记载的技术使用在第1载波周期的后半和接着第1载波周期的第2载波周期的前半分别检测的母线电流。根据构成逆变器的多个开关元件的开启以及关闭的切换定时，有时在载波周期中的前半和后半这两方难以从母线电流得到3相的电流。因此，在专利文献1记载的技术中，在交流电动机的转子的旋转状态的计算中使用的相电流的检测周期成为载波周期的2倍以上。一般而言，逆变器的开关损耗随着载波频率的上升而增加，所以由于交流电动机的驱动装置的冷却性能或者电力效率的缘由等，一般在载波频率中存在上限。在交流电动机的旋转频率接近载波频率时，控制周期相对交流电动机的旋转频率变长，有时难以确保交流电动机具备的转子的旋转状态的推测精度。

本发明是鉴于上述完成的，其目的在于得到能够提高交流电动机的位置以及速度中的至少一方的推测精度的推测装置。

为了解决上述课题并达成目的，本发明的推测装置具备母线电流检测部、相电流判定部、时刻差计算部以及推测部。母线电流检测部检测母线电流的值，该母线电流为在通过根据电压指令生成的多个栅极脉冲信号驱动的电压型逆变器的直流母线中流过的电流。相电流判定部进行根据由母线电流检测部检测的母线电流的值和多个栅极脉冲信号的状态，判定从电压型逆变器供给到交流电动机的多个相电流的值的判定处理。时刻差计算部计算被确定为在利用相电流判定部的上次的判定处理中使用的母线电流的检测时刻的第1电流检测时刻和被确定为在利用相电流判定部的本次的判定处理中使用的母线电流的检测时刻的第2电流检测时刻的时刻差。推测部根据由相电流判定部判定的多个相电流的值和由时刻差计算部计算的时刻差，推测交流电动机的位置及速度中的至少一方。

根据本发明，起到能够提高交流电动机的位置以及速度中的至少一方的推测精度这样的效果。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的包括推测装置的电动机系统的结构例的图。

图2是用于说明实施方式1的利用相电流判定部的相电流的值的判定方法的图。

图3是用于说明实施方式1的利用相电流判定部的相电流的值的判定方法的图。

图4是用于说明实施方式1的利用相电流判定部的相电流的值的判定方法的图。

图5是示出实施方式1的在利用相电流判定部的相电流的判定中使用的母线电流的检测定时、载波、电压指令以及栅极脉冲信号的关系的一个例子的图。

图6是示出实施方式1的交流电动机低速旋转的情况下的3相的电压指令和载波的关系的一个例子的图。

图7是示出实施方式1的交流电动机高速旋转的情况下的3相的电压指令和载波的关系的一个例子的图。

图8是示出实施方式1的3相的电压指令是正弦波的情况下的中间相的电压指令的变化的一个例子的图。

图9是示出实施方式1的使用三次高次谐波重叠变形的3相的电压指令中的中间相的电压指令的变化的一个例子的图。

图10是示出实施方式1的通过零矢量调制部进行零矢量调制后的3相的电压指令的一个例子的图。

图11是示出利用长方形近似的积分运算的印象的图。

图12是示出利用长方形近似的积分运算的印象的图。

图13是示出将时刻差的变动忽略的情况下的积分运算的印象的图。

图14是用于说明微分运算的误差的图。

图15是示出本发明的实施方式2的包括推测装置的电动机系统的结构例的一个例子的图。

图16是示出实施方式2的推测部的结构例的图。

图17是示出本发明的实施方式3的包括推测装置的电动机系统的结构例的一个例子的图。

图18是示出实施方式3的检测时刻间电压运算部的结构例的图。

图19是用于说明实施方式3的利用检测时刻间电压运算部的电流检测时刻间的3个相电压的计算方法的图。

图20是示出实施方式3的使电流检测时刻间的时刻差成为固定值的情况下的速度推测的结果的一个例子的图。

图21是示出对图20所示的速度推测的结果进行FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换)解析的结果的图。

图22是示出实施方式3的利用推测部的速度推测的结果的一个例子的图。

图23是示出对图22所示的速度推测的结果进行FFT解析的结果的图。

图24是示出本发明的实施方式4的电动机系统的结构例的图。

图25是示出实施方式4的控制装置的硬件结构的一个例子的图。

(符号说明)

1：交流电动机；2、2A、2B、2C：驱动装置；3：直流电源；4：电压型逆变器；5、5A、5B、5C：控制装置；6：主电路；7：栅极驱动器；9、9A、9B：推测装置；11：母线电流检测部；12：相电流判定部；13：时刻差计算部；14：检测时刻间电压运算部；15、15A、15B：推测部；21：比较部；22：脉冲移位处理部；30：速度控制部；31、33：坐标变换部；32：dq轴电流控制部；34：零矢量调制部；35：栅极脉冲生成部；41：开启时间计算部；42：电压计算部；51：模型偏差运算部；52：角速度推测器；53：一次角频率运算器；54：积分器；61：直流母线；71：电流推测器；72：减法器；73：偏差运算器；100、100A、100B、100C：电动机系统；G、G_u、G_v、G_w、G_up、G_un、G_vp、G_vn、G_wp、G_wn：栅极脉冲信号；i_bus：母线电流；i_u、i_v、i_w：相电流；Sc：载波；Tb：时刻差；tuon1、tuon2：开启时间；v_ub、v_vb、v_wb：相电压；v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*：电压指令；θ_e：磁极位置；θ_e^：推测位置；ω_e：转速；ω_e^：推测速度。

具体实施方式

以下，根据附图，详细说明本发明的实施方式的推测装置以及交流电动机的驱动装置。此外，本发明不限于该实施方式。

实施方式1.

图1是示出本发明的实施方式1的包括推测装置的电动机系统的结构例的图。如图1所示，实施方式1的电动机系统100具备交流电动机1、和驱动交流电动机1的驱动装置2。

交流电动机1是在转子中设置永久磁铁的永久磁铁同步电动机，但也可以是在转子上卷绕励磁绕组的绕组励磁式同步电动机，还可以是利用转子的凸极性得到旋转转矩的磁阻式同步电动机。另外，交流电动机1中的永久磁铁的配置既可以是埋入型的配置也可以是表面型的配置。另外，在此，说明交流电动机1是3相的交流电动机，但交流电动机1也可以是3相以外的交流电动机。例如，交流电动机1既可以是2相的交流电动机，也可以是5相的交流电动机。

驱动装置2具备：电压型逆变器4，将从直流电源3供给的直流电压变换为交流电压，将变换的交流电压输出给交流电动机1；以及控制装置5，控制电压型逆变器4驱动交流电动机1。电压型逆变器4如图1所示，具备主电路6和栅极驱动器7。

主电路6具备多个开关元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6。在主电路6中，开关元件Q1、Q3、Q5的一端与高电位侧的直流母线61连接，开关元件Q2、Q4、Q6的一端与低电位侧的直流母线61连接。开关元件Q1和开关元件Q2的相互的另一端彼此连接，构成U相的支路。开关元件Q3和开关元件Q4的相互的另一端彼此连接，构成V相的支路。开关元件Q5和开关元件Q6的相互的另一端彼此连接，构成W相的支路。

这样，电压型逆变器4具备包括U相的支路、V相的支路以及W相的支路的3相桥电路。电压型逆变器4能够通过多个开关元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6的开启和关闭的切换，输出任意的振幅以及任意的频率的交流电压。以下，在不区分地表示开关元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6的各个开关元件的情况下，有时记载为开关元件Q。

各开关元件Q是内置有反并联二极管的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极晶体管)，但也可以是内置有反并联二极管的MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)。另外，在此，说明电压型逆变器4是输出的电压的电平为2个的2电平逆变器的例子，但电压型逆变器4也可以是输出的电压的电平为3个以上的多电平逆变器。

栅极驱动器7将从控制装置5输出的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w放大，将放大的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w作为栅极脉冲信号G_up、G_vp、G_wp，输出给开关元件Q1、Q3、Q5的栅极。另外，栅极驱动器7将从控制装置5输出的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w反转放大，生成栅极脉冲信号G_un、G_vn、G_wn，将生成的G_un、G_vn、G_wn输出给开关元件Q2、Q4、Q6的栅极。

栅极脉冲信号G_up、G_un在一方为开启的情况下，另一方为关闭。由此，在开关元件Q1成为开启时，开关元件Q2成为关闭，在开关元件Q1成为关闭时，开关元件Q2成为开启。这样，通过栅极脉冲信号G_up、G_un，开关元件Q1、Q2互补地动作。同样地，通过栅极脉冲信号G_vp、G_vn，开关元件Q3、Q4互补地动作，通过栅极脉冲信号G_wp、G_wn，开关元件Q5、Q6互补地动作。栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w、G_up、G_un、G_vp、G_vn、G_wp、G_wn在为高电位电平的状态的情况下是开启的状态，在为低电位电平的状态的情况下是关闭的状态。

另外，栅极驱动器7具有使低压系的控制装置5和高压系的主电路6绝缘的功能，具有在主电路6的异常时防止控制装置5的故障的作用。以下，在不区分而表示栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的各个栅极脉冲信号的情况下，有时记载为栅极脉冲信号G。

控制装置5具备：零矢量调制部34，进行零矢量调制；栅极脉冲生成部35，生成栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w；以及推测装置9，推测交流电动机1的转子的磁极位置θ_e及转速ω_e。磁极位置θ_e是交流电动机1具备的转子的电角，是交流电动机1的位置的一个例子。另外，转速ω_e是交流电动机1具备的转子的电角速度，是交流电动机1的速度的一个例子。以下，有时将磁极位置θ_e的推测记载为位置推测，有时将转速ω_e的推测记载为速度推测。

零矢量调制部34使从电压型逆变器4输出的2个种类的零电压矢量的输出比率不规则地变化。2个种类的零电压矢量是第1零电压矢量和第2零电压矢量。第1零电压矢量在作为上侧分支的开关元件Q1、Q3、Q5全部为开启的状态下从电压型逆变器4输出。第2零电压矢量在作为上侧分支的开关元件Q1、Q3、Q5全部为关闭的状态下从电压型逆变器4输出。

通过使第1零电压矢量和第2零电压矢量的输出比率不规则地变化，载波噪音的频谱峰值分散，能够降低载波噪音。载波噪音是根据作为后述载波Sc的频率的载波频率而交流电动机1或者电压型逆变器4等振动并发出的噪音。第1零电压矢量和第2零电压矢量的输出比率根据基于栅极脉冲生成部35的调制方式而变化。即使在调制方式变化的情况下，对3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*加上相同的值，从而能够使第1零电压矢量和第2零电压矢量的输出比率变化。电压指令v_u ^*是u相的电压指令，电压指令v_v ^*是v相的电压指令，电压指令v_w ^*是w相的电压指令。

通过对3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*全部加上相同的正的值而栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w全部成为开启的时间延长，从电压型逆变器4输出第1零电压矢量的时间延长。另外，通过对3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*全部加上相同的负的值而栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w全部成为关闭的时间延长，从电压型逆变器4输出第2零电压矢量的时间延长。

零矢量调制部34通过对3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*加上随机数值，进行使第1零电压矢量和第2零电压矢量的输出比率不规则地变化的零矢量调制。此外，零矢量调制部34在不满足预先设定的条件的情况下，能够将输入的3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，原样地输出给栅极脉冲生成部35。预先设定的条件例如是交流电动机1以预先设定的速度以下旋转等。另外，零矢量调制部34在实施不进行零矢量调制的设定的情况下，能够将输入的3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，原样地输出给栅极脉冲生成部35。

栅极脉冲生成部35根据电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，生成栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w。栅极脉冲生成部35将生成的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w输出给电压型逆变器4的栅极驱动器7。

栅极脉冲生成部35具备：比较部21，比较作为高频的周期信号的载波Sc和3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*；以及脉冲移位处理部22，进行从比较部21输出的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的移位处理。在此，说明载波Sc为三角波的信号的例子，但载波Sc也可以是锯齿波等其他波形的信号。载波Sc还被称为载波信号。

比较部21在电压指令v_u ^*的瞬时值为载波Sc的瞬时值以下的情况下，使栅极脉冲信号G_u成为开启，在电压指令v_u ^*的瞬时值大于载波Sc的瞬时值的情况下，使栅极脉冲信号G_u成为关闭。比较部21在电压指令v_v ^*的瞬时值为载波Sc的瞬时值以下的情况下，使栅极脉冲信号G_v成为开启，在电压指令v_v ^*的瞬时值大于载波Sc的瞬时值的情况下，使栅极脉冲信号G_v成为关闭。比较部21在电压指令v_w ^*的瞬时值为载波Sc的瞬时值以下的情况下，使栅极脉冲信号G_w成为开启，在电压指令v_w ^*的瞬时值大于载波Sc的瞬时值的情况下，使栅极脉冲信号G_w成为关闭。

此外，在上述例子中，栅极脉冲生成部35使用载波比较调制方式生成栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w，但生成栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的方法不限定于载波比较调制方式。例如，栅极脉冲生成部35也可以代替载波比较调制方式，使用空间矢量调制方式等其他调制方式，生成栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w。另外，栅极脉冲生成部35也可以代替栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w，生成栅极脉冲信号G_up、G_un、G_vp、G_vn、G_wp、G_wn。在该情况下，栅极驱动器7将栅极脉冲信号G_up、G_un、G_vp、G_vn、G_wp、G_wn放大。栅极驱动器7将放大的栅极脉冲信号G_up、G_un、G_vp、G_vn、G_wp、G_wn输出给开关元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6的栅极。

脉冲移位处理部22进行使栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的开启和关闭的切换定时偏移的脉冲移位处理。关于脉冲移位处理部22的脉冲移位处理，在后面详述。

推测装置9根据栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w和电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，推测交流电动机1的磁极位置θ_e以及转速ω_e。推测装置9还能够仅推测交流电动机1的磁极位置θ_e以及转速ω_e中的一方。

推测装置9具备：母线电流检测部11，检测母线电流i_bus的值；相电流判定部12，判定相电流i_u、i_v、i_w的值；以及时刻差计算部13，根据栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w，计算后述时刻差Tb。另外，推测装置9具备推测部15，该推测部15根据由时刻差计算部13计算的时刻差Tb、由相电流判定部12判定的相电流i_u、i_v、i_w的值以及电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，推测磁极位置θ_e以及转速ω_e。

由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值是在直流电源3与电压型逆变器4之间的直流母线61中流过的电流即母线电流的瞬时值。母线电流检测部11既可以是使用被称为CT的变流器的类型的电流传感器，也可以是使用分流电阻的类型的电流传感器。以下，有时将母线电流i_bus的值简记为母线电流i_bus。

在图1所示的例子中，母线电流检测部11设置于低电位侧的直流母线61，检测在低电位侧的直流母线61中流过的电流的值，但也可以设置于高电位侧的直流母线61。此外，在母线电流检测部11是使用分流电阻的类型的电流传感器的情况下，通过在低电位侧的直流母线61中设置母线电流检测部11，能够抑制母线电流检测部11中的绝缘电路的零件成本。

相电流判定部12根据由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流i_u、i_v、i_w的值。由相电流判定部12判定的相电流i_u、i_v、i_w的值是在电压型逆变器4与交流电动机1之间流过的u相、v相、以及w相的电流即3个相电流的瞬时值。以下，有时将相电流i_u记载为u相电流i_u，将相电流i_v记载为v相电流i_v，将相电流i_w记载为w相电流i_w。另外，有时将相电流i_u、i_v、i_w的值简记为相电流i_u、i_v、i_w。

图2至图4是用于说明实施方式1的利用相电流判定部的相电流的值的判定方法的图。在图2至图4所示的例子中，对电压型逆变器4连接Y接线的3相电阻负载1a。另外，从开关元件Q1、Q2的连接点流向3相电阻负载1a的电流是u相电流i_u，从开关元件Q3、Q4的连接点流向3相电阻负载1a的电流是v相电流i_v。另外，从开关元件Q5、Q6的连接点流向3相电阻负载1a的电流是w相电流i_w。

另外，从电压型逆变器4流向3相电阻负载1a的相电流的朝向是正方向，从3相电阻负载1a流向电压型逆变器4的相电流的朝向是负方向。例如，在u相电流i_u在图2所示的箭头的方向上流过的情况下，u相电流i_u的朝向是正方向。同样地，在v相电流i_v在图2所示的箭头的方向上流过的情况下，v相电流i_v的朝向是正方向，在w相电流i_w在图2所示的箭头的方向上流过的情况下，w相电流i_w的朝向是正方向。

相电流判定部12根据由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值和多个栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的状态，判定相电流i_u、i_v、i_w的值。例如，相电流判定部12根据在6个开关元件Q的开启和关闭的组合模式为特定的组合模式的定时由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流i_u、i_v、i_w的值。

例如，设为开关元件Q1、Q4、Q6是开启，开关元件Q2、Q3、Q5是关闭。在该情况下，如图3所示，u相电流i_u从电压型逆变器4流向3相电阻负载1a，与u相电流i_u相同的大小的电流被分割成v相电流i_v以及w相电流i_w，从3相电阻负载1a流向电压型逆变器4。在直流母线61中流过的电流是与u相电流i_u相同的大小的电流，所以相电流判定部12能够在图3所示的状态下，通过由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定u相电流i_u的值。

如图3所示，相对u相电流i_u的朝向，在直流母线61中流过的电流的朝向成为逆方向。因此，母线电流检测部11在直流母线61中流过的电流是图3所示的朝向的情况下，以输出正的母线电流i_bus的方式配置于直流母线61。此外，母线电流检测部11在直流母线61中流过的电流是图3所示的朝向的情况下，也可以以输出负的母线电流i_bus的方式配置于直流母线61。在该情况下，母线电流i_bus的值通过相电流判定部12，正负反转。

在图3中，示出判定正方向的u相电流i_u的值的例子，但负方向的u相电流i_u的值、正方向以及负方向的v相电流i_v的值、以及正方向以及负方向的w相电流i_w的值也同样地判定。例如，如图4所示，设为开关元件Q1、Q3、Q6为开启，开关元件Q2、Q4、Q5为关闭。在该情况下，相电流判定部12能够通过由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定负方向的w相电流i_w的值。

如果已知3个相电流i_u、i_v、i_w中的2个相电流的值，则剩余的1个相电流的值能够通过基尔霍夫的电流法则计算。因此，相电流判定部12根据由母线电流检测部11在不同的2个定时检测的母线电流i_bus的值，判定3个相电流i_u、i_v、i_w中的任意2个相电流的值。然后，相电流判定部12通过计算，根据判定的2个相电流的值，判定剩余的1个相电流的值。这样，相电流判定部12将2次的母线电流检测作为1组，判定3个相电流i_u、i_v、i_w的值。

在电压型逆变器4是2电平逆变器的情况下，6个开关元件Q中的开启和关闭的组合的模式有8个。8个组合模式中的6个组合模式的各个组合是上述特定模式。在6个开关元件Q中的开启和关闭的组合的模式是特定模式的情况下，能够根据由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流i_u、i_v、i_w中的任意1个值。在剩余的2个组合模式中，电压型逆变器4的输出成为上述零电压矢量，所以难以根据由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流i_u、i_v、i_w的值。

图5是示出在实施方式1的利用相电流判定部的相电流的判定中使用的母线电流的检测定时、载波、电压指令以及栅极脉冲信号的关系的一个例子的图。在图5中，Tc是作为载波Sc的周期的载波周期，fc是作为载波Sc的频率的载波频率。

在图5所示的例子中，3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*中的、电压指令v_u ^*的瞬时值最大，电压指令v_v ^*的瞬时值次大，电压指令v_w ^*的瞬时值最小。在本实施方式中，将某个时刻下的3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*中的绝对值处于中间的电压指令的相称为中间相。在图5所示的例子中，电压指令v_v ^*是中间的大小，所以中间相是V相。

在图5中，时刻t1至t7的期间是载波Sc的最初的下降半周期。下降半周期是载波Sc的半周期且载波Sc的值逐步变小的期间。在载波Sc的最初的下降半周期中的、栅极脉冲信号G_u为开启且栅极脉冲信号G_v、G_w为关闭的时刻t3下，开关元件Q1、Q4、Q6为开启，开关元件Q2、Q3、Q5为关闭。因此，在时刻t3下，由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值与u相电流i_u的值相同。相电流判定部12将在时刻t3由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值判定为u相电流i_u的值。

在载波Sc的最初的下降半周期中的、栅极脉冲信号G_u、G_v为开启且栅极脉冲信号G_w为关闭的时刻t5下，开关元件Q1、Q3、Q6为开启，开关元件Q2、Q4、Q5为关闭。因此，在时刻t5下，由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值与w相电流i_w的值相同。相电流判定部12将在时刻t5由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定为w相电流i_w的值。

相电流判定部12根据从在时刻t3检测的母线电流i_bus的值得到的u相电流i_u的值和从在时刻t5检测的母线电流i_bus的值得到的w相电流i_w的值，依据基尔霍夫的法则，计算v相电流i_v的值。这样，相电流判定部12根据在载波Sc的下降半周期中在多个电流检测定时由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流i_u、i_v、i_w的值。同样地，相电流判定部12将接下来的下降半周期即时刻t11至t16的期间中的时刻t13、t15作为电流检测定时，使用由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流i_u、i_v、i_w的值。

这样，相电流判定部12在载波Sc的下降半周期中，根据在2次的电流检测定时由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流i_u、i_v、i_w的值。此外，这些2次的电流检测定时不限定于载波Sc的下降半周期。例如，相电流判定部12还能够代替载波Sc的下降半周期，在载波Sc的上升半周期中，根据在2次的电流检测定时由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流i_u、i_v、i_w的值。上升半周期是载波Sc的半周期且载波Sc的值逐步变大的期间。

在开关元件Q的开启和关闭刚刚切换之后，由于开关元件Q的开启和关闭的切换，在母线电流i_bus中，出现振铃。难以根据产生振铃的母线电流i_bus的值，高精度地判定相电流i_u、i_v、i_w的值。因此，相电流判定部12在等待预先决定为直至振铃收敛的时间的时间后，使用由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流的值。

在图5所示的例子中，相电流判定部12将在紧接着中间相的栅极脉冲信号即栅极脉冲信号G_v从关闭成为开启的时刻t4之前即时刻t3由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定为相电流i_u的值。另外，相电流判定部12将在从栅极脉冲信号G_v从关闭成为开启的时刻t4经过预先设定的时间TA后的时刻t5由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定为相电流i_w的值。

这样，相电流判定部12判定栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w中的中间相的栅极脉冲信号的开启和关闭的切换定时即状态切换定时。然后，相电流判定部12将紧接着状态切换定时之前的定时和从状态切换定时经过时间TA后的定时分别决定为检测母线电流i_bus的值的定时即母线电流检测定时。相电流判定部12根据在这些2次的母线电流检测定时各自由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流i_u、i_v、i_w中的任意2个相电流的值。相电流判定部12根据判定的2个相电流的值，计算剩余的相电流的值。能够使2个相电流的判定定时接近，所以相电流判定部12能够根据检测的2个相电流的值，高精度地判定剩余的相电流的值。

相电流判定部12能够存储由母线电流检测部11反复检测的母线电流i_bus的值。相电流判定部12能够抽出存储的母线电流i_bus的值中的、在紧接着中间相的栅极脉冲信号切换之前由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值。相电流判定部12能够根据抽出的母线电流i_bus的值，判定相电流的值。

另外，设为从中间相的栅极脉冲信号从关闭成为开启至中间相的支路的上侧分支从关闭成为开启有延迟时间Td。在该情况下，相电流判定部12还能够使用在中间相的栅极脉冲信号的开启和关闭切换的时刻由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值。相电流判定部12除了在中间相的栅极脉冲信号的开启和关闭切换的时刻检测的母线电流i_bus的值以外，还使用在从中间相的栅极脉冲信号的开启和关闭切换起经过时间TC后检测的母线电流i_bus的值。时间TC是对时间TA加上延迟时间Td的时间。此外，在上述例子中，示出中间相为v相的例子，但相电流判定部12在中间相为u相的情况以及中间相为w相的情况下，也能够进行同样的处理。

这样，相电流判定部12根据多个栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w中的中间相的栅极脉冲信号变化的定时，决定2次的母线电流检测定时。这些2次的母线电流检测定时是检测为了判定相电流i_u、i_v、i_w中的2个相电流的值而使用的母线电流i_bus的值的定时。相电流判定部12根据针对包括决定的2次的母线电流检测定时的每个检测期间由母线电流检测部11检测的多个母线电流i_bus的值，判定相电流i_u、i_v、i_w的值。

上述8个组合模式通过电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的变化切换，组合模式的切换间隔也通过电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的变化变化。组合模式的切换通过3相的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w中的任意栅极脉冲信号的开启和关闭切换来进行，在紧接着其之后在母线电流i_bus中出现振铃。

振铃一般以几微秒等级收敛，但在振铃收敛之前3相的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w中的任意栅极脉冲信号的开启和关闭再次切换时，难以得到切换前的状态下的相电流的值。即，在几微秒的范围中，在由3相的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w构成的栅极脉冲信号群的状态变化发生2次的情况下，难以根据由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流的值。这样，在组合模式的切换间隔比振铃的收敛时间短的情况下，难以根据由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流的值。

因此，控制装置5的脉冲移位处理部22进行以使组合模式的切换间隔成为预先设定的时间TA以上的方式使3相的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的至少1个的开启和关闭切换的定时偏移的处理。时间TA被设定为从产生振铃至振铃收敛的时间、即振铃的收敛时间以上的值。由此，脉冲移位处理部22能够使组合模式的切换间隔偏移振铃的收敛时间以上，与电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的值无关地，能够确保直至振铃收敛的等待时间。

脉冲移位处理部22在载波1周期内，进行使3相的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的至少1个的开启和关闭切换的定时偏移的脉冲移位处理。例如，脉冲移位处理部22进行在载波Sc的上升半周期至下降半周期的期间中使栅极脉冲信号G偏移，在载波Sc的上升半周期和下降半周期中分别改变栅极脉冲信号G的占空比的处理。

通过脉冲移位处理，在载波Sc的半周期中，从电压型逆变器4输出的3相的电压变化，但在载波1周期中，在使开启和关闭切换的定时偏移之前和之后，栅极脉冲信号G的占空比相同。由此，以使从电压型逆变器4输出的3相的电压的载波每1周期的平均值与电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*一致的方式，进行开关元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6的开启以及关闭。因此，脉冲移位处理部22能够以载波1周期单位，抑制电压型逆变器4的3相的输出电压的变化。

相电流判定部12能够通过脉冲移位处理，与电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的值无关地，根据由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流i_u、i_v、i_w的值。

在图5所示的例子中，相电流判定部12在载波Sc的下降半周期中，判定3个相电流i_u、i_v、i_w的值，但判定3个相电流i_u、i_v、i_w的值的定时不限定于载波Sc的下降半周期。例如，相电流判定部12能够代替载波Sc的下降半周期，在载波Sc的上升半周期中，根据在2次的母线电流检测定时由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定相电流i_u、i_v、i_w的值。

另外，相电流判定部12还能够交替进行：判定处理，判定载波Sc的下降半周期中的相电流i_u、i_v、i_w的值；以及判定处理，判定载波Sc的上升半周期中的相电流i_u、i_v、i_w的值。在该情况下，在相电流判定部12中，通过脉冲移位处理部22，以载波1周期单位，抑制电压型逆变器4的输出电压的变化，所以针对载波Sc的周期的1.5倍以上的每个周期，一次判定相电流i_u、i_v、i_w的值。

另外，相电流判定部12还能够代替针对载波Sc的每1周期判定3个相电流i_u、i_v、i_w的值，而针对载波Sc的2周期以上的每个期间判定3个相电流i_u、i_v、i_w的值。在载波Sc的频率有上限的情况下，在判定3个相电流i_u、i_v、i_w的值的判定处理的周期即3相电流判定周期变长时，在交流电动机1的高速旋转时，相电流i_u、i_v、i_w的频率接近载波Sc的频率。在该情况下，相对由相电流判定部12判定的相电流i_u、i_v、i_w的1周期量的波形的时间分辨率变低。时间分辨率变得越低，推测装置9的推测精度以及利用控制装置5的控制性能等越降低，所以在高速旋转时3相电流判定周期优选不长。因此，在载波Sc的频率有上限的情况下，3相电流判定周期有时优选为载波Sc的1周期。

上述中间相的栅极脉冲信号的状态切换定时根据中间相的电压指令而变化，根据中间相的栅极脉冲信号的状态切换定时，母线电流i_bus的值的检测定时即母线电流检测定时变化。另外，母线电流检测定时也根据利用脉冲移位处理部22的脉冲移位处理变化。利用脉冲移位处理的母线电流检测定时的变化小，但在中间相的电压指令大幅变动的情况下，母线电流检测定时也大幅变动。

在图5所示的例子中，以载波Sc成为极大值的时刻t11为界，作为中间相的电压指令的v相的电压指令v_v*的值大幅变化。因此，作为中间相的栅极脉冲信号的栅极脉冲信号G_v切换的定时也大幅前后变动。与其相伴地，载波Sc成为极大值的时刻t1至作为母线电流检测定时的时刻t3、t5的时间与载波Sc成为极大值的时刻t11至作为母线电流检测定时的时刻t13、t15的时间的差变大。

这样，母线电流检测定时针对每个载波周期变化。因此，推测部15在使用由相电流判定部12判定的相电流i_u、i_v、i_w的值推测磁极位置θ_e以及转速ω_e时，使用电流检测时刻间的时刻差Tb。电流检测时刻是被确定为在利用相电流判定部12的判定处理中使用的母线电流i_bus的利用母线电流检测部11的检测时刻的时刻。例如，电流检测时刻是相电流判定部12为了判定第1相的电流的值而使用的母线电流i_bus的检测时刻和相电流判定部12为了判定第2相的电流的值而使用的母线电流i_bus的检测时刻的平均的时刻。在该情况下，相电流判定部12求出对为了判定第1相的电流的值而使用的母线电流i_bus的检测时刻和为了判定第2相的电流的值而使用的母线电流i_bus的检测时刻进行加法并处以2而得到的时刻，作为电流检测时刻。母线电流i_bus的检测时刻是由母线电流检测部11检测母线电流i_bus的时刻。

此外，电流检测时刻既可以是为了判定第1相的电流的值而使用的母线电流i_bus的利用母线电流检测部11的检测时刻，也可以是为了判定第2相的电流的值而使用的母线电流i_bus的利用母线电流检测部11的检测时刻。

例如，在图5中，将最初检测到为了判定u相电流i_u的值而使用的母线电流i_bus的时刻t3设为时刻tu1，将接着检测到为了判定u相电流i_u的值而使用的母线电流i_bus的时刻t13设为时刻tu2。另外，将最初检测到为了判定w相电流i_w的值而使用的母线电流i_bus的时刻t5设为时刻tw1，将接着检测到为了判定w相电流i_w的值而使用的母线电流i_bus的时刻t15设为时刻tw2。作为用于振铃的收敛的等待时间的时间TA既知。因此，时刻tu1和时刻tw1的时刻差既知，时刻tu2和时刻tw2的时刻差也既知。然而，时刻tu1和时刻tu2的时刻差或者时刻tw1和时刻tw2的时刻差并非既知。即，电流检测时刻间的时刻差Tb并非既知。

因此，时刻差计算部13根据栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w，计算电流检测时刻间的时刻差Tb。具体而言，时刻差计算部13根据栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w中的中间相的栅极脉冲信号在开启与关闭之间切换的定时，判定时刻tu1、tw1、tu2、tw2。时刻差计算部13根据判定的时刻tu1、tw1、tu2、tw2，计算作为时刻tu1和时刻tw1的中间的时刻的时刻tavg1，计算作为时刻tu2和时刻tw2的中间的时刻的时刻tavg2。时刻差计算部13将时刻tavg1和时刻tavg2的时刻差计算为时刻差Tb。这样，时刻差计算部13计算被确定为在利用相电流判定部12的判定处理中使用的母线电流i_bus的检测时刻的电流检测时刻和被确定为在利用相电流判定部12的接下来的判定处理中使用的母线电流i_bus的检测时刻的电流检测时刻的时刻差Tb。

在作为用于振铃的收敛的等待时间的时间TA恒定的情况下，时刻tu1和时刻tu2的时刻差以及时刻tw1和时刻tw2的时刻差各自与时刻tavg1和时刻tavg2的时刻差相同。在该情况下，时刻差计算部13既能够将时刻tu1和时刻tu2的时刻差计算为时刻差Tb，也能够将时刻tw1和时刻tw2的时刻差计算为时刻差Tb。在图5中，示出将时刻tw1和时刻tw2的时刻差计算为时刻差Tb的例子。

更具体地说明时刻差Tb的变动。图6是示出实施方式1的交流电动机低速旋转的情况下的3相的电压指令和载波的关系的一个例子的图。图7是示出实施方式1的交流电动机高速旋转的情况下的3相的电压指令和载波的关系的一个例子的图。在图6以及图7中，纵轴表示调制率，横轴表示时刻。另外，关于图6以及图7所示的3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，未进行利用零矢量调制部34的零矢量调制。

如图6所示，在交流电动机1低速旋转的情况下，相对载波Sc的频率，3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的频率充分低。另外，交流电动机1的速度电动势与交流电动机1的速度成比例地变大，所以在交流电动机1低速旋转的情况下，3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的振幅比较小。因此，3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的斜率缓，中间相的电压指令的斜率缓。此外，在图6所示的例子中，中间相从前半至后半的一部分为v相，后半的剩余为u相。

如图7所示，在交流电动机1高速旋转的情况下，相比于交流电动机1低速旋转的情况，3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的频率更高。例如，在以非同步PWM(Pulsewidthmodulation，脉冲宽度调制)使交流电动机1旋转的情况下，3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的频率相对载波Sc的频率的比率成为10％～15％程度并不罕见。在交流电动机1高速旋转的情况下，如图7所示，相比于交流电动机1低速旋转的情况，中间相按照v相、u相、w相、v相、…的顺序高速地变化，速度电动势也变大。因此，3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的振幅也比图6所示的情况变大，中间相的电压指令的斜率也变得相当大。因此，电流检测时刻间的时刻差Tb的变动大。

在使交流电动机1高速旋转的情况下，相对相电流i_u、i_v、i_w的波形的时间分辨率越高越好。因此，在图5所示的例子中，相电流判定部12进行根据针对载波Sc的每1周期由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值，判定3相的相电流i_u、i_v、i_w的值的处理。电流检测时刻间的时刻差Tb的变动相对电流检测时刻间的平均时刻差变得最大是针对载波Sc的每1周期一次判定3个相电流i_u、i_v、i_w的值的情况。在该情况下，关于电流检测时刻间的时刻差Tb，在将电流检测时刻间的平均时刻差设为“Tbave”时，在0.5×Tbave<Tb<1.5×Tbave的范围中变化。

在针对载波Sc的每2周期一次判定3个相电流i_u、i_v、i_w的值的情况下，电流检测时刻间的时刻差Tb的变动被缓和到0.75×Tbave<Tb<1.25×Tbave的范围。“Tbave”是如上所述电流检测时刻间的平均时刻差。越延长电流检测时刻间的平均时刻差，越缓和电流检测时刻间的时刻差Tb的变动，但相对相电流i_u、i_v、i_w的波形的时间分辨率变得越低。因此，在交流电动机1高速旋转的情况下，有时难以提高转速ω_e的推测精度。

图8是示出实施方式1的3相的电压指令是正弦波的情况下的中间相的电压指令的变化的一个例子的图。图9是示出实施方式1的使用三次高次谐波重叠变形的3相的电压指令中的中间相的电压指令的变化的一个例子的图。如图8所示，在3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*是正弦波的情况下，中间相的电压指令的波形是大致三角波。另外，如图9所示，即使在3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*是对正弦波重叠三次高次谐波而得到的电压指令的情况下，中间相的电压指令的波形也是大致三角波。另外，在使用其他调制方式的情况下，中间相波形还有时不成为图8以及图9所示的程度的三角波，但由于在调制率为1的附近零电压矢量的选择的自由度减少，所以中间相的波形相当接近三角波。

这些三角波的频率如图8以及图9所示，是3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的3倍。因此，中间相的波形相对3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的基本频率包含3n次的频率分量。n是1以上的奇数。

电流检测时刻间的时刻差Tb的变动不仅是在使交流电动机1高速旋转的情况下，而且还有时在使交流电动机1低速旋转的情况下也变大。图10是示出实施方式1的通过零矢量调制部进行零矢量调制后的3相的电压指令的一个例子的图。在图10中，纵轴表示调制率，横轴表示时刻。图10所示的v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*是如针对重叠图9所示的三次高次谐波的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的波形加上随机噪声那样的波形。

如上所述，载波噪音的频谱峰值通过零矢量调制分散，能够降低载波噪音。在已进行零矢量调制的情况下，即使在交流电动机1低速旋转的情况下，中间相的波形也有时急剧变化。在交流电动机1低速旋转的情况下，从电压型逆变器4输出的电压小，且从电压型逆变器4输出的电压越小时，零电压矢量的选择的自由度越增加。因此，在交流电动机1低速旋转的情况下，电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的调制率越小时，能够在零矢量调制中加到电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的随机数值越大。在零矢量调制部34中，交流电动机1的旋转越低速，越增大加到电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的随机数值。

因此，在已进行零矢量调制的情况下，即使在交流电动机1低速旋转时，中间相的电压指令的波形也急剧变化，电流检测时刻间的时刻差Tb的变化变大。在该情况下，在忽略电流检测时刻间的时刻差Tb的变动时，即使进行速度推测或者位置推测，有时也得不到良好的结果。

在此，说明与电流检测时刻间的时刻差Tb的变化相伴的微积分运算的误差。首先，说明与电流检测时刻间的时刻差Tb的变化相伴的积分运算的误差。图11以及图12是示出利用长方形近似的积分运算的印象的图。图13是示出将时刻差的变动忽略的情况下的积分运算的印象的图。在图11至图13中，纵轴表示任意的曲线x(t)的时刻t下的值，横轴表示时刻。

在对任意的曲线x(t)离散地进行积分的情况下，使宽度分别为微小时间T的多个长方形在宽度方向上铺满，并合计各长方形的面积，从而能够得到积分结果。在该情况下，各长方形以与其他长方形不重叠并且在与邻接的长方形之间无间隙的方式铺满。图11示出微小时间T恒定的情况下的利用长方形近似的积分的例子，产生积分运算的误差，但在多数的情况下，利用长方形近似的积分没有问题。在希望进行更高精度的积分运算的情况下，能够通过进行利用梯形近似的积分来应对。

即使在微小时间T并非恒定的情况下，也同样地，如图12所示，通过以与长方形不重叠并且在与邻接的长方形之间无间隙的方式将各长方形铺满，能够进行适当的积分运算。在图12所示的例子中，T＝T+ΔT(t)，微小时间T恒定，ΔT(t)是伴随时刻的经过而变动的时间。

在不使用ΔT(t)而进行积分运算的情况下，如图13所示，与其他长方形重叠或者在与邻接的长方形之间产生间隙。关于整体的面积，重叠的量和间隙的量相互抵消而有时不成为大的误差，但在部分性的面积中发生大的误差。因此，在将电流检测时刻间的时刻差Tb作为固定值进行积分运算时，在积分运算的结果中产生误差。

接下来，说明与电流检测时刻间的时刻差Tb的变化相伴的微分运算的误差。图14是用于说明微分运算的误差的图。在图14所示的例子中，设为为了求出任意的曲线x2(t)的斜率而能够使用的值是时刻t1下的x2(t1)＝a和时刻t2下的x2(t2)＝b这2点，时刻t1和时刻t2的时刻差Tb是Tb＝T+ΔT(t)。另外，设为ΔT(t)是时刻差Tb的变动量，针对计算的每个定时变化。在该情况下，在不使用ΔT(t)而进行微分运算的情况下，在微分运算的结果中产生ΔT(t)的量的误差。

这样，在电流检测时刻间的时刻差Tb变动的情况下，在忽略电流检测时刻间的时刻差Tb的变动而进行微积分运算的情况下，产生微积分运算的误差。因此，推测部15根据由时刻差计算部13计算的时刻差Tb，推测交流电动机1的磁极位置θ_e以及转速ω_e。

作为推测磁极位置θ_e以及转速ω_e的方法，研究各种方法。在交流电动机1的转速的全域中的中高速的区域中，一般利用交流电动机1的速度电动势的信息求出磁极位置θ_e。实施方式1的推测部15使用反正切法，推测磁极位置θ_e以及转速ω_e。此外，磁极位置θ_e以及转速ω_e的推测方法不限定于反正切法。例如，在磁极位置θ_e以及转速ω_e的推测方法中，有使用自适应观察器的方法。在实施方式2中，说明自适应观察器。

反正切法是最原始的位置推测法，广泛已知。下述式(1)是定子坐标上的表面磁铁型同步交流电动机的电压方程式。在下述式(1)中，“p”是微分算子，“R_a”是电枢电阻，“L_a”是电枢电感，“v_α、v_β”是定子坐标上的电压，“Φ_a”是电枢交链磁通数，“i_α、i_β”是定子坐标上的电流。以下，有时将定子坐标记载为静止坐标。

[式1]

上述式(1)的右边第2项表示速度电动势。此外，速度电动势的项能够如下述式(2)表现。在下述式(2)中，“e_α”是α轴速度电动势，“e_β”是β轴速度电动势，“p”是微分算子，是转子α轴磁通，/>是转子β轴磁通，“Φ_a”是电枢交链磁通数。

[式2]

如观察上述式(1)可知，在速度电动势中包含作为磁极位置信息的磁极位置θ_e的信息，所以整理上述式(1)运算磁极位置θ_e。首先，在将转子磁通项在左边汇总，将其以外的项在右边汇总时，能够得到下述式(3)。微分计算使噪声放大，所以对下述式(3)的两边进行积分而得到下述式(4)。在此，在电压传感器等中有直流偏置的情况下，在使用纯积分时，积分值发散，所以在进行下述式(4)的计算时，使用利用低通滤波器的近似积分，直流量不积分是惯例。

[式3]

[式4]

在上述式(4)中，记号“^”表示推测值。计算上述式(4)，求出转子磁通，使用求出的转子磁通，进行下述式(5)所示的反正切的计算，从而能够推测转子的磁极位置θ_e。如果使用推测的转子的磁极位置θ_e，则能够计算转速ω_e，所以能够用下述式(6)计算推测速度ω_e^。但是，为了避免微分噪声的影响，在将该推测速度ω_e^用于控制的情况下，一般施加低通滤波器。另外，进行速度电动势的推测，如下述式(7)所示，还能够通过将速度电动势的振幅除以电枢交链磁通数Φ_a，计算推测速度ω_e^。速度电动势能够通过计算上述式(3)的右边来计算。然而，永久磁铁的磁通由于温度变化而变动，所以在下述式(7)的计算方法中，由于温度变化产生稳定的速度推测误差。因此，由于利用下述式(6)的速度推测方法引起的误差比下述式(7)所示的方法引起的误差少。另外，反正切法具有计算量少这样的优点。在实施方式1中，说明进行利用下述式(6)的速度推测的情况。

[式5]

[式6]

[式7]

首先，说明视为上述电流检测时刻间的时刻差Tb不变动，使用上述式(4)至式(6)表示的反正切法的运算离散化的情况。能够从施加到交流电动机1的静止坐标系的电压减去由于交流电动机1的电枢电阻引起的电压降，利用低通滤波器如下述式(8)所示进行近似积分的运算。在下述式(8)中，“T_S”是控制周期，“T_LPF”是近似积分的低通滤波器的时间常数，“n”是表示本次的采样点的值，“n-1”是表示上次的采样点的值。本次的采样点还能够称为当前的采样点。下述式(8)能够成为使上述式(4)的右边第1项的积分离散化的式。在此，低通滤波器的离散化通过后向差分进行，但也可以使用前向差分或者双线性变换进行低通滤波器的离散化。

[式8]

另外，静止坐标系的转子磁通能够如下述式(9)所示离散化。因此，本次的采样点中的推测位置θ_e^(n)能够通过下述式(10)计算。另外，能够使用本次的采样点中的推测位置θ_e^(n)和上次的采样点中的推测位置θ_e^(n-1)，通过下述式(11)，计算2个采样点之间的推测速度ω_e^。“θ_e^”是“θ_e”的推测值，“ω_e^”是“ω_e”的推测值。

[式9]

[式10]

[式11]

然而，如上所述，电流检测时刻间的时刻差Tb时时时刻变动。因此，如果不使用电流检测时刻间的时刻差Tb来运算，则在推测位置θ_e^以及推测速度ω_e^中产生误差。

因此，推测部15使用电流检测时刻间的时刻差Tb，进行利用反正切法的运算。在将电流检测时刻间的时刻差Tb表示为T_S+ΔT(n)时，用上述式(8)表示的低通滤波器的运算能够如下述式(12)所示改写。

[式12]

另外，静止坐标系的转子磁通能够通过将用上述式(12)求出的值代入到上述式(9)来计算。因此，本次的采样点中的推测位置θ_e^(n)能够通过上述式(10)计算。另外，2个采样点之间的推测速度ω_e^能够通过使用电流检测时刻间的时刻差Tb＝T_S+ΔT(n)的下述式(13)计算。

[式13]

推测部15将针对每个采样点由相电流判定部12判定的相电流i_u、i_v、i_w，向静止坐标系的电流i_α、i_β进行坐标变换。另外，推测部15将电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*向静止坐标系的电压v_α、v_β进行坐标变换。推测部15根据静止坐标系的电流i_α、i_β以及电压v_α、v_β、和由时刻差计算部13计算的时刻差Tb，进行上述式(12)的运算。推测部15将通过上述式(12)计算的值和静止坐标系的电流i_α、i_β代入到上述式(9)，计算静止坐标系的转子磁通。推测部15将通过上述式(9)计算的静止坐标系的转子磁通代入到上述式(10)，计算推测位置θ_e^。另外，推测部15将通过上述式(10)的运算计算的推测位置θ_e^和由时刻差计算部13计算的时刻差Tb代入到上述式(13)，计算推测速度ω_e^。

用上述式(12)、(13)表示的ΔT(n)的定义域如从图5也可知，是-0.5×T_S<ΔT(n)<0.5×T_S。因此，在使用上述式(12)、(13)的运算和使用上述式(8)、(11)的运算中，在误差中产生大的差。即，根据是否使用ΔT进行推测处理，在推测误差中产生大的差。

在此，说明基于使用上述式(11)的运算的速度推测。在此，以作为载波Sc的频率的载波频率是5kHz，相电流判定部12在载波Sc的1个周期一次判定3个相电流i_u、i_v、i_w的值的情况为例子进行说明。控制周期T_S是载波频率的倒数，是200μs。

在交流电动机1的转速ω_e是2500rad/s的情况下，交流电动机1的磁极位置θ_e在200μs的期间超前0.5rad。然而，电流检测时刻间的时刻差Tb在100μs至300μs的范围中变动。因此，例如，在时刻差Tb是300μs的情况下，磁极位置θ_e在300μs的期间超前0.75rad。在该情况下，在如上述式(11)所示将0.75rad除以控制周期T_S时，推测速度ω_e^成为3750rad，相对转速ω_e的真值成为1.5倍。该推测误差大到在控制交流电动机1中无法忽略的程度。

ΔT(n)的平均值为零，所以通过对推测速度ω_e^施加低通滤波器，能够去除由于ΔT(n)引起的误差，但在控制环内插入低通滤波器时，控制响应降低。因此，在利用上述式(11)的运算的推测处理中，难以实现高速响应。

推测部15进行上述式(13)的运算，所以将0.75rad除以时刻差Tb。因此，推测速度ω_e^是2500rad，与转速ω_e的真值一致。这样，推测部15通过进行使用上述式(13)的运算，相比于进行使用上述式(11)的运算的情况，能够大幅降低速度推测的误差。另外，推测部15通过进行上述式(12)的运算，相比于进行上述式(8)的运算的情况，能够大幅降低位置推测的误差。

如以上所述，实施方式1的推测装置9具备母线电流检测部11、相电流判定部12、时刻差计算部13以及推测部15。母线电流检测部11检测在通过根据电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*生成的多个栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w驱动的电压型逆变器4的直流母线61中流过的电流即母线电流i_bus的值。相电流判定部12根据由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值和多个栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的状态，判定从电压型逆变器4供给给交流电动机1的相电流i_u、i_v、i_w的值。时刻差计算部13计算被确定为在利用相电流判定部12的上次的判定处理中使用的母线电流i_bus的检测时刻的电流检测时刻和被确定为在利用相电流判定部12的本次的判定处理中使用的母线电流i_bus的检测时刻的电流检测时刻的时刻差Tb。被确定为在利用相电流判定部12的上次的判定处理中使用的母线电流i_bus的检测时刻的电流检测时刻是第1电流检测时刻的一个例子。被确定为在利用相电流判定部12的本次的判定处理中使用的母线电流i_bus的检测时刻的电流检测时刻是第2电流检测时刻的一个例子。推测部15根据电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*、相电流i_u、i_v、i_w的值以及时刻差Tb，推测交流电动机1的磁极位置θ_e以及转速ω_e中的至少一方。这样，推测装置9使用相电流判定部12的电流检测时刻间的时刻差Tb，进行推测处理。因此，推测装置9相比于根据在载波Sc中的连续的2个半周期各自中检测的母线电流i_bus的值通过插值处理判定3相的电流的值的情况，能够缩短作为判定3个相电流i_u、i_v、i_w的值的处理的周期的判定周期。另外，推测装置9将电流检测时刻间的时刻差Tb用于磁极位置θ_e以及转速ω_e的推测，所以即使在电流检测时刻间的时刻差Tb的变动大的情况下，也能够提高磁极位置θ_e以及转速ω_e的推测精度。因此，在交流电动机1高速旋转的情况或者进行零矢量调制的情况下，能够提高磁极位置θ_e以及转速ω_e的推测精度。

另外，根据电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*和载波Sc的比较，生成栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w。而且，电流检测时刻间的时刻差Tb比载波Sc的半周期的期间长，且比载波Sc的1.5倍的周期短。由此，推测装置9在交流电动机1高速旋转的情况或者进行零矢量调制的情况下，能够提高磁极位置θ_e以及转速ω_e的推测精度。

另外，具备推测装置9的驱动装置2具备使输入到电压型逆变器4的多个栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w中的至少1个在时间上偏移的脉冲移位处理部22。脉冲移位处理部22使栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w中的变化的间隔小于预先设定的时间TA的2个栅极脉冲信号中的至少1个在时间上偏移，使2个栅极脉冲信号的变化的间隔成为预先设定的时间TA以上。由此，与电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的值无关地，能够确保直至振铃收敛的等待时间。

另外，驱动装置2具备零矢量调制部34，该零矢量调制部34通过对电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*加上随机数值，使从电压型逆变器4输出的2个种类的零电压矢量的输出比率不规则地变化。由此，载波噪音的频谱峰值通过零矢量调制分散，能够降低载波噪音。在已进行零矢量调制的情况下，即使在交流电动机1低速旋转时，中间相的电压指令的波形也急剧变化，电流检测时刻间的时刻差Tb的变化变大。即使在这样的情况下，推测装置9也能够提高磁极位置θ_e以及转速ω_e的推测精度。

实施方式2.

实施方式2的推测装置的推测部在使用自适应观察器推测交流电动机的位置以及速度的方面，与实施方式1的推测装置的推测部不同。以下，关于具有与实施方式1同样的功能的构成要素附加同一符号而省略说明，以与实施方式1不同的点为中心进行说明。

图15是示出本发明的实施方式2的包括推测装置的电动机系统的结构例的一个例子的图。如图15所示，实施方式2的电动机系统100A代替具有控制装置5的驱动装置2，而具备具有控制装置5A的驱动装置2A。控制装置5A代替具有推测部15的推测装置9，而具备具有推测部15A的推测装置9A。

图16是示出实施方式2的推测部的结构例的图。推测部15A由自适应观察器构成，推测交流电动机1的磁极位置θ_e以及转速ω_e。自适应观察器用将交流电动机1的定子磁通以及转子磁通作为状态量的状态方程式规定，所以还被称为自适应磁通观察器。此外，还能够作为状态量使用扩展感应电压或者电流等来构成自适应观察器。

图16所示的推测部15A使用电压矢量、电流矢量以及电流检测时刻间的时刻差Tb，计算推测速度ω_e^和推测位置θ_e^，输出计算的推测速度ω_e^和推测位置θ_e^。电压矢量是从电压型逆变器4输出到交流电动机1的电压的矢量，电流矢量是从电压型逆变器4输出到交流电动机1的电流的矢量。

推测部15A具备模型偏差运算部51、角速度推测器52、一次角频率运算器53以及积分器54。模型偏差运算部51根据电压矢量、电流矢量、一次角频率ω₁、推测速度ω_e^、以及电流检测时刻间的时刻差Tb，运算模型偏差ε。角速度推测器52根据模型偏差ε和电流检测时刻间的时刻差Tb，运算推测速度ω_e^。一次角频率运算器53使用推测磁通矢量、推测电流矢量以及推测速度ω_e^，运算一次角频率ω₁。积分器54根据电流检测时刻间的时刻差Tb，对一次角频率ω₁进行积分而输出推测位置θ_e^。

模型偏差运算部51具备电流推测器71、减法器72以及偏差运算器73。电流推测器71根据电压矢量、电流矢量、一次角频率ω₁、推测速度ω_e^以及电流检测时刻间的时刻差Tb，计算推测磁通矢量和推测电流矢量，输出计算的推测磁通矢量和推测电流矢量。减法器72通过从推测电流矢量减去电流矢量，计算电流偏差矢量，输出计算的电流偏差矢量。

偏差运算器73将来自减法器72的电流偏差矢量作为输入，将推测磁通矢量的正交分量作为标量抽出，将抽出的标量作为模型偏差ε输出。作为将推测磁通矢量的正交分量作为标量抽出的手法，已知在使电流偏差矢量旋转的正交坐标系上进行坐标变换的手法和运算电流偏差矢量与推测磁通矢量的外积值的大小的手法。

电流推测器71根据交流电动机1的状态方程式，推测电流和磁通。在此，假设为交流电动机1是一般的埋入型永久磁铁同步电动机，但如果能够列出方程式，则也可以是如感应电动机、表面型永久磁铁同步电动机、绕组励磁式同步电动机或者磁阻式同步电动机等其他种类的电动机。即，电流推测器71关于其他种类的电动机，也能够用同样的方法进行电流推测。

在交流电动机1是永久磁铁埋入型同步电动机的情况下，状态方程式如下述式(14)以及式(15)所示。其中，“L_d”表示d轴的电感，“L_q”表示q轴的电感，“i_d”表示d轴电流，“i_q”表示q轴电流，表示d轴定子磁通，/>表示q轴定子磁通，/>表示d轴转子磁通，记号“^”表示推测值。另外，“R_a”表示电枢电阻，“ω₁”表示一次角频率，“v_d”表示d轴电压，“v_q”表示q轴电压，“h₁₁”至“h₃₂”表示观察器增益。另外，一次角频率ω₁如下述式(16)所示提供。“h₄₁”、“h₄₂”表示观察器增益。

[式14]

[式15]

[式16]

上述式(14)以及式(15)是基于通常的感应电压的式，但即使对上述式(14)以及式(15)施加变形而用扩展感应电压的形式表现也能够进行同样的计算。此外，上述式(14)以及式(15)是dq旋转坐标中的公式，但即使对上述式(14)以及式(15)施加变形而用静止αβ坐标或者3相坐标这样的其他坐标系表现也能够进行同样的计算。在上述式(14)中包括推测速度ω_e^，所以在推测速度ω_e^和实际的转速ω_e不一致的情况下，在电流推测中产生误差。在此，如下述式(17)所示定义模型偏差ε，推测部15A以使模型偏差ε成为零的方式，使用角速度推测器52调整推测速度ω_e^的值。角速度推测器52例如是对比例积分控制器串联连接积分器而构成的。

[式17]

一次角频率运算器53依据上述式(16)，根据推测磁通矢量、推测电流矢量以及推测速度ω_e^，运算一次角频率ω₁。积分器54通过对一次角频率ω₁进行积分，推测磁极位置θ_e。自适应观察器在对交链磁通数的变动具有鲁棒性、且不发生稳定的速度推测误差的方面优良，是高性能的速度推测法。

关于上述式(14)以及式(15)的状态方程式，由于电流检测时刻间的时刻差Tb变动，所以在离散化时需要注意。在通过欧拉法进行离散化时，能够得到下述式(18)至式(21)。其中，“T_S”是控制周期，“n”是表示本次的采样点的值，“n-1”是表示上次的采样点的值，“t_avg”表示从电流检测采样点至载波Sc的谷的时间。载波Sc的谷例如表示载波Sc成为极小值的位置，在图5所示的时刻t7、t16分别出现。电流检测采样点例如是上述电流检测时刻。另外，一次角频率ω₁如下述式(22)所示提供。

[式18]

[式19]

[式20]

[式21]

Δt_(n-1)＝t_avg(n-1)-t_avg(n)…(21)

[式22]

推测部15A的模型偏差运算部51使用推测位置θ_e^，进行坐标变换。模型偏差运算部51通过使用由积分器54得到的推测位置θ_e^，将3个相电流i_u、i_v、i_w向作为旋转的正交坐标系的dq坐标系的电流进行坐标变换，求出d轴电流i_d以及q轴电流i_q。另外，模型偏差运算部51使用由积分器54得到的推测位置θ_e^，将3相的电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊向作为旋转的正交坐标系的dq坐标系的电压进行坐标变换，从而求出d轴电压v_d以及q轴电压v_q。此外，关于为了得到d轴电压v_d以及q轴电压v_q用于坐标变换的推测位置θ_e^，例如，可以使用电流检测时刻间的中央的时刻的位置。此外，在上述式(19)以及式(20)的状态方程式中，将定子磁通和转子磁通用作状态量，但也可以将电流或者扩展感应电压作为状态量。

在上述式(19)中，包括推测速度ω_e^，所以在推测速度ω_e^和实际的转速ω_e不一致的情况下，在电流推测中产生误差。在此，如下述式(23)所示定义模型偏差ε，推测部15A以使模型偏差ε成为零的方式，使用角速度推测器52，调整推测速度ω_e^的值。角速度推测器52通过下述式(24)至式(26)的运算，计算推测速度ω_e^。在下述式(25)中，“x_a”是比例积分控制的状态量，“n+1”是下次的采样点。

[式23]

[式24]

[式25]

x_a(n+1)＝x_a(n)+(T_s+ΔT(n))·ε(n)…(25)

[式26]

在上述式(25)中，使用ΔT(n)，在上述式(26)中，使用ΔT(n-1)。因此，推测部15A即使在电流检测时刻间的时刻差Tb变动的情况下，也能够高精度地计算推测速度ω_e^。

一次角频率运算器53通过将推测磁通矢量、推测电流矢量以及推测速度ω_e^代入到上述式(22)，计算一次角频率ω₁。积分器54通过使用下述式(27)，对一次角频率ω₁进行积分，计算推测位置θ_e^。此外，Tb＝T_S+ΔT(n)。在下述式(27)中，使用ΔT(n)，所以推测部15A即使在有电流检测时刻间的时刻差Tb的变动的情况下，也能够高精度地计算推测位置θ_e^。

[式27]

如以上所述，实施方式2的推测部15A具备电流推测器71、减法器72、偏差运算器73以及角速度推测器52。电流推测器71是状态量推测部的一个例子，减法器72以及偏差运算器73是误差计算部的一个例子，角速度推测器52是速度推测部的一个例子。电流推测器71推测交流电动机1的磁通矢量和电流矢量，输出作为推测的结果的推测磁通矢量和推测电流矢量。磁通矢量是状态量的一个例子。偏差运算器73计算模型偏差ε。模型偏差ε是状态量的误差的一个例子。角速度推测器52根据模型偏差ε和时刻差Tb，计算推测速度ω_e^。另外，电流推测器71根据电压矢量、电流矢量、一次角频率ω₁、推测速度ω_e^以及电流检测时刻间的时刻差Tb，计算推测磁通矢量和推测电流矢量。在推测部15A中，不发生稳定的速度推测误差，所以能够高精度地进行速度推测。

实施方式3.

在实施方式3中，在使用在电流检测时刻间从电压型逆变器施加到交流电动机的电压推测交流电动机的位置以及速度的方面，与实施方式1、2的驱动装置不同。以下，关于具有与实施方式1同样的功能的构成要素附加同一符号省略说明，以与实施方式1、2的控制装置5、5A不同的点为中心进行说明。

图17是示出本发明的实施方式3的包括推测装置的电动机系统的结构例的一个例子的图。如图17所示，实施方式3的电动机系统100B代替具有控制装置5的驱动装置2或者具有控制装置5A的驱动装置2A，而具备具有控制装置5B的驱动装置2B。控制装置5B代替推测装置9或者推测装置9A，而具备推测装置9B。

推测装置9B具备母线电流检测部11、相电流判定部12、时刻差计算部13、检测时刻间电压运算部14以及推测部15B。检测时刻间电压运算部14根据栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w和电流检测时刻间的时刻差Tb，计算电流检测时刻间的3个相电压v_ub、v_vb、v_wb的值。由检测时刻间电压运算部14计算的相电压v_ub、v_vb、v_wb的值是电流检测时刻间中的u相、v相、以及w相的电压即3个相电压的瞬时值。推测部15B在代替电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，使用电流检测时刻间的3个相电压v_ub、v_vb、v_wb的值，计算推测速度ω_e^以及推测位置θ_e^的方面，与推测部15或者推测部15A不同。相电压v_ub是u相的电压，相电压v_vb是v相的电压，相电压v_wb是w相的电压。以下，有时将相电压v_ub记载为u相电压v_ub，将相电压v_vb记载为v相电压v_vb，将相电压v_wb记载为w相电压v_wb。另外，有时将相电压v_ub、v_vb、v_wb的值简记为相电压v_ub、v_vb、v_wb。

检测时刻间电压运算部14根据电流检测时刻间中的各栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的占空比，计算电流检测时刻间的3个相电压v_ub、v_vb、v_wb的值。具体而言，检测时刻间电压运算部14根据在电流检测时刻间中栅极脉冲信号G_u成为开启的开启时间的比，计算电流检测时刻间的u相的电压v_u的值。同样地，检测时刻间电压运算部14根据在电流检测时刻间中栅极脉冲信号G_v成为开启的时间即开启时间，计算电流检测时刻间的v相的电压v_v的值。另外，检测时刻间电压运算部14根据在电流检测时刻间中栅极脉冲信号G_w成为开启的时间即开启时间，计算电流检测时刻间的w相的电压v_w的值。

图18是示出实施方式3的检测时刻间电压运算部的结构例的图。如图18所示，检测时刻间电压运算部14具备开启时间计算部41和电压计算部42。开启时间计算部41计算在电流检测时刻间多个栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w各自成为开启的时间即开启时间。电压计算部42根据母线电压V_dc的值、由开启时间计算部41计算的开启时间以及由时刻差计算部13计算的时刻差Tb，计算3个相电压v_ub、v_vb、v_wb的值。母线电压V_dc是作为低电位侧的直流母线61与高电位侧的直流母线61之间的电压的母线电压，母线电压V_dc的值是母线电压V_dc的瞬时值。

图19是用于说明实施方式3的利用检测时刻间电压运算部的电流检测时刻间的3个相电压的计算方法的图。在图19所示的例子中，在最初的相电流判定周期中用于判定第2相的电流的值的母线电流i_bus的检测时刻即时刻t5被确定为最初的电流检测时刻。另外，在接下来的相电流判定周期中用于判定相同的第2相的电流的值的母线电流i_bus的检测时刻即时刻t15被确定为接下来的电流检测时刻。因此，在图19所示的例子中，用Tb＝t15-t5，求出电流检测时刻间的时刻差Tb。此外，在图19中，关于各栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w，不通过脉冲移位处理部22进行脉冲移位处理。

检测时刻间电压运算部14能够通过下述式(28)的运算，计算电流检测时刻间的u相电压v_ub的值。在下述式(28)中，“tuon1”是在电流检测时刻间的前半中u相的栅极脉冲信号G_u的开启时间，“tuon2”是在电流检测时刻间的后半中u相的栅极脉冲信号G_u的开启时间。另外，“V_dc”是母线电压，由未图示的母线电压检测单元检测。此外，在母线电压恒定的情况下，也可以不使用母线电压检测单元。

[式28]

同样地，检测时刻间电压运算部14能够通过下述式(29)以及式(30)的运算，计算电流检测时刻间的v相电压v_vb的值以及电流检测时刻间的w相电压v_wb的值。“tvon1”是在电流检测时刻间的前半中v相的栅极脉冲信号G_v成为开启的时间，“tvon2”是在电流检测时刻间的后半中v相的栅极脉冲信号G_v成为开启的时间。另外，“twon1”是在电流检测时刻间的前半中w相的栅极脉冲信号G_w成为开启的时间，“twon2”是在电流检测时刻间的后半中w相的栅极脉冲信号G_w成为开启的时间。

[式29]

[式30]

在相电流判定部12中使用的母线电流i_bus的检测时刻变动，所以电流检测时刻间的时刻差Tb在大部分的情况下，与载波Sc的周期不一致。因此，电流检测时刻间的u相电压v_ub的值在大部分的情况下与电压指令v_u ^*不一致。由于同样的理由，v相电压v_vb的值也在大部分的情况下与电压指令v_v ^*不一致，w相电压v_wb的值也在大部分的情况下与电压指令v_w ^*不一致。因此，在速度推测以及位置推测中使用电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的情况下，由于电压误差而在速度推测以及位置推测中产生误差。

在针对载波Sc的每1周期1次进行利用相电流判定部12的3个相电流i_u、i_v、i_w的判定处理的情况下，电流检测时刻间的时刻差Tb相对载波周期Tc在0.5×Tc<Tb<1.5×Tc的范围中变动。在该情况下，电压误差的变动大，在速度推测以及位置推测中产生的误差的变动也变大。

推测部15B使用由检测时刻间电压运算部14计算的电流检测时刻间的3个相电压v_ub、v_vb、v_wb的值，进行速度推测以及位置推测。因此，推测部15B能够进行推测精度高的速度推测以及位置推测。

推测部15B将由检测时刻间电压运算部14计算的电流检测时刻间的3个相电压v_ub、v_vb、v_wb，向静止坐标系的电压v_α、v_β进行坐标变换。即，推测部15B在使用代替电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*对电流检测时刻间的3个相电压v_ub、v_vb、v_wb进行坐标变换而得到的静止坐标系的电压v_α、v_β的方面，与推测部15、15A不同。

在推测部15B如自适应观察器根据状态量的推测误差计算速度的算法的情况下，推测部15B计算状态量的推测值和真值的差分，测定误差。在图16所示的自适应观察器中，减法器72计算推测电流矢量和电流矢量的差分。在计算推测电流矢量和电流矢量的差分的处理中，在推测电流矢量和电流矢量中有时刻的偏移时，有时无法高精度地进行推测电流矢量和电流矢量的差分的计算结果。推测部15B的电流推测器71通过如上所述使用电流检测时刻间的3个相电压v_ub、v_vb、v_wb的值，能够高精度地求出电流检测时刻的推测电流矢量。

在此，具体地说明利用检测时刻间电压运算部14的电流检测时刻间的3个相电压v_ub、v_vb、v_wb的值的计算方法的一个例子。首先，说明电流检测时刻间中的各栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的开启时间的检测方法的一个例子。

检测时刻间电压运算部14的开启时间计算部41将电流检测时刻间的期间分割为3个以上的区间。开启时间计算部41针对栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的每一个，求出在分割的3个以上的区间的各个区间中栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w成为开启的时间即开启时间。开启时间计算部41通过针对栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的每一个合计分割的3个以上的区间的各个区间的开启时间，针对栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的每一个计算电流检测时刻间中的开启时间。由此，开启时间计算部41能够高精度地计算电流检测时刻间中的各栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的开启时间。

以下，以电流检测时刻间中的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的开启时间中的栅极脉冲信号G_u的开启时间为例子进行说明。检测时刻间电压运算部14的开启时间计算部41通过分别计算开启时间tuon1和开启时间tuon2，并合计开启时间tuon1和开启时间tuon2，求出栅极脉冲信号G_u的开启时间。

首先，说明开启时间tuon1的计算方法。在此，将从载波Sc的顶点的时刻向电流检测时刻的相对时间定义为Tdet1、Tdet2。在图19所示的例子中，载波Sc的顶点是载波Sc的谷。载波Sc的谷的时刻是时刻t7、t16。

相对时间Tdet1是作为电流检测时刻的时刻t5直至载波Sc成为顶点的时刻t7的时间。相对时间Tdet2是作为电流检测时刻的时刻t15直至载波Sc成为顶点的时刻t16的时间。相电流判定部12能够计算表示载波Sc成为顶点的定时和电流检测时刻的相对的时刻差的相对时间Tdet1、Tdet2。相电流判定部12将计算的相对时间Tdet1、Tdet2通知给检测时刻间电压运算部14。

在图19中，示出未进行上述脉冲移位处理的例子，但在已进行针对栅极脉冲信号G_u的脉冲移位处理的情况下，栅极脉冲信号G_u的开启和关闭的切换的定时变化。开启时间tuon1跨越载波Sc的下降半周期和上升半周期，所以在已进行脉冲移位处理的情况下，开启时间tuon1中的载波Sc的下降半周期的时间宽度和上升半周期的时间宽度变化。因此，开启时间计算部41将开启时间tuon1分成下降半周期和上升半周期而计算。

在此，将时刻t1至时刻t11的载波周期设为第1载波周期，将时刻t11至时刻t17的载波周期设为第2载波周期。在第1载波周期的下降半周期中，在检测到用于判定作为第2相的电流的w相的电流i_w的值的母线电流i_bus的值的时刻t5的时间点，u相的栅极脉冲信号G_u已经从关闭切换到开启。因此，开启时间tuon1中的下降半周期的开启时间与相对时间Tdet1相同。在该情况下，开启时间计算部41判定为开启时间tuon1中的下降半周期的开启时间是与相对时间Tdet1相同的时间。

在假设在时刻t5中u相的栅极脉冲信号G_u未从关闭切换到开启的情况下，开启时间tuon1中的下降半周期的开启时间能够根据u相的栅极脉冲信号G_u求出。例如，开启时间计算部41能够将从u相的栅极脉冲信号G_u从关闭切换到开启的时刻至载波Sc的顶点的时刻t7的时间计算为开启时间tuon1中的下降半周期的开启时间。

ON时间计算部41根据u相的栅极脉冲信号G_u，计算开启时间tuon1中的上升半周期的开启时间。开启时间计算部41能够将从载波Sc的顶点的时刻t7至u相的栅极脉冲信号G_u从开启切换到关闭的时刻的时间计算为开启时间tuon1中的上升半周期的开启时间。

接下来，说明开启时间tuon2的计算方法。开启时间计算部41计算第2载波周期的下降半周期中的u相的栅极脉冲信号G_u的开启时间，并从计算的时间减去相对时间Tdet2，从而能够得到开启时间tuon2。例如，开启时间计算部41在第2载波周期中，计算从u相的栅极脉冲信号G_u从关闭切换到开启的时刻t12至载波Sc的顶点的时刻t16的时间。开启时间计算部41通过从时刻t12至时刻t16的时间减去相对时间Tdet2，得到开启时间tuon2。但是，开启时间tuon2的最小值是零，所以开启时间计算部41在计算结果成为负的情况下，强制地使开启时间tuon2成为零。

相电流判定部12还能够根据相对时间Tdet1、Tdet2，计算电流检测时刻间的时刻差Tb。电流检测时刻的时刻差Tb的变动量ΔT(t)是相对时间Tdet1和相对时间Tdet2的差。另外，电流检测时刻的时刻差Tb是对载波周期Tc加上变动量ΔT(t)的结果。相电流判定部12能够通过下述式(31)的运算，计算电流检测时刻间的时刻差Tb。

[式31]

Tb＝Tc+(Tdet1-Tdet2)…(31)

这样，实施方式3的控制装置5B无需检测电流检测时刻的绝对时间，而能够根据相对时间Tdet1、Tdet2，计算电流检测时刻间的时刻差Tb和电流检测时刻间的3个相电压v_ub、v_vb、v_wb的值。

此外，开启时间计算部41还能够代替栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w，根据3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，计算栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的开启时间。在该情况下，开启时间计算部41根据3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的大小，计算栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w从关闭切换到开启的时刻。另外，计算从中间相的栅极脉冲信号G从关闭切换到开启起经过时间TA为止的时间。然后，开启时间计算部41能够根据栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w从关闭切换到开启的时刻和从中间相的栅极脉冲信号G从关闭切换到开启起经过时间TA为止的时间，计算栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的开启时间。

这样，检测时刻间电压运算部14的开启时间计算部41将电流检测时刻间的期间分割为3个区间，在分割的3个区间的各个区间中求出栅极脉冲信号G的开启时间。开启时间计算部41通过合计分割的3个区间各自的开启时间，计算电流检测时刻间中的栅极脉冲信号G的开启时间。在上述例子中，3个区间是最初进行电流检测的下降半周期、不进行电流检测的上升半周期以及接着进行电流检测的下降半周期。检测时刻间电压运算部14的开启时间计算部41通过将电流检测时刻间中的栅极脉冲信号G的开启时间除以电流检测时刻间的时刻差Tb，计算电流检测时刻间中的栅极脉冲信号G的占空比。检测时刻间电压运算部14的电压计算部42根据电流检测时刻间中的栅极脉冲信号G的占空比，计算电流检测时刻间中的电压。

检测时刻间电压运算部14即使在通过相电流判定部12检测相电流的周期是载波Sc的周期的1.5倍以上的情况下，通过将电流检测时刻间分割为4个以上的区间，分情况进行计算，也能够计算电流检测时刻间的电压。

另外，在上述例子中，检测时刻间电压运算部14计算栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w成为开启的期间，但还能够计算栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w成为关闭的期间。载波Sc的下降半周期以及上升半周期的长度既知。因此，通过计算在电流检测时刻间中栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w成为关闭的期间，能够间接地求出在电流检测时刻间中栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w成为开启的时间。

如上所述，电流检测时刻间的时刻差Tb在大部分的情况下，与载波周期Tc不一致，并且交流电动机1的旋转越高速，变动越大。另外，如使用图8以及图9说明的那样，中间相的波形相对3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的基本频率包含3n次的频率分量。n是1以上的整数。因此，在交流电动机1高速旋转的情况下，电流检测时刻间的时刻差Tb和载波周期Tc的偏移在电角3f的周期中变得显著。电角3f是交流电动机1的电角频率的3倍的频率。

图20是示出实施方式3的使电流检测时刻间的时刻差成为固定值的情况下的速度推测的结果的一个例子的图。图21是示出对图20所示的速度推测的结果进行FFT解析的结果的图。在图20以及图21中，脉动负载的频率等于交流电动机1的旋转轴的旋转频率，交流电动机1的极对数是3。在图20中，纵轴是交流电动机1的转速ω_e，横轴是时刻。另外，在图21中，纵轴是交流电动机1的转速ω_e，横轴是频率。以下，将作为交流电动机1的相电压或者相电流的频率的电气性频率记载为“f_e”，将作为交流电动机1的旋转轴的旋转频率的机械性频率记载为“f_m”。此外，在此，转速ω_e和电气性频率f_e的关系用ω_e＝2π·f_e表示。π是圆周率。另外，在将交流电动机1的极对数表示为“P_m”时，电气性频率f_e和机械性频率f_m的关系用f_e＝P_m·f_m表示。

如图20所示，在使电流检测时刻间的时刻差Tb成为固定值的情况下，相比于速度真值，在推测速度的波形中，高频的振动分量更大。如图21所示，在对图20所示的推测速度进行FFT解析时，振动的主要的分量是交流电动机1的电气性频率f_e的3倍的频率分量。在使用单分流电流检测的情况下，在电气性频率f_e的3倍的频率电流检测时刻变化，但由于忽略电流检测时刻间的时刻差Tb的变动，所以如图20所示，在推测速度中，产生大的误差。另外，如图20所示，由于脉动负载的影响，速度真值在机械性频率f_m的1倍的频率振动，但在推测速度的波形中，以覆盖该振动的方式，在机械性频率f_m的1.4倍的频率有峰值。因此，机械性频率f_m的1倍的脉动几乎看不到。

如上所述交流电动机1的极对数是3，但作为电气3f分量以及机械9f分量的边带，出现机械7.6f分量和机械10.4f分量的峰值。电气3f分量是电气性频率f_e的3倍的频率分量，机械9f分量是机械性频率f_m的9倍的频率分量。另外，机械7.6f分量是机械性频率f_m的7.6倍的频率分量，机械10.4f分量是机械性频率f_m的10.4倍的频率分量。

这样，在使电流检测时刻间的时刻差Tb成为固定值的情况下的速度推测中，由于基于单分流电流检测方式的电流检测时刻的变化和对电流检测时刻的变化附随的电压误差，产生在速度真值中不包含的分量的速度推测误差。

图22是示出实施方式3的利用推测部的速度推测的结果的一个例子的图。图23是示出对图22所示的速度推测的结果进行FFT解析的结果的图。在图22以及图23中，脉动负载的频率等于机械性频率f_m，交流电动机1的极对数是3。在图22中，纵轴是交流电动机1的转速ω_e，横轴是时刻。另外，在图23中，纵轴是交流电动机1的转速ω_e，横轴是频率。

实施方式3的推测部15B根据由相电流判定部12确定的电流检测时刻间的时刻差Tb和由检测时刻间电压运算部14计算的电流检测时刻间的相电压v_ub、v_vb、v_wb的值，进行速度推测。由此，推测部15B如图22以及图23所示，能够大幅降低速度推测的误差。同样地，实施方式3的推测部15B根据由相电流判定部12检测的电流检测时刻间的时刻差Tb和由检测时刻间电压运算部14确定的电流检测时刻间的相电压v_ub、v_vb、v_wb的值，进行位置推测。由此，推测部15B能够大幅降低位置推测的误差。

如以上所述，实施方式3的推测装置9B具备检测时刻间电压运算部14，该检测时刻间电压运算部14根据电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*计算在电流检测时刻间从电压型逆变器4施加到交流电动机1的相电压v_ub、v_vb、v_wb的值。检测时刻间电压运算部14是相电压计算部的一个例子。推测部15B根据相电流i_u、i_v、i_w的值、时刻差Tb以及由检测时刻间电压运算部14计算的相电压v_ub、v_vb、v_wb的值，计算推测位置θ_e^和推测速度ω_e^。

另外，检测时刻间电压运算部14具备开启时间计算部41和电压计算部42。开启时间计算部41计算在电流检测时刻间多个栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的各个栅极脉冲信号成为开启的时间即开启时间。电压计算部42根据母线电压V_dc的值、由开启时间计算部41计算的开启时间以及由时刻差计算部13计算的时刻差Tb，计算相电压v_ub、v_vb、v_wb的值。由此，检测时刻间电压运算部14能够根据栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w，计算电流检测时刻间中的相电压v_ub、v_vb、v_wb的值。

另外，开启时间计算部41将电流检测时刻间的期间分割为3个以上的区间，求出在3个以上的区间的各个区间中多个栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的各个栅极脉冲信号成为开启的时间即开启时间。开启时间计算部41通过针对每个栅极脉冲信号G合计3个以上的区间的各个区间的开启时间，计算电流检测时刻间中的各栅极脉冲信号G的开启时间。由此，检测时刻间电压运算部14能够高精度地计算电流检测时刻间中的各栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w的开启时间。

实施方式4.

在实施方式4中，具体地说明交流电动机的驱动装置中的除了上述推测装置以及电压型逆变器以外的部分的结构。以下，关于具有与实施方式3同样的功能的构成要素附加同一符号而省略说明，以与实施方式3的电动机系统100B不同的点为中心进行说明。

图24是示出本发明的实施方式4的电动机系统的结构例的图。如图24所示，电动机系统100C具备交流电动机1和驱动装置2C。驱动装置2C具备电压型逆变器4和控制装置5C。控制装置5C具备推测装置9B、速度控制部30、坐标变换部31、33、dq轴电流控制部32、零矢量调制部34以及栅极脉冲生成部35。此外，控制装置5C也可以是代替推测装置9B而具备推测装置9或者推测装置9A的结构。此外，控制装置5C成为基于dq坐标系的无传感器矢量控制，但也可以使用其他控制法、坐标系。

速度控制部30以使由推测装置9B计算的推测速度ω_e^与速度指令ω^*一致的方式，生成d轴电流指令i_d ^*以及q轴电流指令i_q ^*。速度控制部30由PID(Proportional IntegralDifferential，比例积分微分)控制器等反馈控制器构成，但也可以由反馈控制器以外的控制器构成。另外，速度控制部30也可以是与PID控制器并联地具有前馈控制器的结构，由此，能够加快控制响应。另外，速度控制部30也可以是将反复控制等振动抑制控制器与PID控制器并用而提高特定频率的干扰响应的结构。

q轴电流指令i_q ^*以使推测速度ω_e^和速度指令ω^*的偏差收敛到零的方式决定，但d轴电流指令i_d ^*的决定方法能够根据交流电动机1的种类进行各种变更。例如，在交流电动机1是表面型永久磁铁同步电动机的情况下，速度控制部30能够进行在电压不饱和的状况下使d轴电流指令i_d ^*成为零的控制方式即“i_d＝0控制”。通过“i_d＝0控制”，能够降低铜损。另外，在交流电动机1是埋入型永久磁铁同步电动机的情况下，能够并用磁阻转矩，所以速度控制部30还能够进行“最大转矩/电流控制(Maximum Torque Per Ampere control)”。“最大转矩/电流控制”是提供负方向的d轴电流指令i_d ^*的控制方式，能够降低铜损。另外，速度控制部30还能够进行作为提供更大的负方向的d轴电流指令i_d ^*的控制方式的弱磁通控制。通过进行弱磁通控制，在电压饱和时，不论交流电动机1是表面型永久磁铁同步电动机还是埋入型永久磁铁同步电动机，都能够与铜损的增加交换地使机械输出增大。

坐标变换部31根据由推测装置9B计算的推测位置θ_e^，通过坐标变换，将相电流i_u、i_v、i_w，变换到作为dq坐标系的电流的d轴电流i_d以及q轴电流i_q。dq轴电流控制部32以使d轴电流i_d与d轴电流指令i_d ^*一致的方式调整d轴电压指令v_d ^*，以使q轴电流i_q与q轴电流指令i_q ^*一致的方式调整q轴电压指令v_q ^*。dq轴电流控制部32例如具备：未图示的PID(ProportionalIntegral Differential)控制器，对d轴电流i_d进行反馈控制；未图示的PID控制器，对q轴电流i_q进行反馈控制；以及未图示的非干扰化控制，对dq轴的干扰分量进行前馈补偿。

这样，dq轴电流控制部32在dq坐标系中，个别地控制d轴电流i_d和q轴电流i_q，由此，实现良好的电流控制性能。此外，在速度控制部30以及dq轴电流控制部32中包括微积分的运算，所以dq轴电流控制部32使用电流检测时刻间的时刻差Tb，防止微积分的运算误差。

坐标变换部33根据由推测装置9B计算的推测位置θ_e^，将d轴电压指令v_d ^*以及q轴电压指令v_q ^*向电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*进行坐标变换。零矢量调制部34针对由坐标变换部33坐标变换的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，进行零矢量调制。栅极脉冲生成部35根据电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，生成栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w，将生成的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w输出给电压型逆变器4。栅极脉冲生成部35如上所述具有脉冲移位处理部22，所以能够与电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*的值无关地通过相电流判定部12判定3相电流的值。因此，推测装置9B能够进一步提高位置推测以及速度推测的精度，能够进一步提高控制性能。

推测装置9B的推测部15B如上所述，根据基于单分流电流检测方式的电流检测时刻的时刻差Tb和对电流检测时刻的时刻差Tb附随地变化的电流检测时刻间的电压，进行速度推测以及位置推测。即，推测部15B根据由相电流判定部12检测的电流检测时刻间的时刻差Tb和由检测时刻间电压运算部14计算的电流检测时刻间的电压，进行速度推测以及位置推测。由此，推测装置9B能够大幅降低速度推测以及位置推测的误差。

图25是示出实施方式4的控制装置的硬件结构的一个例子的图。如图25所示，实施方式4的控制装置5C具备母线电流检测部11和处理电路80。处理电路80具备处理器81、存储器82、输入电路83、AD(Analog to Digital，模拟数字)变换电路84、以及DA(Digital toAnalog，数字模拟)变换电路85。处理器81包括CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)、DSP(Digital Signal Processer，数字信号处理器)以及系统LSI(Large ScaleIntegration，大规模集成电路)中的1个以上。存储器82包括RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪速存储器、EPROM(ErasableProgrammable Read Only Memory，可擦除可编程只读存储器)以及EEPROM(注册商标)(electrically erasable programmable read only memory，电可擦可编程只读存储器)中的1个以上。另外，存储器82包括记录有计算机可读取的程序的记录介质。上述记录介质包括非易失性或者易失性的半导体存储器、磁盘、软盘存储器、光盘、紧凑盘以及DVD(Digital Versatile Disc，数字通用光盘)中的1个以上。

处理器81通过读出并执行存储于存储器82的记录介质的程序，执行相电流判定部12、时刻差计算部13、检测时刻间电压运算部14以及推测部15B的功能。输入电路83将来自外部的速度指令ω^*或者3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*通知给处理器81。处理器81进行根据来自外部的速度指令ω^*或者3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*推测磁极位置θ_e以及转速ω_e的处理。AD变换电路84将由母线电流检测部11检测的母线电流i_bus的值从模拟信号变换为数字信号。处理器81从AD变换电路84取得数字化的母线电流i_bus的值，进行基于取得的母线电流i_bus的值的处理。另外，处理器81调制3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*而生成栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w，将生成的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w输出给DA变换电路85。DA变换电路85将栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w从数字信号变换为模拟信号，将变换为模拟信号的栅极脉冲信号G_u、G_v、G_w输出给栅极驱动器7。此外，在栅极驱动器7设置有调制单元的情况下，处理器81能够将3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*发送给栅极驱动器7。在该情况下，3相的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*既可以是数字值也可以是模拟值。

在处理器81、存储器82、输入电路83、AD变换电路84以及DA变换电路85之间进行数据的发送接收。数据用数字信号发送接收，但也可以用模拟信号发送接收。另外，数据的发送接收方法既可以是并行通信也可以是串行通信。另外，模拟信号和数字信号也可以通过未图示的变换器适当地变换。

此外，实施方式1、2的推测装置9、9A也与实施方式4的推测装置9B同样地，能够通过图25所示的硬件结构实现。例如，处理器81通过读出并执行存储于存储器82中的记录介质中的程序，能够执行相电流判定部12、时刻差计算部13以及推测部15的功能。另外，处理器81通过读出并执行存储于存储器82中的记录介质的程序，能够执行相电流判定部12、时刻差计算部13以及推测部15A的功能。

另外，处理器81除了推测装置9、9A、9B的功能以外，还能够执行速度控制部30、坐标变换部31、33、dq轴电流控制部32、零矢量调制部34以及栅极脉冲生成部35的功能的一部分或者全部。在该情况下，处理器81通过读出并执行存储于存储器82的程序，执行速度控制部30、坐标变换部31、33、dq轴电流控制部32、零矢量调制部34以及栅极脉冲生成部35的功能。

如以上所述，在实施方式4的驱动装置2C中，使用磁极位置θ_e以及转速ω_e的推测精度高的推测装置9B。因此，在驱动装置2C中，在交流电动机1高速旋转的情况或者进行零矢量调制的情况下，针对交流电动机1的控制的性能提高。

以上的实施方式所示的结构是本发明的内容的一个例子，既能够与其他公知的技术组合，也能够在不脱离本发明的要旨的范围内将结构的一部分省略、变更。

Claims (9)

1.一种推测装置，其特征在于，具备：

母线电流检测部，检测母线电流的值，该母线电流为在通过根据电压指令生成的多个栅极脉冲信号来驱动的电压型逆变器的直流母线中流过的电流；

相电流判定部，进行根据由所述母线电流检测部检测的母线电流的值和所述多个栅极脉冲信号的状态，判定从所述电压型逆变器供给到交流电动机的多个相电流的值的判定处理；

时刻差计算部，计算被确定为在利用所述相电流判定部的上次的判定处理中使用的所述母线电流的检测时刻的第1电流检测时刻和被确定为在利用所述相电流判定部的本次的判定处理中使用的所述母线电流的检测时刻的第2电流检测时刻的时刻差；以及

推测部，根据由所述相电流判定部判定的所述多个相电流的值和由所述时刻差计算部计算的所述时刻差，推测所述交流电动机的位置及速度中的至少一方。

2.根据权利要求1所述的推测装置，其特征在于，

具备相电压计算部，该相电压计算部根据所述电压指令计算在所述第1电流检测时刻与所述第2电流检测时刻之间从所述电压型逆变器施加到所述交流电动机的相电压的值，

所述推测部根据所述多个相电流的值、所述时刻差以及由所述相电压计算部计算的所述相电压的值，推测所述交流电动机的位置以及速度中的至少一方。

3.根据权利要求2所述的推测装置，其特征在于，

所述相电压计算部具备：

开启时间计算部，计算在所述第1电流检测时刻与所述第2电流检测时刻之间所述多个栅极脉冲信号的各个栅极脉冲信号成为开启的时间即开启时间；以及

电压计算部，根据所述直流母线的电压的值、由所述开启时间计算部计算的所述开启时间及由所述时刻差计算部计算的所述时刻差，计算所述第1电流检测时刻与所述第2电流检测时刻之间的所述相电压的值。

4.根据权利要求3所述的推测装置，其特征在于，

所述开启时间计算部将所述第1电流检测时刻与所述第2电流检测时刻之间的期间分割为3个以上的区间，求出在所述3个以上的区间的各个区间中所述多个栅极脉冲信号的各个栅极脉冲信号成为开启的时间即开启时间，合计所述3个以上的区间各自的所述开启时间，从而计算所述第1电流检测时刻与所述第2电流检测时刻之间的所述开启时间。

5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的推测装置，其特征在于，

所述栅极脉冲信号根据所述电压指令和载波的比较来生成，

所述时刻差比所述载波的半周期的期间长、且比所述载波的1.5倍的周期短。

6.根据权利要求1至4中的任意一项所述的推测装置，其特征在于，

所述推测部具备：

状态量推测部，推测所述交流电动机的状态量；

误差计算部，计算由所述状态量推测部推测的所述状态量的误差；以及

速度推测部，根据由所述误差计算部计算的所述状态量的误差，推测所述交流电动机的速度，

所述状态量推测部以及所述速度推测部中的至少一方进行基于所述时刻差的运算。

7.一种交流电动机的驱动装置，其特征在于，

具备权利要求1至6中的任意一项所述的推测装置。

8.根据权利要求7所述的交流电动机的驱动装置，其特征在于，

具备脉冲移位处理部，该脉冲移位处理部使输入到所述电压型逆变器的所述多个栅极脉冲信号中的至少1个在时间上偏移，

所述脉冲移位处理部在所述多个栅极脉冲信号中的2个栅极脉冲信号的变化的间隔小于预先设定的时间的情况下，使所述2个栅极脉冲信号中的至少1个在时间上偏移而使所述2个栅极脉冲信号的变化的间隔成为所述预先设定的时间以上。

9.根据权利要求7或者8所述的交流电动机的驱动装置，其特征在于，

具备零矢量调制部，该零矢量调制部通过对所述电压指令加上随机数值，使从所述电压型逆变器输出的2个种类的零电压矢量的输出比率不规则地变化。