JP2016103886A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータとインバータを制御する割込み処理のタイミングが重なった場合でも、並列処理ができる高性能で高価格のマイコンを使用せずに割込み処理が重ならないようにして、コストを抑えることのできるモータ制御装置を提供する。【解決手段】コンバータ２０と、インバータ３０と、電源ゼロクロス検出部２１と、母線電流検出部３２と、コンバータ制御信号生成部４２と、コンバータ駆動部４６と、母線電流取得部５１と、三相電流算出部５２と、ＰＷＭ信号生成部５３と、インバータ駆動部５９とからなる制御部４０とを備え、制御部４０は、次回のコンバータ制御信号を生成するタイミングを算出するコンバータ制御信号生成区間算出部４３と、算出されたコンバータ制御信号生成するタイミングとＰＷＭ信号生成部５３が実行されるタイミングとが重ならないようにＰＷＭのキャリア周期を変更するキャリア周期変更部５５とを備えている。【選択図】図１

Description

本発明は、モータ制御装置に関し、特に、交流電源を直流電源に変換するコンバータと、直流電源からの直流電力を三相の交流電力に変換してモータへ供給するインバータとを制御するモータ制御装置に関する。

従来のモータ制御装置は、交流電源を整流する整流回路と、電源の力率を改善するとともに整流された電圧を昇圧する昇圧チョッパからなるコンバータと、直流電源から供給された直流電力を三相の交流電力に変換してモータへ供給するインバータと、このコンバータおよびインバータを制御する制御部とで構成され、位置センサレスモータを正弦波駆動方式によって駆動するモータ制御装置がある。

コンバータの昇圧チョッパの制御は、入力交流電圧のゼロクロスのタイミングで入力電流を取得し、取得した電流値を基に入力電流波形を入力電圧波形に近づける電流指令値を算出し、この電流指令値に基づいてコンバータのスイッチング素子をスイッチングする制御を行っている。

インバータの制御は、モータの母線電流を検出し、検出した母線電流から現在の三相の各相の電流値を算出し、算出した各相の電流値とモータの回転指令から、モータの回転数が指令回転数になるように各相の電圧指令値を算出して、この電圧指令値に基づいてインバータの制御を行っている。

このように、従来のモータ制御装置は、コンバータとインバータの両方の制御を行う必要があるため、２つのマイコンを用いてそれぞれの制御部としたり、あるいは、１つのマイコンによってコンバータとインバータの両方を制御したりすることが行われている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００３−２５０２９８号公報

しかしながら、従来のモータ制御装置では、コンバータを制御する割り込み処理のタイミングと、インバータを制御する割込み処理のタイミングとが重なった場合、並列処理ができないマイコンでは２つの割込み処理を同時に処理することができない。

図７は、コンバータ制御の割込み処理よりインバータ制御の割込み処理の優先度を高く設定した場合の２つの処理タイミングが重なったときの一例を示す図である。図７（ａ）は電源電圧、（ｂ）は三角波形のインバータ用ＰＷＭキャリア、（ｃ）は母線電流取得処理タイミング、（ｄ）は三相電流算出処理タイミング、（ｅ）はＰＷＭ信号生成処理タイミング、（ｆ）はコンバータ制御信号生成処理タイミングである。図７に示すように、インバータ制御に係る上記割込み処理のタイミング（ｃ）〜（ｅ）のいずれかとコンバータ制御（ｆ）の割込み処理のタイミングが重なった場合、割込みの優先度の低いコンバータ制御処理は、割込みの優先度の高いインバータ制御処理が完了した後に実行される。従って、コンバータ制御処理は、図７（ｆ）に示すように、電源電圧のゼロクロスのタイミングよりもＤ１分だけ遅れて実行されるため、コンバータのスイッチング素子をスイッチングするタイミングが遅れてしまい、力率の改善が十分に図れなくなる。その結果、従来のモータ制御装置では、電力効率の低下や入力電流高調波成分が増加するという問題が生じる。

また、インバータ制御の割込み処理よりコンバータ制御の割込み処理の優先度を高く設定した場合は、図７とは逆にインバータ制御の割込み処理のタイミングが遅れて実行される。インバータ制御の割込み処理が遅れると、母線電流の取得タイミングが遅れ、三相の電流値が算出できなかったり、または、次回のキャリア期間におけるインバータ制御を行うＰＷＭ信号の生成処理ができなかったりする。その結果、従来のモータ制御装置では、適正なモータ制御ができなくなり、最悪の場合、脱調によるモータの回転停止という問題が生じる。

しかし、上記特許文献１では、コンバータ制御の割込み処理のタイミングとインバータ制御の割込み処理のタイミングが重なる場合については特に記載されていない。例えば、特許文献１において、並列処理ができる高性能のマイコンを使用すれば割込み処理の遅れは発生せず力率の低下やモータの回転停止という問題は起きないが、並列処理ができる高性能のマイコンを使用すれば装置のコストが上がってしまうという問題が生じる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、コンバータ制御の割込み処理のタイミングとインバータ制御の割込み処理のタイミングとが重なる場合、割込み処理が重ならないようにする事により確実に割込み処理することで並列処理ができる高性能のマイコンを使用しない低コストのモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記した課題を解決して、本発明の目的を達成するために、本発明にかかるモータ制御装置は、入力交流電源を整流する整流回路と入力交流電源の力率を改善するとともに整流された電圧を昇圧する昇圧チョッパからなるコンバータと、前記コンバータから供給された直流電力をＰＷＭ制御により三相交流電力に変換してモータへ供給するインバータと、前記入力交流電源のゼロクロス点を検出する電源ゼロクロス検出部と、前記コンバータと前記インバータとの間に接続されたシャント抵抗を用いて前記インバータの母線電流を検出する母線電流検出部と、前記電源ゼロクロス検出部によってゼロクロスが検出された時、前記コンバータ制御を行うコンバータ制御信号を生成するコンバータ制御信号生成手段と、前記コンバータ制御信号に基づいて前記コンバータの前記スイッチング素子をスイッチングさせるコンバータ駆動手段と、前記母線電流検出部で検出された母線電流を基に三相のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、生成された前記ＰＷＭ信号に基づいてインバータを駆動するインバータ駆動手段と、ＰＷＭのキャリア信号を発生させるキャリア信号発生手段と、からなる制御部と、を備えたモータ制御装置であって、前記制御部は、コンバータ制御信号生成手段でコンバータ制御信号を生成する際、次回のコンバータ制御信号を生成するタイミングを算出するコンバータ制御信号生成区間算出手段と、ＰＷＭのキャリア信号の周期を変更するキャリア周期変更手段とをさらに備え、前記コンバータ制御信号生成区間算出手段で算出された前記次回のコンバータ制御信号を生成するタイミングと前記ＰＷＭ信号生成手段で三相のＰＷＭ信号が生成するタイミングとが重なる場合、前記キャリア周期変更手段は、前記ＰＷＭ信号生成手段で三相のＰＷＭ信号が生成するタイミングが前記次回のコンバータ制御信号を生成するタイミングに重ならないように前記ＰＷＭのキャリア信号の周期を変更することを特徴とする。

また、本発明にかかるモータ制御装置は、前記キャリア周期変更手段でキャリア周期が変更されたキャリア期間において、前キャリア期間で前記ＰＷＭ信号生成手段によって生成されたＰＷＭ信号を用いて次回のキャリア期間のインバータ制御を行うことを特徴とする。

本発明のモータ制御装置によれば、コンバータ制御信号の生成処理とインバータ制御の中で三相のＰＷＭ信号の生成処理のタイミングが重なる場合、それぞれの生成処理を行う割込み処理が重ならないようにする事により確実に割込み処理を行うことができる。また、これにより並列処理ができる高性能で高価格のマイコンを用いずにモータを制御することができるという効果を奏する。

図１は、本実施形態にかかるモータ制御装置の構成ブロック図である。 図２は、コンバータに関する各部の信号波形図である。 図３は、インバータに関する各部の信号波形図である。 図４は、キャリア周期を変更してコンバータ制御処理とインバータ制御処理との処理するタイミングが重ならないようにする原理説明図である。 図５は、コンバータの制御処理動作を示すフローチャートである。 図６は、インバータの制御動作を示すフローチャートである。 図７は、コンバータ制御処理よりインバータ制御処理の割込みの優先度を高く設定した場合の２つの処理タイミングが重なったときの一例を示す図である。

以下に、本発明にかかるモータ制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

図１は、本実施形態にかかるモータ制御装置の構成ブロック図であり、図２は、コンバータに関する各部の信号波形図であり、図３は、インバータに関する各部の信号波形図であり、図４は、キャリア周期を変更してコンバータ制御処理とインバータ制御処理との処理するタイミングが重ならないようにする原理説明図であり、図５は、コンバータの制御処理動作を示すフローチャートであり、図６は、インバータの制御動作を示すフローチャートである。本実施形態にかかるモータ制御装置１０は、空気調和機などに用いられる冷媒回路において冷媒を圧縮する圧縮機のロータを駆動するモータＭを制御するものとして説明するが、必ずしもこれに限定されない。

図１に示すように、モータ制御装置１０は、交流電源ＡＣを整流するとともに昇圧して直流電力に変換するコンバータ２０と、コンバータ２０から供給された直流電力をＰＷＭ制御により三相の交流電力に変換してモータＭへ供給するインバータ３０と、これらコンバータ２０およびインバータ３０を駆動制御する１つのマイコンからなる制御部４０とで構成されている。

コンバータ２０は、図１に示すように、交流電源ＡＣをブリッジダイオード２２で整流し、リアクタ（チョークコイル）２３を介してスイッチング素子２５によって短絡電流を流すことにより力率を改善するＰＦＣ（Power Factor Correction）コンバータである。このコンバータ２０は、交流電源ＡＣと、電源ゼロクロス検出部２１と、交流電源を整流するブリッジダイオード２２と、リアクタ（チョークコイル）２３と、入力電流を検出するための入力電流検出部２４と、制御部４０からの駆動信号によりスイッチングを行うスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ；絶縁ゲート形トランジスタ）２５と、出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２６とを備えている。

コンバータ２０の制御処理は、図１に示すように、制御部４０のコンバータ制御処理部４１で行われ、コンバータ制御処理部４１は外部割込みポートであるＩＮＴポート４４、ＡＤ変換部４５、コンバータ制御信号生成部４２、コンバータ駆動部４６で構成される。このコンバータ制御処理部４１の制御は、図２に示すように、交流電源ＡＣのゼロクロスのタイミングを電源ゼロクロス検出部２１で検出すると（図２（ｂ）参照）、制御部４０の外部割込みポートであるＩＮＴポート４４を介してゼロクロスのタイミングで外部割込み処理が行われる。具体的には、制御部４０のコンバータ制御信号生成部４２において、入力電流検出部２４で検出された入力電流値（図２（ｅ）参照）をＡＤ変換部４５でデジタル値に変換して入力し、入力電圧波形（図２（ａ）参照）に近づけるように電流指令値を算出し、コンバータ２０のスイッチング素子２５をスイッチングさせるコンバータ駆動信号（図２（ｄ）参照）をコンバータ駆動部４６にて生成する。また、コンバータ制御信号生成部４２では、算出した電流指令値に基づいてコンバータ２０のスイッチング素子２５をゼロクロスのタイミングからスイッチングを開始するまでをコンバータ制御処理の割込み期間とするコンバータ制御信号（図２（ｃ）参照）を生成し、コンバータ駆動部４６に出力する。これによって、電源力率を向上させると共に、入力電流高調波成分を抑制することができる。

インバータ３０は、図１に示すように、コンバータ２０の出力側に接続され、インバータ３０に印加される直流電圧を検出するＤＣ電圧検出部３１と、インバータ３０の母線電流をシャント抵抗で検出する母線電流検出部３２と、半導体スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ；絶縁ゲート形トランジスタ）３３ａ〜３３ｆが３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）ブリッジ接続されており、かつ、各々のトランジスタには並列にダイオード３４ａ〜３４ｆが接続されている。

インバータ３０の制御処理は、図１に示すように、制御部４０のインバータ制御処理部５０で行われ、母線電流取得部５１、三相電流算出部５２、ＰＷＭ信号生成部５３、キャリア信号発生部５４、キャリア周期変更部５５、ＡＤ変換部５７、ＡＤ変換部５８、インバータ駆動部５９で構成される。このインバータ制御処理部５０によるインバータ３０への制御は、図３（ａ）に示すように、例えば、インバータキャリアの山を基準に三相の各電圧指令値と比較動作を行う場合、インバータキャリアの谷と谷を１キャリア周期とし、キャリアの山はインバータキャリア周期の１／２（中央）となる。そして、図３の（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示すようにそのキャリア周期内における各相の電圧指令値を与え、図３の（ｅ）のインバータ用ＰＷＭキャリアのレベルが電圧指令値を超えた時点で、上アームＰＷＭ信号（図３の（ｉ）、（ｋ）、（ｍ）参照）をオンレベルで下アームＰＷＭ信号（図３（ｊ）、（ｌ）、（ｎ）参照）はオフレベル（上アームのスイッチング素子がオンのとき下アームのスイッチング素子はオフとなり、上アームがオフのとき下アームはオンになる）にし、インバータ用ＰＷＭキャリアのレベルが電圧指令値以下になった時点で上アームＰＷＭ信号をオフレベル（下アームＰＷＭ信号はオンレベル）にする。このとき、上下のアームＰＷＭ信号は、インバータ用ＰＷＭキャリアの山のタイミングを中心として時間軸方向に対し左右対称なパターンになる（図３（ｉ）、（ｊ）、（ｋ）、（ｌ）、（ｍ）、（ｎ）参照）。

次に、インバータ制御処理部５０の各構成の機能について説明する。インバータ制御処理部５０の制御は、インバータ用ＰＷＭキャリア（図３（ｅ）参照）によるインバータキャリア周期（図３（ａ）参照）に同期して実行される。母線電流取得処理は、インバータキャリア周期（図３（ａ）参照）の１キャリア周期中に母線電流を検出する４回のタイミング（Ｔ１〜Ｔ４）で母線電流検出部３２にて母線電流を検出し、ＡＤ変換部５８を介して母線電流取得部５１で母線電流を取得する。この母線電流を取得するタイミング（Ｔ１〜Ｔ４）は、ＰＷＭ信号生成部５３で算出される三相の電圧指令値に基づいてタイマ割込みが行われる。この４回のタイミング（Ｔ１〜Ｔ４）で母線電流値Ｉｂ１、Ｉｂ２、Ｉｂ３、Ｉｂ４を取得する（図３（ｆ）参照）。図３の（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の各相の電圧指令値と図３の（ｅ）のインバータ用ＰＷＭキャリアから母線電流を取得するタイミングＴ１、Ｔ４では、Ｗ相の上アームＰＷＭ信号がオフで下アームＰＷＭ信号がオンとなり、他の二相の上アームＰＷＭ信号がオンで下アームＰＷＭ信号がオフにより、タイミングＴ１、Ｔ４で取得した母線電流値Ｉｂ１、Ｉｂ４は、Ｗ相の相電流値Ｉｗとなる。また、母線電流を取得するタイミングＴ２、Ｔ３では、Ｗ相とＶ相の上アームＰＷＭ信号がオフで下アームＰＷＭ信号がオンとなり、Ｕ相の上アームＰＷＭ信号がオンで下アームＰＷＭ信号がオフにより、タイミングＴ１、Ｔ４で取得した母線電流値Ｉｂ２、Ｉｂ３はＵ相Ｉｕの電流値で電流の符号は負になる。三相電流算出部５２は、三相電流算出処理（図３（ｇ）参照）におけるＰＷＭ信号のキャリアの谷のタイミングでタイマ割込みが行われ、母線電流取得部５１で取得された母線電流値Ｉｂ１、Ｉｂ２、Ｉｂ３、Ｉｂ４に基づいて、三相電流算出部５２が二相の各々で電流値の平均値を算出し、算出された二相（Ｕ相、Ｗ相）の電流値（Ｉｕ、Ｉｗ）から残りの一相（Ｖ相）の電流値（Ｉｖ）をキルヒホッフの法則（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）により算出する。ＰＷＭ信号生成部５３は、算出された三相電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、インバータ３０のＤＣ電圧検出部３１で検出し、ＡＤ変換部５７を介してデジタル値に変換されたＤＣ電圧値とからモータの回転数が指令回転数になるように各相の電圧指令値を生成し（図３（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）参照）、この電圧指令値とキャリア信号発生部５４からのキャリア信号とに基づいて各相のＰＷＭ信号を生成する（図３（ｉ）、（ｊ）、（ｋ）、（ｌ）、（ｍ）、（ｎ）参照）。ＰＷＭ信号生成処理タイミング（図３（ｈ）参照）は、ＰＷＭキャリアの山のタイミングでタイマ割込みによって行なわれる。インバータ駆動部５９は、ＰＷＭ信号生成部５３で生成されたＰＷＭ信号に基づいて、インバータ３０の半導体スイッチング素子３３ａ〜３３ｆを駆動させることで、モータＭの通電相の切換えが行われ、モータＭを回転制御することができる。

並列処理ができない制御部を用いてコンバータとインバータを制御する場合、コンバータ制御処理とインバータ制御処理の処理タイミングが重なると、２つの割込み処理を同時に処理することができないことから、何れか一方の制御処理が遅れたり、またはできなかったりすることになる。これにより例えば、コンバータ制御処理が遅れると力率の改善が十分に図れずにモータの電力効率の低下や入力電流高調波成分が増加する。また、インバータの制御処理が遅れると制御処理ができない場合が生じ、適正なモータ制御ができなくなり、最悪の場合、回転停止という問題が生じる。

そこで、本実施形態にかかるモータ制御装置１０は、電源周期と実際にコンバータ制御信号を生成処理するのにかかる時間とに基づいて、次回のコンバータ制御信号生成処理がされるタイミングを算出し、インバータ制御処理のＰＷＭ信号生成処理タイミングがコンバータ制御信号生成処理のタイミングに重ならないようにインバータ駆動のＰＷＭキャリアの周期を可変させる構成を備えている。具体的には、図１に示すように、制御部４０は、コンバータ制御信号を生成するタイミングである開始時刻と終了時刻を算出するコンバータ制御信号生成区間算出部４３と、算出されたコンバータ制御信号を生成するタイミングとキャリア信号発生部５４からのキャリア信号に基づいてキャリア周期を変更するキャリア周期変更部５５とを備えていることで、コンバータ制御信号生成区間算出部４３で算出された次回のコンバータ制御信号生成処理が実行されるタイミングにおいて、インバータ制御のＰＷＭ信号生成処理タイミングが重ならないように、１キャリア周期に限りキャリア周期変更部５５でキャリア周期を変更する。

図４に示すように、キャリア周期を変更する場合は、本実施形態では例えば通常時のキャリア周波数が４ＫＨｚで動作しているとすると、キャリア周波数を下げる（キャリア周期を長くする）ことでインバータのＰＷＭ信号生成処理とコンバータ制御信号生成処理するタイミングとの重なりを防ぐ例を示している。図４（ｂ）に示すインバータ駆動ＰＷＭキャリア三角波は、前半の第１〜４のキャリア周期のキャリア周波数が４ＫＨｚであるのに対し、第５のキャリア周期のキャリア周波数を１．１ＫＨｚ程度まで下げることで１キャリア周期を長くしている。図４（ｂ）のインバータ用ＰＷＭキャリアの三角波の高さは、キャリア周波数を設定する際のマイコンのカウンタ値を表しており、カウンタ値を変えることでキャリア周波数を可変し、キャリア周期が変わることを表している。なお、図４は、説明のための原理説明図であり、実際には、電源周波数５０Ｈｚの場合、電源周期２０ミリ秒でゼロクロスの間隔は１０ミリ秒となり、キャリア周波数が４ＫＨｚとするとキャリア周期は０．２５ミリ秒となり、４０キャリア周期の間隔でゼロクロスが現れることになる。

コンバータ制御信号生成区間算出部４３は、次回のコンバータ制御信号生成処理するタイミング（区間）を算出する（図５のステップＳ１００参照）。具体的な算出例としては、次の数式１と数式２に基づいて、図４に示す次回のコンバータ制御信号生成処理するタイミング即ち、コンバータ制御信号生成処理区間の開始時刻と終了時刻（図４（ｆ）のコンバータ制御信号生成処理タイミングの立上り時刻と立下り時刻）とをそれぞれ算出する。
（コンバータ制御信号生成処理開始時刻Ｔｓ）＝（直近の電源周期Ｔｐ）−（電源周期のばらつきＴｄ）・・・数式１
（コンバータ制御信号生成処理終了時刻Ｔｅ）＝（コンバータ制御信号生成処理開始時刻Ｔｓ）＋（コンバータ制御信号生成処理時間Ｔｃ）＋（電源周期のばらつきＴｄ）・・・数式２
上記数式１の“直近の電源周期Ｔｐ”とは、例えば、現時点から２周期前から５周期分前の電源周期をマイコンのタイマ（図示省略）を使って計測し、その平均をとったものである。電源周期のばらつきについては、供給される電源が不安定な場合を考慮したもので、安定していれば電源周期のばらつきを考慮する必要はなく、コンバータ制御信号生成処理開始時刻Ｔｓは、次回のゼロクロス即ち、１／２の電源周期後となる。

制御部４０は、次回のコンバータ制御信号生成処理を実行するタイミングを算出した後（ステップＳ１００）、コンバータ制御信号生成部４２およびコンバータ駆動部４６によるコンバータ駆動信号の生成処理を行う（ステップＳ１０１）。なお、ステップＳ１００とステップＳ１０１の処理の順番を逆にしてもよい。

そして、キャリア周期変更部５５では、インバータ制御のＰＷＭ信号生成処理する時刻Ｔｎ（図４（ｅ）のようにキャリア周期の中間点）で、次回のキャリア周期にコンバータ制御信号を生成処理するタイミングが入るか否かを判定する（図６のステップＳ２００参照）。具体的な判定例としては、次の数式３を満たすか否かで判定する。
（ＰＷＭ信号生成処理時刻Ｔｎ）＋（通常時のキャリア周期Ｔｆ×３／２）≧（コンバータ制御信号生成処理開始時刻Ｔｓ）・・・数式３
即ち、次回のキャリア周期の終了時刻は、ＰＷＭ信号生成処理時刻Ｔｎに通常時のキャリア周期の１．５倍の時間を足した時刻となる。

そして、コンバータ制御信号を生成処理するタイミングが次回のキャリア周期に入っていると判定された場合は（ステップＳ２００でＹｅｓ）、コンバータ制御信号生成処理するタイミングがインバータ制御のＰＷＭ信号生成処理するタイミングと重なるか否か判定する（ステップＳ２０１）。即ち、コンバータ制御信号生成処理区間がＰＷＭ信号生成処理の割込みタイミングである次回のインバータ用ＰＷＭキャリアの山の部分に係るか否かで判定し、その判定例としては、次の数式４を満たすか否かで判定する。
（コンバータ制御信号生成処理開始時刻Ｔｓ）≦（ＰＷＭ信号生成処理時刻Ｔｎ）＋（通常時のキャリア周期Ｔｆ）≦（コンバータ制御信号生成処理終了時刻Ｔｅ）・・・数式４

コンバータ制御信号生成処理するタイミングがインバータ制御のＰＷＭ信号生成処理するタイミングと重なる場合（ステップＳ２０１でＹｅｓ）、キャリア周期変更部５５においてコンバータ制御信号生成処理するタイミングとインバータを制御するＰＷＭ信号生成処理が重ならないようにキャリア周期を可変させる（ステップＳ２０２）。そして、母線電流取得部５１における母線電流取得処理（ステップＳ２０３）、および三相電流算出部５２における三相電流算出処理（ステップＳ２０４）について１キャリア区間の割込みを禁止し、前キャリアの三相電流値を用いて、ＰＷＭ信号生成部５３において三相ＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ２０５）。なお、前キャリアの三相電流値を用いて、ＰＷＭ信号生成部５３において三相ＰＷＭ信号を生成するとしているが、前キャリアの三相ＰＷＭ信号をそのまま用いてもよい。

このように、コンバータ制御信号生成処理するタイミングとインバータ制御のＰＷＭ信号生成処理が重ならないようにキャリア周期を可変して、インバータ制御のＰＷＭ信号生成の割込み処理する前に、コンバータ制御信号生成処理終了時刻Ｔｅがくるように設定すればよい。具体的な算出例としては、次の数式５を用いて算出することができる。
（可変時のキャリア周期Ｔｖ／２）＝（コンバータ制御信号生成処理終了時刻Ｔｅ）−（ＰＷＭ信号生成処理時刻Ｔｎ）＋（通常時のキャリア周期Ｔｆ／２）・・・数式５

ステップＳ２０１において、コンバータ制御信号生成処理するタイミングがインバータを制御するＰＷＭ信号生成処理するタイミングと重ならない場合（ステップＳ２０１でＮｏ）、キャリア周期の変更は行なわず（ステップＳ２０２）にステップＳ２０３に進む。

また、図６のステップＳ２００において、コンバータ制御信号生成処理するタイミングが次回のキャリア周期に入っていないと判定された場合は（ステップＳ２００でＮｏ）、通常のキャリア周期で（ステップＳ２０６）、母線電流取得５１における母線電流取得処理（ステップＳ２０７）、および、三相電流算出部５２における三相電流算出処理（ステップＳ２０８）についてもその区間における割込みをそれぞれ許可し、ＰＷＭ信号生成部５３において三相ＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ２０５）。

上記図５および図６のフローチャートで説明した処理は、各キャリア単位で繰り返し行われるもので、キャリア周期変更部５５によりインバータ制御のＰＷＭ信号生成処理とコンバータ制御処理が重なると判定されたキャリア周期においてのみキャリア周波数を変更し、変更した後の次回のキャリア周期では、キャリア周波数を元の４ＫＨｚに戻して制御処理が行われる。

以上述べたように、本実施形態におけるモータ制御装置は、モータＭの回転制御中に、コンバータ制御信号生成処理とインバータ制御のＰＷＭ信号生成処理の割込み処理するタイミングが重なる場合に、インバータを制御するＰＷＭのキャリア周期を可変することで、割込み処理が重ならないようにする事により確実に割込み処理するができるため、並列処理ができないマイコンでも制御処理が可能となる。また、並列処理ができる高性能のマイコンを使用する必要がないことから、コストアップに繋がらないモータ制御装置を提供することができる。

１０ モータ制御装置
２０ コンバータ
２１ 電源ゼロクロス検出部
２２ ブリッジダイオード
２３ リアクタ（チョークコイル）
２４ 入力電流検出部
２５ スイッチング素子
２６ 平滑コンデンサ
３０ インバータ
３１ ＤＣ電圧検出部
３２ 母線電流検出部
３３ａ〜３３ｆ 半導体スイッチング素子（トランジスタ）
３４ａ〜３４ｆ ダイオード
４０ 制御部
４１ コンバータ制御処理部
４２ コンバータ制御信号生成部
４３ コンバータ制御信号生成区間算出部
４４ ＩＮＴポート（外部割込みポート）
４５ ＡＤ変換部
４６ コンバータ駆動部
５０ インバータ制御処理部
５１ 母線電流取得部
５２ 三相電流算出部
５３ ＰＷＭ信号生成部
５４ キャリア信号発生部
５５ キャリア周期変更部
５７ ＡＤ変換部
５８ ＡＤ変換部
５９ インバータ駆動部
ＡＣ 入力交流電源
Ｍ モータ

Claims (2)

1. 入力交流電源を整流する整流回路と入力交流電源の力率を改善するとともに整流された電圧を昇圧する昇圧チョッパからなるコンバータと、
   前記コンバータから供給された直流電力をＰＷＭ制御により三相交流電力に変換してモータへ供給するインバータと、
   前記入力交流電源のゼロクロス点を検出する電源ゼロクロス検出部と、
   前記コンバータと前記インバータとの間に接続されたシャント抵抗を用いて前記インバータの母線電流を検出する母線電流検出部と、
   前記電源ゼロクロス検出部によってゼロクロスが検出された時、前記コンバータ制御を行うコンバータ制御信号を生成するコンバータ制御信号生成手段と、前記コンバータ制御信号に基づいて前記コンバータの前記スイッチング素子をスイッチングさせるコンバータ駆動手段と、前記母線電流検出部で検出された母線電流を基に三相のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、生成された前記ＰＷＭ信号に基づいてインバータを駆動するインバータ駆動手段と、ＰＷＭのキャリア信号を発生させるキャリア信号発生手段と、からなる制御部と、
   を備えたモータ制御装置であって、
   前記制御部は、コンバータ制御信号生成手段でコンバータ制御信号を生成する際、次回のコンバータ制御信号を生成するタイミングを算出するコンバータ制御信号生成区間算出手段と、ＰＷＭのキャリア信号の周期を変更するキャリア周期変更手段とをさらに備え、
   前記コンバータ制御信号生成区間算出手段で算出された前記次回のコンバータ制御信号を生成するタイミングと前記ＰＷＭ信号生成手段で三相のＰＷＭ信号が生成するタイミングとが重なる場合、
   前記キャリア周期変更手段は、前記ＰＷＭ信号生成手段で三相のＰＷＭ信号が生成するタイミングが前記次回のコンバータ制御信号を生成するタイミングに重ならないように前記ＰＷＭのキャリア信号の周期を変更することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記キャリア周期変更手段でキャリア周期が変更されたキャリア期間において、前キャリア期間で前記ＰＷＭ信号生成手段によって生成されたＰＷＭ信号を用いて次回のキャリア期間のインバータ制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。

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