JP2017093178A - モータ制御用電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低コストで電力効率の高いモータ制御用電源装置を提供する。【解決手段】モータ制御用電源装置(10A)は、直流電源(100)から供給される直流電流を複数のスイッチング素子(11-16)のスイッチング動作により交流電流に変換するインバータ回路(1)と、複数のスイッチング素子(11-16)をスイッチング動作させるための制御信号を生成するマイクロコンピュータ(3A)と、直流電源(100)の直流電圧を降圧して生成されるマイクロコンピュータ(3A)の動作電圧を受けて当該電圧を昇圧して複数のスイッチング素子(11-16)の駆動電圧を生成する昇圧コンバータ回路(5)とを備える。マイクロコンピュータ(3A)は、昇圧コンバータ回路(5)の出力電圧に応じたパルス変調信号を生成して該パルス変調信号を昇圧コンバータ回路(5)に入力する。昇圧コンバータ回路(5)は、マイクロコンピュータ(3A)から入力されるパルス変調信号に従って直流電圧変換を行う。【選択図】図１

Description

本発明は、モータをインバータ制御するモータ制御用電源装置に関する。

洗濯機やエアコンなどの家庭電化製品にはトルクの大きいモータが搭載されている。そのようなモータにはインバータ制御により効率よく大電流が供給される。

インバータ制御は直流を交流に変換して交流電力を負荷（モータ）に供給するものである。したがって、インバータ制御を行うには、交流電源である商用電源を、一旦、直流電源に変換する必要がある。

従来、商用電源（交流電源）を直流電源に変換するコンバータ回路および当該直流電源から供給される直流電流を交流電流に変換してモータを駆動するインバータ回路の二つを、一つのマイクロコンピュータで制御するモータ制御用電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開平１０−２３７９２号公報

モータ制御用電源装置で必要とされる直流電源は、インバータ回路に直流電流を供給する直流電源だけでなく、インバータ回路を制御するマイクロコンピュータの動作電圧やインバータ回路におけるスイッチング素子の駆動電圧などがある。従来のモータ制御用電源装置では、コンバータ回路およびインバータ回路を制御するマイクロコンピュータの動作電圧やインバータ回路におけるスイッチング素子の駆動電圧などは別の電源装置で生成される。

この別の電源装置としてＤＣ／ＤＣコンバータやリニアレギュレータなどが用いられるが、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いると装置コストが高くなるといった問題がある。一方、リニアレギュレータは比較的安価ではあるが、ＤＣ／ＤＣコンバータに比べると電力効率が悪いといった問題がある。

上記問題に鑑み、本発明は、低コストで電力効率の高いモータ制御用電源装置を提供することを目的とする。

本発明の一局面に従ったモータ制御用電源装置は、複数のスイッチング素子を有し、直流電源から供給される直流電流を前記複数のスイッチング素子のスイッチング動作により交流電流に変換するインバータ回路と、前記複数のスイッチング素子をスイッチング動作させるための制御信号を生成するマイクロコンピュータと、前記直流電源の直流電圧を降圧して生成される前記マイクロコンピュータの動作電圧を受けて当該電圧を昇圧して前記複数のスイッチング素子の駆動電圧を生成する昇圧コンバータ回路とを備え、前記マイクロコンピュータが、前記昇圧コンバータ回路の出力電圧に応じたパルス変調信号を生成して該パルス変調信号を前記昇圧コンバータ回路に入力するものであり、前記昇圧コンバータ回路が、前記マイクロコンピュータから入力される前記パルス変調信号に従って直流電圧変換を行うものである。

本発明の別の一局面に従ったモータ制御用電源装置は、複数のスイッチング素子を有し、直流電源から供給される直流電流を前記複数のスイッチング素子のスイッチング動作により交流電流に変換するインバータ回路と、前記複数のスイッチング素子をスイッチング動作させるための制御信号を生成するマイクロコンピュータと、前記直流電源の出力電圧を受けて当該電圧を降圧して前記マイクロコンピュータの動作電圧を生成する降圧コンバータ回路とを備え、前記マイクロコンピュータが、前記降圧コンバータ回路の出力電圧に応じたパルス変調信号を生成して該パルス変調信号を前記降圧コンバータ回路に入力するものであり、前記降圧コンバータ回路が、前記マイクロコンピュータから入力される前記パルス変調信号に従って直流電圧変換を行うものである。

本発明のさらに別の一局面に従ったモータ制御用電源装置は、複数のスイッチング素子を有し、直流電源から供給される直流電流を前記複数のスイッチング素子のスイッチング動作により交流電流に変換するインバータ回路と、前記複数のスイッチング素子をスイッチング動作させるための制御信号を生成するマイクロコンピュータと、前記直流電源の出力電圧を受けて当該電圧を降圧して前記マイクロコンピュータの動作電圧を生成する降圧コンバータ回路と、前記降圧コンバータ回路の出力電圧を受けて当該電圧を昇圧して前記複数のスイッチング素子の駆動電圧を生成する昇圧コンバータ回路とを備え、前記マイクロコンピュータが、前記降圧コンバータ回路および前記昇圧コンバータ回路の出力電圧に応じたパルス変調信号をそれぞれ生成して該パルス変調信号を前記降圧コンバータ回路および前記昇圧コンバータ回路にそれぞれ入力するものであり、前記降圧コンバータ回路および前記昇圧コンバータ回路が、それぞれ、前記マイクロコンピュータから入力される前記パルス変調信号に従って直流電圧変換を行うものである。

これら構成のモータ制御用電源装置によると、一つのマイクロコンピュータで、インバータ回路が制御されるとともに、インバータ回路における複数のスイッチング素子の駆動電圧を生成する昇圧コンバータ回路および／または当該マイクロコンピュータの動作電圧を生成する降圧コンバータ回路もパルス変調信号により制御される。これにより、インバータ回路における複数のスイッチング素子の駆動電圧を生成するため、あるいは、マイクロコンピュータの動作電圧を生成するためのＤＣ／ＤＣコンバータやリニアレギュレータなどを設ける必要がなく、モータ制御用電源装置の低コスト化および電力効率の向上が可能となる。

本発明によると、低コストで電力効率の高いモータ制御用電源装置を実現することができる。

第１の実施形態に係るモータ制御用電源装置のブロック図 一例に係る昇圧コンバータ回路の回路図 インバータ回路周辺の詳細なブロック図 過電圧保護を考慮した昇圧コンバータ回路の制御フローチャート 昇圧コンバータ回路の波形図 第２の実施形態に係るモータ制御用電源装置のブロック図 一例に係る降圧コンバータ回路の回路図 第３の実施形態に係るモータ制御用電源装置のブロック図 第４の実施形態に係るモータ制御用電源装置のブロック図 第５の実施形態に係るモータ制御用電源装置のブロック図

以下、適宜図面を参照しながら、実施の形態を詳細に説明する。ただし、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。

なお、発明者らは、当業者が本発明を十分に理解するために添付図面および以下の説明を提供するのであって、これらによって特許請求の範囲に記載の主題を限定することを意図するものではない。

≪第１の実施形態≫
図１は、第１の実施形態に係るモータ制御用電源装置のブロック図である。本実施形態に係るモータ制御用電源装置１０Ａは、直流電源１００から与えられる直流電圧で動作してモータ２００を所望の回転速度およびトルクで駆動する装置である。具体的には、モータ制御用電源装置１０Ａは、インバータ回路１と、ドライバ回路２と、マイクロコンピュータ３Ａと、昇圧コンバータ回路５と、直流降圧装置３００とを備えている。

インバータ回路１は、直流電源１００から供給される直流電流を交流電流（例えば、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の３相電流）に変換して各相電流（例えば、Ｕ相電流、Ｖ相電流、およびＷ相電流）をモータ２００の図略の各相コイルに通電してモータ２００を駆動する回路である。インバータ回路１は、複数のスイッチング素子、すなわち、Ｕ相のソース電流の通電を制御するＵ相上アームのスイッチング素子１１、スイッチング素子１１に直列に接続されてＵ相のシンク電流の通電を制御するＵ相下アームのスイッチング素子１２、Ｖ相のソース電流の通電を制御するＶ相上アームのスイッチング素子１３、スイッチング素子１３に直列に接続されてＶ相のシンク電流の通電を制御するＶ相下アームのスイッチング素子１４、Ｗ相のソース電流の通電を制御するＷ相上アームのスイッチング素子１５、およびスイッチング素子１５に直列に接続されてＷ相のシンク電流の通電を制御するＷ相下アームのスイッチング素子１６を備えている。また、各スイッチング素子１１〜１６にはフライホイールダイオード１７が接続されている。なお、これらスイッチング素子１１〜１６には大電流が流れるため、これらスイッチング素子１１〜１６として絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの半導体素子、特にｎｐｎ型のＩＧＢＴを用いることが好ましい。

ドライバ回路２は、昇圧コンバータ回路５の出力電圧を受け、マイクロコンピュータ３Ａから入力される制御信号の電圧レベルを昇圧コンバータ回路５の出力電圧にまで高めてインバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６を駆動する回路である。すなわち、ドライバ回路２は、実質的にはレベルシフタである。

マイクロコンピュータ３Ａは、Ａ／Ｄ変換回路３１と、インバータ制御部３２とを備えている。Ａ／Ｄ変換回路３１は、インバータ回路１の任意の相の出力電流の検出信号をデジタル値に変換する回路である。インバータ回路１には任意の相の出力電流を検出する図略の電流検出回路が設けられている。また、モータ２００にはロータリエンコーダなどの位置検出部２０１が設けられており、位置検出部２０１によってモータ２００の図略のロータ位置が検出される。インバータ制御部３２は、Ａ／Ｄ変換回路３１から出力されるデジタル値および位置検出部２０１から出力される検出信号、すなわち、モータ２００への通電電流値およびロータ位置に基づいて、モータ２００を所望の回転速度およびトルクで駆動するために、インバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６をスイッチング動作させるための制御信号を生成する。具体的には、インバータ制御部３２は、制御信号としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号やＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御信号などのパルス変調信号を生成することができる。また、インバータ制御部３２は、マイクロコンピュータ３Ａが図略のメモリに記憶されたコンピュータプログラムを実行することにより実施可能である。

直流降圧装置３００は、直流電源１００の直流電圧を受けて当該電圧を降圧してマイクロコンピュータ３Ａの動作電圧を生成する装置である。直流降圧装置３００として、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータＩＣ（Integrated Circuit）やリニアレギュレータＩＣまたはこれらの組み合わせなどを用いることができる。すなわち、直流降圧装置３００は、マイクロコンピュータ３Ａによる制御を受けずにそれ自体で直流電圧変換を行って所望の出力電圧を生成することができる電源装置である。

昇圧コンバータ回路５は、直流降圧装置３００の出力電圧を受けて当該電圧を昇圧する回路である。昇圧コンバータ回路５の出力電圧はドライバ回路２に供給されてインバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６の駆動電圧として使用される。

また、マイクロコンピュータ３Ａは、さらに、Ａ／Ｄ変換回路３３と、昇圧コンバータ制御部３４とを備えている。Ａ／Ｄ変換回路３３は、昇圧コンバータ回路５の出力電圧（具体的にはその分圧電圧）をデジタル値に変換する回路である。昇圧コンバータ制御部３４は、Ａ／Ｄ変換回路３３から出力されるデジタル値に基づいて、昇圧コンバータ回路５の出力電圧が所定値になるように、昇圧コンバータ回路５における図略のスイッチング素子をスイッチング動作させるための制御信号を生成する。すなわち、昇圧コンバータ回路５、Ａ／Ｄ変換回路３３、および昇圧コンバータ制御部３４によって負帰還ループが形成されている。なお、昇圧コンバータ制御部３４は、制御信号としてＰＷＭ制御信号やＰＦＭ制御信号などのパルス変調信号を生成することができる。また、昇圧コンバータ制御部３４は、マイクロコンピュータ３Ａが図略のメモリに記憶されたコンピュータプログラムを実行することにより実施可能である。

図２は、一例に係る昇圧コンバータ回路５の回路図である。例えば、昇圧コンバータ回路５は、インダクタ５１と、スイッチング素子５２と、整流ダイオード５３と、コンデンサ５４と、抵抗素子５５，５６とを備えている。インダクタ５１の一端に直流降圧装置３００の出力電圧Ｖ１が入力される。スイッチング素子５２として、例えば、ｎチャネルＦＥＴ（Field Effect Transistor）を用いることができ、当該ｎチャネルＦＥＴのドレインはインダクタ５１の他端と接続され、ソースは接地され、ゲートにマイクロコンピュータ３Ａにおける昇圧コンバータ制御部３４から出力されるＰＷＭ制御信号が入力される。

整流ダイオード５３として、例えば、ショットキーバリアダイオードを用いることができる。整流ダイオード５３のアノードはインダクタ５１の他端（電圧Ｖ２）と接続され、整流ダイオード５３のカソードにコンデンサ５４の一端が接続され、コンデンサ５４の他端は接地されている。コンデンサ５４の充電電圧が昇圧コンバータ回路５の出力電圧Ｖ３としてドライバ回路２に供給される。

コンデンサ５４に並列に、昇圧コンバータ回路５の出力電圧を検出するための抵抗素子５５，５６が接続されている。抵抗素子５５，５６は直列接続されており、昇圧コンバータ回路５の出力電圧Ｖ３を分圧する。当該分圧電圧Ｖ４が、昇圧コンバータ回路５の出力電圧の検出信号としてマイクロコンピュータ３ＡにおけるＡ／Ｄ変換回路３３に入力される。

図３は、インバータ回路１周辺の詳細なブロック図である。なお、図３において、直流降圧装置３００を直流電源の記号で表し、マイクロコンピュータ３ＡにおけるＡ／Ｄ変換回路３１，３３の表示は省略している。

直流降圧装置３００は、直流電源１００（図１参照）の出力電圧を降圧して、マイクロコンピュータ３Ａの動作電圧である５Ｖ程度の電圧Ｖ１を出力する。マイクロコンピュータ３Ａは、直流降圧装置３００の出力電圧Ｖ１を受けて動作する。また、昇圧コンバータ回路５は、直流降圧装置３００の出力電圧Ｖ１を受け、それを１５Ｖ程度にまで昇圧して電圧Ｖ３を出力する。

マイクロコンピュータ３Ａにおけるインバータ制御部３２からはインバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６をスイッチング動作させるための制御信号Ｖ１１〜Ｖ１６を出力するが、これら制御信号Ｖ１１〜Ｖ１６の振幅はマイクロコンピュータ３Ａの動作電圧である５Ｖ程度である。これに対して、インバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６を駆動するには、各スイッチング素子のゲートにソース電圧よりも１５Ｖ程度高い電圧を印加する必要がある。そこで、ドライバ回路２は、昇圧コンバータ回路５の出力電圧Ｖ３を受けて、マイクロコンピュータ３Ａにおけるインバータ制御部３２から入力される制御信号Ｖ１１〜Ｖ１６の電圧レベルをシフトして振幅が１５Ｖ程度の制御信号Ｖ２１〜Ｖ２６を生成し、制御信号Ｖ２１〜Ｖ２６でインバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６を駆動する。

ところで、昇圧コンバータ回路５において抵抗素子５５がオープン故障したり、抵抗素子５６が短絡故障したりすると、昇圧コンバータ回路５の出力電圧の検出信号（Ｖ４）がグランドレベルに固定され、マイクロコンピュータ３Ａ（より詳細には昇圧コンバータ制御部３４）は昇圧コンバータ回路５の出力電圧を上昇させる制御をし続けてしまう。この結果、昇圧コンバータ回路５からドライバ回路２に耐圧電圧以上の電圧が供給されてドライバ回路２の内部素子が破壊されるおそれがある。したがって、ドライバ回路２に耐圧電圧以上の電圧が供給されないように昇圧コンバータ回路５の過電圧を保護する仕組みをマイクロコンピュータ３Ａに導入する必要がある。

次に、昇圧コンバータ回路５の過電圧保護の仕組みについて説明する。図４は、過電圧保護を考慮した昇圧コンバータ回路５の制御フローチャートである。図５は、昇圧コンバータ回路５の波形図である。なお、図５中のＶ１〜Ｖ４は、図２に例示した昇圧コンバータ回路５の各ノードの電圧Ｖ１〜Ｖ４に相当する。

まず、時刻ｔ０に、マイクロコンピュータ３Ａ（より詳細には昇圧コンバータ制御部３４）は昇圧コンバータ回路５に対してＰＷＭ制御信号の出力を開始して立ち上げ動作を行う（Ｓ１）。立ち上げ動作モードにおいて、マイクロコンピュータ３Ａは、昇圧コンバータ回路５の出力電圧を早く目標値に上昇させるべく、昇圧コンバータ回路５の出力電圧の検出信号Ｖ４にかかわらず固定パルス幅のＰＷＭ制御信号を出力する。マイクロコンピュータ３Ａは、立ち上げ動作モードにおいて、検出信号Ｖ４が目標値よりも若干低く設定された値（定常動作開始値）に達したか否かを判定し、検出信号Ｖ４が定常動作開始値に達しない間は（Ｓ２でＮＯ）、固定パルス幅のＰＷＭ制御信号を出力し続ける。

時刻ｔ１で検出信号Ｖ４が定常動作開始値を超えると（Ｓ２でＹＥＳ）、マイクロコンピュータ３Ａは定常動作モードに移行する。定常動作モードでは、マイクロコンピュータ３Ａは、検出信号Ｖ４が目標値と一致するように昇圧コンバータ回路５をＰＷＭ制御する（Ｓ３）。定常動作モードにおいて、マイクロコンピュータ３Ａは、検出信号Ｖ４が上限値と下限値との範囲内にあるか否かを監視し、検出信号Ｖ４が当該範囲内にある間は（Ｓ４でＮＯ）、昇圧コンバータ回路５のＰＷＭ制御を継続する。

時刻ｔ２で昇圧コンバータ回路５における抵抗素子５５にオープン故障または抵抗素子５６に短絡故障が発生したとする。この場合、検出信号Ｖ４は急激に低下することでマイクロコンピュータ３Ａが昇圧コンバータ回路５の出力電圧Ｖ３を上昇させようとＰＷＭ制御信号のデューティ比を上げる結果、出力電圧Ｖ３が上昇する。しかし、時刻ｔ３で検出信号Ｖ４が下限値を下回ることで、マイクロコンピュータ３Ａはそれを検知して（Ｓ４でＹＥＳ）、昇圧コンバータ回路５へのＰＷＭ制御信号の出力を停止する（Ｓ５）。これにより、昇圧コンバータ回路５の出力電圧Ｖ３の上昇は時刻ｔ３で止まってそれ以降は低下することで、ドライバ回路２への過電圧の供給が防止される。

上記のように、本実施形態では、一つのマイクロコンピュータ３Ａで、１）インバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６の駆動電圧を生成する昇圧コンバータ回路５におけるスイッチング素子５２（図２参照）のスイッチング制御、２）インバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６のスイッチング制御の２つの制御が行われる。

従来だと、直流降圧装置３００とは別にＤＣ／ＤＣコンバータやリニアレギュレータなどを設けて当該ＤＣ／ＤＣコンバータやリニアレギュレータなどでインバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６の駆動電圧を生成するが、本実施形態では、そのようなＤＣ／ＤＣコンバータやリニアレギュレータなどを設けずに簡易な回路構成の昇圧コンバータ回路５を設けている。そして、インバータ回路１を制御するマイクロコンピュータ３Ａを昇圧コンバータ回路５の制御にも使用する。これにより、インバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６の駆動電圧を生成するためのＤＣ／ＤＣコンバータやリニアレギュレータなどが不要になることでモータ制御用電源装置１０Ａのコストが低減でき、また、昇圧コンバータ回路５を用いてインバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６の駆動電圧を生成することで電力効率を向上させることができる。さらに、昇圧コンバータ回路５がマイクロコンピュータ３Ａで制御されることで、インバータ回路１の出力電圧および出力電流の仕様が変更されてもマイクロコンピュータ３Ａが参照するパラメータ（例えば、上記の検出信号Ｖ４の目標値や上限値／下限値など）を変更するだけよいため、仕様変更に容易に対応することができる。

なお、インバータ回路１が動作を停止している場合にはインバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６の駆動電圧を生成する必要がないため、マイクロコンピュータ３Ａは、インバータ回路１への制御信号の出力を停止してインバータ回路１の動作を停止させる場合、それに合わせて昇圧コンバータ回路５への制御信号の出力も停止して昇圧コンバータ回路５の動作を停止させてもよい。これにより、昇圧コンバータ回路５の無駄な動作を抑制してモータ制御用電源装置１０Ａの消費電力を低減することができる。

≪第２の実施形態≫
図６は、第２の実施形態に係るモータ制御用電源装置のブロック図である。本実施形態に係るモータ制御用電源装置１０Ｂは、インバータ回路１と、ドライバ回路２と、マイクロコンピュータ３Ｂと、降圧コンバータ回路４と、直流降圧装置３００とを備えている。以下、主に第１の実施形態と異なる点について説明する。

降圧コンバータ回路４は、直流電源１００の直流電圧を受けて当該電圧を昇圧する回路である。降圧コンバータ回路４の出力電圧はマイクロコンピュータ３Ｂの動作電圧としてマイクロコンピュータ３Ｂに供給される。

直流降圧装置３００は、直流電源１００の直流電圧を受けて当該電圧を降圧してインバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６の駆動電圧を生成する装置である。直流降圧装置３００の出力電圧はドライバ回路２に供給されてインバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６の駆動電圧として使用される。

マイクロコンピュータ３Ｂは、Ａ／Ｄ変換回路３５と、降圧コンバータ制御部３６とを備えている。Ａ／Ｄ変換回路３５は、降圧コンバータ回路４の出力電圧（具体的にはその分圧電圧）をデジタル値に変換する回路である。降圧コンバータ制御部３６は、Ａ／Ｄ変換回路３５から出力されるデジタル値に基づいて、降圧コンバータ回路４の出力電圧が所定値になるように、降圧コンバータ回路４における図略のスイッチング素子をスイッチング動作させるための制御信号を生成する。すなわち、降圧コンバータ回路４、Ａ／Ｄ変換回路３５、および降圧コンバータ制御部３６によって負帰還ループが形成されている。なお、降圧コンバータ制御部３６は、制御信号としてＰＷＭ制御信号やＰＦＭ制御信号などのパルス変調信号を生成することができる。また、降圧コンバータ制御部３６は、マイクロコンピュータ３Ｂが図略のメモリに記憶されたコンピュータプログラムを実行することにより実施可能である。

図７は、一例に係る降圧コンバータ回路４の回路図である。例えば、降圧コンバータ回路４は、スイッチング素子４１と、レベルシフト回路４２と、インダクタ４３と、コンデンサ４４と、整流ダイオード４５と、抵抗素子４６，４７とを備えている。スイッチング素子４１として、例えば、ｎチャネルＦＥＴ（Field Effect Transistor）を用いることができ、当該ｎチャネルＦＥＴのドレインに直流電源１００の出力電圧Ｖ５が接続され、ソースにインダクタ４３の一端が接続され、ドレインにインダクタ４３の一端が接続され、ゲートにレベルシフト回路４２から出力されるＰＷＭ制御信号が入力される。レベルシフト回路４２は、マイクロコンピュータ３Ｂにおける降圧コンバータ制御部３６から出力されるＰＷＭ制御信号を受けて、当該ＰＷＭ制御信号の電圧レベルをより高い電圧にシフトしてＰＷＭ制御信号を生成し、当該生成したＰＷＭ制御信号でスイッチング素子４１を駆動する。

インダクタ４３の他端にコンデンサ４４の一端が接続され、コンデンサ４４の他端は接地されている。整流ダイオード４５として、例えば、ショットキーバリアダイオードを用いることができる。整流ダイオード４５のアノードはコンデンサ４４の他端と接続され、整流ダイオード４５のカソードはインダクタ４３の一端と接続されている。コンデンサ５４の充電電圧が降圧コンバータ回路４の出力電圧Ｖ６としてマイクロコンピュータ３Ｂに供給される。

コンデンサ４４に並列に、降圧コンバータ回路４の出力電圧を検出するための抵抗素子４６，４７が接続されている。抵抗素子４６，４７は直列接続されており、降圧コンバータ回路４の出力電圧Ｖ６を分圧する。当該分圧電圧Ｖ７が、降圧コンバータ回路４の出力電圧の検出信号としてマイクロコンピュータ３ＢにおけるＡ／Ｄ変換回路３５に入力される。

上記のように、本実施形態では、一つのマイクロコンピュータ３Ｂで、１）当該マイクロコンピュータ３Ｂの動作電圧を生成する降圧コンバータ回路４におけるスイッチング素子４１（図７参照）のスイッチング制御、２）インバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６のスイッチング制御の２つの制御が行われる。

従来だと、直流降圧装置３００とは別にＤＣ／ＤＣコンバータやリニアレギュレータなどを設けて当該ＤＣ／ＤＣコンバータやリニアレギュレータなどでマイクロコンピュータ３Ｂの動作電圧を生成するが、本実施形態では、そのようなＤＣ／ＤＣコンバータやリニアレギュレータなどを設けずに簡易な回路構成の降圧コンバータ回路４を設けている。そして、インバータ回路１を制御するマイクロコンピュータ３Ｂを降圧コンバータ回路４の制御にも使用する。これにより、マイクロコンピュータ３Ｂの動作電圧を生成するためのＤＣ／ＤＣコンバータやリニアレギュレータなどが不要になることでモータ制御用電源装置１０Ｂのコストが低減でき、また、降圧コンバータ回路４を用いてマイクロコンピュータ３Ｂの動作電圧を生成することで電力効率を向上させることができる。さらに、降圧コンバータ回路４がマイクロコンピュータ３Ｂで制御されることで、異なる動作電圧のマイクロコンピュータ３Ｂが搭載されてもマイクロコンピュータ３Ｂが参照する目標値を変更するだけよいため、搭載されるマイクロコンピュータ３Ｂの動作電圧の違いに容易に対応することができる。

≪第３の実施形態≫
図８は、第３の実施形態に係るモータ制御用電源装置のブロック図である。本実施形態に係るモータ制御用電源装置１０Ｃは、インバータ回路１と、ドライバ回路２と、マイクロコンピュータ３Ｃと、降圧コンバータ回路４と、昇圧コンバータ回路５とを備えている。以下、主に第１の実施形態および第２の実施形態と異なる点について説明する。

モータ制御用電源装置１０Ｃは、第１の実施形態に係るモータ制御用電源装置１０Ａにおける直流降圧装置３００（図１参照）を、第２の実施形態に係るモータ制御用電源装置１０Ｂにおける降圧コンバータ回路４（図６および図７参照）に置換したものである。マイクロコンピュータ３Ｃは、インバータ制御部３２と、昇圧コンバータ制御部３４と、降圧コンバータ制御部３６とを備えている。

上記のように、本実施形態では、一つのマイクロコンピュータ３Ｃで、１）当該マイクロコンピュータ３Ｃの動作電圧を生成する降圧コンバータ回路４におけるスイッチング素子４１（図７参照）のスイッチング制御、２）インバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６の駆動電圧を生成する昇圧コンバータ回路５におけるスイッチング素子５２（図２参照）のスイッチング制御、３）インバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６のスイッチング制御の３つの制御が行われる。

従来だと、マイクロコンピュータ３Ｃの動作電圧を生成するためのＤＣ／ＤＣコンバータやリニアレギュレータや、インバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６の駆動電圧を生成するためのＤＣ／ＤＣコンバータやリニアレギュレータなどを設けるが、本実施形態では、そのようなＤＣ／ＤＣコンバータやリニアレギュレータなどを設けずに簡易な回路構成の降圧コンバータ回路４および昇圧コンバータ回路５を設けている。そして、インバータ回路１を制御するマイクロコンピュータ３Ｂを降圧コンバータ回路４および昇圧コンバータ回路５の制御にも使用する。これにより、モータ制御用電源装置１０Ｃのコスト低減および電力効率向上が達成される。さらに、インバータ回路１の出力電圧および出力電流の仕様変更に容易に対応することができるとともに、搭載されるマイクロコンピュータ３Ｃの動作電圧の違いに容易に対応することができる。

≪第４の実施形態≫
図９は、第４の実施形態に係るモータ制御用電源装置のブロック図である。本実施形態に係るモータ制御用電源装置１０Ｄは、インバータ回路１と、ドライバ回路２と、マイクロコンピュータ３Ｄと、降圧コンバータ回路４と、昇圧コンバータ回路５と、ブリッジ整流回路６と、ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路７とを備えている。以下、主に第３の実施形態と異なる点について説明する。

本実施形態では、第３の実施形態における直流電源１００がブリッジ整流回路６と、ＰＦＣ回路７とで構成される。ブリッジ整流回路６は、４つの整流ダイオード６１〜６４で構成されおり、交流電源４００の交流出力を全波整流する。

ＰＦＣ回路７は、ブリッジ整流回路６の直流出力を平滑化するとともに交流／直流変換における力率を改善する回路である。ＰＦＣ回路７の出力電圧は、第３の実施形態における直流電源１００の出力電圧に相当する。

マイクロコンピュータ３Ｄは、Ａ／Ｄ変換回路３７と、ＰＦＣ制御部３８とを備えている。Ａ／Ｄ変換回路３７は、ＰＦＣ回路７の出力電圧をデジタル値に変換する回路である。ＰＦＣ制御部３８は、Ａ／Ｄ変換回路３７から出力されるデジタル値に基づいて、交流電源４００からブリッジ整流回路６に供給される交流電流の波形が正弦波に近づくように、ＰＦＣ回路７におけるスイッチング素子７２をスイッチング動作させるための制御信号を生成する。すなわち、ＰＦＣ回路７、Ａ／Ｄ変換回路３７、およびＰＦＣ制御部３８によって負帰還ループが形成されている。なお、ＰＦＣ制御部３８は、制御信号としてＰＷＭ制御信号やＰＦＭ制御信号などのパルス変調信号を生成することができる。また、ＰＦＣ制御部３８は、マイクロコンピュータ３Ｄが図略のメモリに記憶されたコンピュータプログラムを実行することにより実施可能である。

ＰＦＣ回路７は、インダクタ７１と、スイッチング素子７２と、整流ダイオード７３と、コンデンサ７４と、フライホイールダイオード７５とを備えている。インダクタ７１の一端にブリッジ整流回路６の直流出力電圧が入力される。スイッチング素子７２として、例えば、ｎｐｎ型のＩＧＢＴを用いることができ、当該ＩＧＢＴのコレクタはインダクタ７３の他端と接続され、エミッタは接地され、ベースにマイクロコンピュータ３ＤにおけるＰＦＣ制御部３８から出力されるＰＷＭ制御信号が入力される。スイッチング素子７２にはフライホイールダイオード７５が接続されている。

整流ダイオード７３として、例えば、ショットキーバリアダイオードを用いることができる。整流ダイオード７３のアノードはインダクタ７１の他端と接続され、整流ダイオード７３のカソードにコンデンサ７４の一端が接続され、コンデンサ７４の他端は接地されている。コンデンサ７４の充電電圧がＰＦＣ回路７の出力電圧となる。

コンデンサ７４に並列に、ＰＦＣ回路７の出力電圧を検出するための図略の抵抗素子が接続されている。当該抵抗素子はＰＦＣ回路７の出力電圧を検出して、その検出信号がマイクロコンピュータ３ＤにおけるＡ／Ｄ変換回路３７に入力される。

上記のように、本実施形態では、一つのマイクロコンピュータ３Ｄで、１）インバータ回路１および降圧コンバータ回路４に供給される直流電圧を生成するＰＦＣ回路７におけるスイッチング素子７２のスイッチング制御、２）当該マイクロコンピュータ３Ｄの動作電圧を生成する降圧コンバータ回路４におけるスイッチング素子４１（図７参照）のスイッチング制御、３）インバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６の駆動電圧を生成する昇圧コンバータ回路５におけるスイッチング素子５２（図２参照）のスイッチング制御、４）インバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６のスイッチング制御の４つの制御が行われる。これにより、モータ制御用電源装置１０Ｄのコスト低減およびより一層の電力効率向上が達成される。さらに、インバータ回路１の出力電圧および出力電流の仕様変更に容易に対応することができる。

≪第５の実施形態≫
図１０は、第５の実施形態に係るモータ制御用電源装置のブロック図である。本実施形態に係るモータ制御用電源装置１０Ｅは、インバータ回路１と、ドライバ回路２と、マイクロコンピュータ３Ｅと、降圧コンバータ回路４と、昇圧コンバータ回路５と、整流回路６と、ブリッジレスＰＦＣ回路８とを備えている。以下、主に第４の実施形態と異なる点について説明する。

モータ制御用電源装置１０Ｅは、第４の実施形態に係るモータ制御用電源装置１０Ｄにおける整流回路６およびＰＦＣ回路７（図９参照）を、ブリッジレスＰＦＣ回路８に置換したものである。また、マイクロコンピュータ３Ｅは、第４の実施形態に係るモータ制御用電源装置１０Ｄのマイクロコンピュータ３ＤにおけるＰＦＣ制御部３８を、ブリッジレスＰＦＣ制御部３９に置換したものである。

ブリッジレスＰＦＣ回路８は、交流電源４００の交流出力を整流および平滑化するとともに交流／直流変換における力率を改善する回路である。ブリッジＰＦＣ回路８の出力電圧は、第３の実施形態における直流電源１００の出力電圧に相当する。

マイクロコンピュータ３Ｅにおいて、Ａ／Ｄ変換回路３７は、ブリッジレスＰＦＣ回路８の出力電圧をデジタル値に変換する回路である。ブリッジレスＰＦＣ制御部３９は、Ａ／Ｄ変換回路３７から出力されるデジタル値に基づいて、交流電源４００からブリッジレスＰＦＣ回路８に供給される交流電流の波形が正弦波に近づくように、ブリッジレスＰＦＣ回路８におけるスイッチング素子８２，８３をスイッチング動作させるための制御信号を生成する。すなわち、ブリッジレスＰＦＣ回路８、Ａ／Ｄ変換回路３７、およびブリッジレスＰＦＣ制御部３９によって負帰還ループが形成されている。なお、ブリッジレスＰＦＣ制御部３９は、制御信号としてＰＷＭ制御信号やＰＦＭ制御信号などのパルス変調信号を生成することができる。また、ブリッジレスＰＦＣ制御部３９は、マイクロコンピュータ３Ｅが図略のメモリに記憶されたコンピュータプログラムを実行することにより実施可能である。

ブリッジレスＰＦＣ回路８は、インダクタ８１と、スイッチング素子８２，８３と、整流ダイオード８４，８５と、コンデンサ８６と、フライホイールダイオード８７とを備えている。インダクタ８１の一端に交流電源４００の一端が接続される。スイッチング素子８２，８３として、例えば、ｎｐｎ型のＩＧＢＴを用いることができる。スイッチング素子８２を構成するＩＧＢＴのコレクタはインダクタ８１の他端と接続され、エミッタは接地され、ベースにマイクロコンピュータ３ＥにおけるブリッジレスＰＦＣ制御部３９から出力されるＰＷＭ制御信号が入力される。スイッチング素子８３を構成するＩＧＢＴのコレクタは交流電源４００の他端と接続され、エミッタは接地され、ベースにマイクロコンピュータ３ＥにおけるブリッジレスＰＦＣ制御部３９から出力される別のＰＷＭ制御信号が入力される。スイッチング素子８２，８３にはそれぞれフライホイールダイオード８７が接続されている。

整流ダイオード８４，８５として、例えば、ショットキーバリアダイオードを用いることができる。整流ダイオード８４のアノードはインダクタ８１の他端と接続されている。また、整流ダイオード８５のアノードに交流電源４００の他端が接続されている。そして、整流ダイオード８４，８５のカソードどうしが接続され、コンデンサ８６の一端が整流ダイオード８４，８５のカソードと接続され、コンデンサ８６の他端は接地されている。コンデンサ８６の充電電圧がブリッジレスＰＦＣ回路８の出力電圧となる。

コンデンサ８６に並列に、ブリッジレスＰＦＣ回路８の出力電圧を検出するための図略の抵抗素子が接続されている。当該抵抗素子はブリッジレスＰＦＣ回路８の出力電圧を検出して、その検出信号がマイクロコンピュータ３ＥにおけるＡ／Ｄ変換回路３７に入力される。

上記のように、本実施形態では、一つのマイクロコンピュータ３Ｅで、１）インバータ回路１および降圧コンバータ回路４に供給される直流電圧を生成するブリッジレスＰＦＣ回路８におけるスイッチング素子８２，８３のスイッチング制御、２）当該マイクロコンピュータ３Ｅの動作電圧を生成する降圧コンバータ回路４におけるスイッチング素子４１（図７参照）のスイッチング制御、３）インバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６の駆動電圧を生成する昇圧コンバータ回路５におけるスイッチング素子５２（図２参照）のスイッチング制御、４）インバータ回路１におけるスイッチング素子１１〜１６のスイッチング制御の４つの制御が行われる。これにより、モータ制御用電源装置１０Ｅのコスト低減およびより一層の電力効率向上が達成される。さらに、インバータ回路１の出力電圧および出力電流の仕様変更に容易に対応することができる。

≪その他の実施形態≫
第１の実施形態および第２の実施形態において、直流電源１００を、第４の実施形態のようなブリッジ整流回路６およびＰＦＣ回路７、または第５の実施形態のようなブリッジレスＰＦＣ回路８に置換してもよい。ただし、その場合、マイクロコンピュータ３Ａおよびマイクロコンピュータ３ＢにＡ／Ｄ変換回路３７に設けるとともにＰＦＣ制御部３８またはブリッジレスＰＦＣ制御部３９を設ける必要がある。

以上のように、本発明における技術の例示として、実施の形態を説明した。そのために、添付図面および詳細な説明を提供した。

したがって、添付図面および詳細な説明に記載された構成要素の中には、課題解決のために必須な構成要素だけでなく、上記技術を例示するために、課題解決のためには必須でない構成要素も含まれ得る。そのため、それらの必須ではない構成要素が添付図面や詳細な説明に記載されていることをもって、直ちに、それらの必須ではない構成要素が必須であるとの認定をするべきではない。

また、上述の実施の形態は、本発明における技術を例示するためのものであるから、特許請求の範囲またはその均等の範囲において種々の変更、置き換え、付加、省略などを行うことができる。

１０Ａ〜１０Ｅ モータ制御用電源装置
１ インバータ回路
１１〜１６ スイッチング素子
３Ａ〜３Ｅ マイクロコンピュータ
４ 降圧コンバータ回路
５ 昇圧コンバータ回路
１００ 直流電源
２００ モータ
４００ 交流電源

Claims (5)

1. 複数のスイッチング素子を有し、直流電源から供給される直流電流を前記複数のスイッチング素子のスイッチング動作により交流電流に変換するインバータ回路と、
   前記複数のスイッチング素子をスイッチング動作させるための制御信号を生成するマイクロコンピュータと、
   前記直流電源の直流電圧を降圧して生成される前記マイクロコンピュータの動作電圧を受けて当該電圧を昇圧して前記複数のスイッチング素子の駆動電圧を生成する昇圧コンバータ回路とを備え、
   前記マイクロコンピュータが、前記昇圧コンバータ回路の出力電圧に応じたパルス変調信号を生成して該パルス変調信号を前記昇圧コンバータ回路に入力するものであり、
   前記昇圧コンバータ回路が、前記マイクロコンピュータから入力される前記パルス変調信号に従って直流電圧変換を行うものである、モータ制御用電源装置。
2. 複数のスイッチング素子を有し、直流電源から供給される直流電流を前記複数のスイッチング素子のスイッチング動作により交流電流に変換するインバータ回路と、
   前記複数のスイッチング素子をスイッチング動作させるための制御信号を生成するマイクロコンピュータと、
   前記直流電源の出力電圧を受けて当該電圧を降圧して前記マイクロコンピュータの動作電圧を生成する降圧コンバータ回路とを備え、
   前記マイクロコンピュータが、前記降圧コンバータ回路の出力電圧に応じたパルス変調信号を生成して該パルス変調信号を前記降圧コンバータ回路に入力するものであり、
   前記降圧コンバータ回路が、前記マイクロコンピュータから入力される前記パルス変調信号に従って直流電圧変換を行うものである、モータ制御用電源装置。
3. 複数のスイッチング素子を有し、直流電源から供給される直流電流を前記複数のスイッチング素子のスイッチング動作により交流電流に変換するインバータ回路と、
   前記複数のスイッチング素子をスイッチング動作させるための制御信号を生成するマイクロコンピュータと、
   前記直流電源の出力電圧を受けて当該電圧を降圧して前記マイクロコンピュータの動作電圧を生成する降圧コンバータ回路と、
   前記降圧コンバータ回路の出力電圧を受けて当該電圧を昇圧して前記複数のスイッチング素子の駆動電圧を生成する昇圧コンバータ回路とを備え、
   前記マイクロコンピュータが、前記降圧コンバータ回路および前記昇圧コンバータ回路の出力電圧に応じたパルス変調信号をそれぞれ生成して該パルス変調信号を前記降圧コンバータ回路および前記昇圧コンバータ回路にそれぞれ入力するものであり、
   前記降圧コンバータ回路および前記昇圧コンバータ回路が、それぞれ、前記マイクロコンピュータから入力される前記パルス変調信号に従って直流電圧変換を行うものである、モータ制御用電源装置。
4. 前記マイクロコンピュータが、前記インバータ回路の制御停止に合わせて前記昇圧コンバータ回路の制御も停止させるものである、請求項１または請求項３に記載のモータ制御用電源装置。
5. 前記マイクロコンピュータが、前記直流電源の出力電圧に応じたパルス変調信号を生成して該パルス変調信号を前記直流電源に入力するものであり、
   前記直流電源が、前記マイクロコンピュータから入力される前記パルス変調信号に従って交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するものである、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のモータ制御用電源装置。

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