JP7149770B2 - 電力変換装置及び、これを用いたインバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置及び、これを用いたインバータ装置に関する。

三相交流電源を受電しモータ等の負荷へ電力変換を行うインバータ装置では、電源の三相交流電圧を整流回路により一旦直流電圧へ変換した後、インバータにより負荷（例えば、交流モータ）が必要とする交流電圧を生成することが一般的である。

このインバータ装置において、整流回路が生成する直流電圧は電源の三相交流電圧の振幅によって決まる。したがって、インバータ装置を構成する半導体部品や受動部品の耐圧はこの電圧に基づいて決定される。

ところで、電源の三相交流電圧は国や地域で異なり、例えば日本では三相２００Ｖ、中国では三相３８０Ｖである。したがって、複数の国や地域にインバータ装置を導入する場合、各部品の耐圧が異なるため、同電力容量でも別設計のインバータ装置が必要になる。このため、必要な部品点数が増加し、部品管理費等のコストが増大する課題がある。

この課題に対する解決策として、三相倍電圧整流を行う電力変換装置の利用が考えられる。倍電圧整流を行う電力変換装置によって、例えば三相２００Ｖ受電の場合、インバータの直流電圧を三相４００Ｖ受電相当に昇圧することができる。したがって、異なる三相交流電圧に対してインバータ装置を共通化でき、装置全体の低コストが期待できる。

このような電力変換装置としては、特許文献１に記載の回路方式が提案されている。この電力変換装置では、ダイオードブリッジ（整流回路）と並列に３組の双方向スイッチ回路の一方を接続し、もう一方をインバータ直流部の２直列されたリンクコンデンサ（平滑コンデンサ）の中点に接続している。この双方向スイッチ回路を三相交流電圧に基づいてスイッチングすることにより、直流電圧の倍電圧化が可能になる。

特開２０１３－２４７７８９号公報

特許文献１に記載された装置では、双方向スイッチ回路が必要となる。そのため、多数のスイッチング素子が必要となる。また、双方向スイッチ回路を構成するスイッチング素子の駆動にはドライバを必要とするため、スイッチング素子が増えると、ドライバも増えることになり、装置全体の構成が複雑になる。また、一般に、スイッチング素子は高価であり、スイッチング素子を多く使用すると装置全体のコストが高くなる。

この発明は上述した事情を鑑みてなされたものであり，スイッチング素子の数を少なくし三相交流電圧から倍電圧の直流電圧を供給できる電力変換装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の一例を挙げると、三相交流電源の交流電圧を直流電圧に整流する第１整流回路と、該第１整流回路の直流出力側と負荷側との間に接続された第１リンクコンデンサおよび第２リンクコンデンサと、前記第１整流回路と並列に前記三相交流電源に接続された第２整流回路と、前記第２整流回路の直流出力側に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子を直列接続したハーフブリッジと、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の中点と前記第１リンクコンデンサと前記第２リンクコンデンサの中点とを接続し、さらに前記三相交流電源の三相交流電圧を検出する交流電圧センサと、該交流電圧センサの検出値に基づき前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路とを備えている電力変換装置であって、前記交流電圧センサは前記三相交流電圧の線間電圧を検出し、前記制御回路は該線間電圧に基づいて前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を制御する電力変換装置である。

本発明によれば、少ないスイッチング素子により三相交流電圧を倍電圧化する電力変換装置を提供することができる。

本発明の実施例１における電力変換装置の回路構成を示す図である。 実施例１における制御部の構成を示す図である。 実施例１における制御フローチャートを示す図である。 実施例１における電力変換装置の各電圧・電流波形例を示す図である。 実施例１における電力変換装置の一部が故障した場合の回路構成の一例を示す図である。 図５における電力変換装置の各電圧・電流波形例を示す図である。 本発明の実施例２における電力変換装置の回路構成を示す図である。 実施例２における直流電圧制御部の構成を示す図である。 実施例２における直流電圧指令値の回転数特性の一例を示す図である。 実施例２における制御フローチャートを示す図である。 実施例２における電力変換装置の各電圧・電流波形例を示す図である。

以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。

図１は、本発明の実施例１における電力変換装置１００の回路構成を示す。電力変換装置１００は、交流電圧を直流電圧に整流する第１の整流回路である第１ダイオードブリッジ１０１ａと、第１リンクコンデンサ１０２ａと、第２リンクコンデンサ１０２ｂと、第２の整流回路である第２ダイオードブリッジ１０１ｂと、ハーフブリッジ１０３と、三相交流電源１１０の交流電圧を検出する交流電圧センサ１０５と、交流電圧センサ１０５の出力を取り込みハーフブリッジ１０３のスイッチング素子を制御する制御回路１０４とを備える。ハーフブリッジ１０３は、第１スイッチング素子１０３ａと第２スイッチング素子１０３ｂとを直列接続した構成である。

電力変換装置１００は三相交流電源１１０から電力を受け、第１リンクコンデンサ１０２ａと第２リンクコンデンサ１０２ｂの両端部（直流リンク部１１１）に直流電力を供給するものである。

第１ダイオードブリッジ１０１ａと第２ダイオードブリッジ１０１ｂは、入力側が三相交流電源１１０に接続される。第１ダイオードブリッジ１０１ａの出力側は電力変換装置１００の直流リンク部１１１に接続され、直流リンク部１１１に接続される第１リンクコンデンサ１０２ａと第２リンクコンデンサ１０２ｂが並列に接続される。第２ダイオードブリッジ１０１ｂの出力側は、ハーフブリッジ１０３が接続される。ハーフブリッジ１０３の中点（すなわち、第１スイッチング素子１０３ａと第２スイッチング素子１０３ｂの中点）と、第１リンクコンデンサ１０２ａと第２リンクコンデンサ１０２ｂの中点とは導線により接続される。

この構成により，ハーフブリッジ１０３における第１スイッチング素子１０３ａと第２スイッチング素子１０３ｂのスイッチング制御によって、第１リンクコンデンサ１０２ａと第２リンクコンデンサ１０２ｂへの充電を制御することができる。この制御は、制御回路１０４が行う。直流リンク部１１１の後段には、インバータなど他の電力変換装置や負荷が接続される。

制御回路１０４は、信号線１０６を介して入力される交流電圧センサ１０５が検出した三相交流電源１１０の各相電圧情報に基づき、ハーフブリッジ１０３（第１スイッチング素子１０３ａと第２スイッチング素子１０３ｂ）を駆動するゲート信号を生成し、信号線１０７を介してハーフブリッジ１０３へ送信する。

なお、図１では整流回路としてダイオードブリッジを採用したが、整流回路はこれに限るものではない。すなわち、三相交流電圧を直流電圧に整流する整流回路であれば採用できる。また、スイッチング素子は、ゲート信号により導通（オン）、非導通（オフ）を制御可能な半導体素子であれば良い。例えば、スイッチング素子としては、パワートランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、等）、サイリスタなどの半導体を使用できる。また、信号線１０６および信号線１０７は有線や無線などあらゆる通信手段を用いて良い。さらに、図１の実施例では、各相電圧を検出する交流電圧センサ１０５を使用しているが、これに限らず線間電圧を検出しても良い。

次に、図１の実施例における制御回路１０４の具体的な構成を図２により説明する。

三相交流電源１１０の各相をＵ相、Ｖ相、Ｗ相とする。図１の交流電圧センサ１０５は、三相交流電源１１０のＵ相電圧２０１ｕ、Ｖ相電圧２０１ｖ、Ｗ相電圧２０１ｗを検出する。これらの検出値は、図２の線間電圧演算器２０２に入力される。線間電圧演算器２０２では、各相電圧の情報から、ＵＶ相の線間電圧２０３ｕｖ、ＶＷ相の線間電圧２０３ｖｗ、ＷＵ相の線間電圧２０３ｗｕを生成する。生成された各線間電圧の情報は、線間電圧比較器２０４に入力される。線間電圧比較器２０４は、各線間電圧の絶対値を比較し、その時刻で線間電圧が最大となる相を選定する。ここで、線間電圧比較器２０４は、線間電圧が最大となる相が他相へ遷移したとき、相遷移信号２０５をゲート信号生成器２０６へ出力する。ゲート信号生成器２０６は、線間電圧の絶対値が最大となる相が他の相に遷移したことを示す相遷移信号２０５に基づいて、各スイッチング素子（第１スイッチング素子１０３ａ、第２スイッチング素子１０３ｂ）のゲート信号２０７を生成し、出力する。

第１リンクコンデンサ１０２ａおよび第２リンクコンデンサ１０２ｂの充電は、線間電圧が各リンクコンデンサの電圧以上となる期間に行われる。定常状態においては、充電は各線間電圧の絶対値が最大をとる近傍の期間に生じる。したがって、各線間電圧は１電気角周期で２回絶対値が最大（正の最大と負の最大）となるため、全部で６通りの充電モードがある。本実施例では、この６通りのモードに対応して、制御回路１０４がハーフブリッジ１０３を構成する各スイッチング素子を制御する。この制御の詳細は後述する。

このような制御により、第１リンクコンデンサ１０２ａと第２リンクコンデンサ１０２ｂへの充電を、線間電圧が最大となる相が遷移するときに切り替えながら行っている。そのため、各リンクコンデンサを交互に充電できる。その結果、２個のリンクコンデンサの両端部（直流リンク部１１１）には合計電圧となる直流電圧を得ることができる。また、制御回路１０４の制御において、ハーフブリッジ１０３の各スイッチング素子を共に非導通（オフ）に制御した場合は、第１ダイオードブリッジ１０１ａによる全波整流電圧が得られる。そのため、図１の実施例では、全波整流電圧と、その２倍の直流電圧の２段階の電圧を供給することができる。

なお、図２の例では相電圧から線間電圧を求めているが、これに限らず、交流電圧センサ１０５が直接線間電圧を検出し、その検出結果を制御回路１０４の線間電圧比較器２０４に入力しても良い。また、線間電圧を比較することでゲート信号２０７を生成しているが、相電圧を比較することでゲート信号２０７を生成しても良い。

次に、図３のフローチャート図により、図１の実施例における処理手順を説明する。図３のフローチャートに基づく動作は以下の通りである。

ステップ３０１では、電力変換装置１００を制御する制御回路１０４において設定した演算周期に基づき演算を開始する。

この処理開始により、ステップ３０２では、前回演算周期でのハーフブリッジ１０３の各スイッチング素子のスイッチング状態（すなわち、オン、オフ状態）を呼び出す。次に、ステップ３０３に進み、相遷移信号２０５が入力されたか判定する。

ステップ３０３で相遷移信号２０５が入力された場合（ＹＥＳ）であれば、ステップ３０４に進む。ステップ３０４では、２つのスイッチング素子のスイッチング状態を遷移する。すなわち、ハーフブリッジ１０３の第１スイッチング素子１０３ａと第２スイッチング素子１０３ｂのオン・オフ状態を交代させる。

ステップ３０３で相遷移信号２０５が入力されていない場合（ＮＯ）であれば、ステップ３０６に進む。ステップ３０６では、ステップ３０２で呼び出したスイッチング状態を維持する。

このようにして、ステップ３０５までの手順で一連の処理を終了する（ステップ３０６）。この一連の処理は、予め定めた演算周期ごとに実施される。

次に、図４と図１を用いて、図１の実施例における制御回路により実行される各スイッチング素子の各モードにおける動作と、電流経路を詳細に説明する。

図４は、実施例１における各電圧・電流波形を示している。図４に示す波形は、三相交流電源１１０のＵＶ相の線間電圧４０１ｕｖ、ＶＷ相の線間電圧４０１ｖｗ、ＷＵ相の線間電圧４０１ｗｕ、ハーフブリッジ１０３の第１スイッチング素子１０３ａのゲート電圧４０２ａ、第２スイッチング素子１０３ｂのゲート電圧４０２ｂ、第１リンクコンデンサ電圧４０３ａ、第２リンクコンデンサ電圧４０３ｂ、直流電圧４０４、Ｕ相電流４０５である。図４の上部のＭ1からＭ６は、それぞれ第１モードから第６モードを示す。

まず、第１モード（Ｍ１）は、３つの線間電圧（ＵＶ相の線間電圧４０１ｕｖ、ＶＷ相の線間電圧４０１ｖｗ、ＷＵ相の線間電圧４０１ｗｕ）のうち、ＵＶ相の線間電圧４０１ｕｖの絶対値が最大（正の最大）となる期間である。第１モードにおいて、制御回路１０４は、第１スイッチング素子１０３ａをオン（導通）し、第２スイッチング素子１０３ｂはオフ（非導通）に制御する。その結果、この第１モード（Ｍ１）の期間において、電流は、Ｕ相から第２ダイオードブリッジ１０１ｂ、第１スイッチング素子１０３ａを通り、第２リンクコンデンサ１０２ｂへ流れ、第１ダイオードブリッジ１０１ａを通りＶ相から三相交流電源１１０に流れる。したがって、この第１モード期間中は、第２リンクコンデンサ１０２ｂが充電され、第２リンクコンデンサ電圧４０３ｂが増加する。

第２モード（Ｍ２）は、ＷＵ相の線間電圧４０１ｗｕの絶対値が最大（負の最大）となる期間である。第１モードから第２モードへ遷移するとき、制御回路１０４は、ハーフブリッジ１０３の第１スイッチング素子１０３ａをオフとし、第２スイッチング素子１０３ｂをオンに制御する。その結果、第２モード（Ｍ２）の期間において、電流は、Ｕ相から第１ダイオードブリッジ１０１ａを通り、第１リンクコンデンサ１０２ａへ流れ、第２スイッチング素子１０３ｂ、第２ダイオードブリッジ１０１ｂを通り、Ｗ相から三相交流電源１１０に流れる。したがって、第２モードの期間中は第１リンクコンデンサ１０２ａが充電され、第１リンクコンデンサ電圧４０３ａが増加する。

第３モード（Ｍ３）は、ＶＷ相の線間電圧４０１ｖｗの絶対値が最大（正の最大）となる期間である。第２モードから第３モードへ遷移するとき、制御回路１０４は、ハーフブリッジ１０３の第１スイッチング素子１０３ａをオン、第２スイッチング素子１０３ｂをオフに制御する。その結果、第３モード（Ｍ３）の期間において、電流は、Ｖ相から第２ダイオードブリッジ１０１ｂ、ハーフブリッジ１０３の第１スイッチング素子１０３ａを通り、第２リンクコンデンサ１０２ｂへ流れ、第１ダイオードブリッジ１０１ａを通り、Ｗ相から三相交流電源１１０に流れる。したがって、第３モードの期間中は、第２リンクコンデンサ１０２ｂが充電され、第２リンクコンデンサ電圧４０３ｂが増加する。

第４モード（Ｍ４）は、ＵＶ相の線間電圧４０１ｕｖの絶対値が最大（負の最大）となる期間である。第３モードから第４モードへ遷移するとき、制御回路１０４は、ハーフブリッジ１０３の第１スイッチング素子１０３ａをオフ、第２スイッチング素子１０３ｂをオンに制御する。その結果、第４モード（Ｍ４）の期間において、電流は、Ｖ相から第１ダイオードブリッジ１０１ａを通り、第１リンクコンデンサ１０２ａへ流れ、第２スイッチング素子１０３ｂ、第２ダイオードブリッジ１０１ｂを通り、Ｕ相から三相交流電源１１０へ流れる。したがって、第４モードの期間中は、第１リンクコンデンサ１０２ａが充電され、第１リンクコンデンサ電圧４０３ａが増加する。

第５モード（Ｍ５）は、ＷＵ相の線間電圧４０１ｗｕの絶対値が最大（正の最大）となる期間である。第４モードから第５モードへ遷移するとき、制御回路１０４は、ハーフブリッジ１０３の第１スイッチング素子１０３ａをオン、第２スイッチング素子１０３ｂをオフに制御する。その結果、第５モード（Ｍ５）の期間において、電流は、Ｗ相から第２ダイオードブリッジ１０１ｂ、第１スイッチング素子１０３ａを通り、第２リンクコンデンサ１０２ｂへ流れ、第１ダイオードブリッジ１０１ａを通り、Ｕ相から三相交流電源１１０に流れる。したがって、第５モードの期間中は、第２リンクコンデンサ１０２ｂが充電され、第２リンクコンデンサ電圧４０３ｂが増加する。

第６モード（Ｍ６）は、ＶＷ相の線間電圧４０１ｖｗの絶対値が最大（負の最大）となる期間である。第５モードから第６モードへ遷移するとき、制御回路１０４は、ハーフブリッジ１０３の第１スイッチング素子１０３ａをオフ、第２スイッチング素子１０３ｂをオンに制御する。その結果、第６モード（Ｍ６）の期間において、電流は、Ｗ相から第１ダイオードブリッジ１０１ａを通り、第１リンクコンデンサ１０２ａへ流れ、第２スイッチング素子１０３ｂ、第２ダイオードブリッジ１０１ｂを通り、Ｖ相から三相交流電源１１０へ流れる。したがって、第６モードの期間中は、第１リンクコンデンサ１０２ａが充電され、第１リンクコンデンサ電圧４０３ａが増加する。

第６モードの次は再び第１モードに戻る。制御回路１０４は、第１から第６の各モードに対応して、各スイッチング素子のオン、オフ制御を繰り返し行う。

以上の動作により、リンクコンデンサを充電する線間電圧の切替わりとハーフブリッジ１０３のスイッチング状態とを同期することにより、直列接続された第１リンクコンデンサ１０２ａと第２リンクコンデンサ１０２ｂへ交互に充電することができる。したがって，２つのコンデンサの合計電圧から成る直流電圧４０４を従来の全波整流電圧から２倍化することができる。

この一連の動作において、Ｕ相電流４０５は一般的なダイオード整流時の電流と同等の波形であり、電力変換装置１００によって電源に高調波を発生させることはない。さらに、ハーフブリッジ１０３を構成する第１スイッチング素子１０３ａと第２スイッチング素子１０３ｂには単方向にしか電流が流れない。したがって、双方向スイッチ回路を削除できる。

この実施例では、ダイオードブリッジと、２個のスイッチング素子とを追加するだけで、直流倍電圧を得ることができるので、装置構成が簡単となる。また、スイッチング素子などの構成部品が少ないので、低コスト化が実現できる。

なお，上記実施例ではハーフブリッジ１０３のスイッチング状態を線間電圧の絶対値の大小関係のみで決定していたが、ターンオフのタイミングをスイッチング素子に流れる電流に基づいて決めても良い。２つのリンクコンデンサへの充電はコンデンサ電圧が線間電圧とほぼ等しくなると終了し、スイッチング素子に電流が流れなくなる。これを検出し、スイッチング素子をオフすることで、ゼロ電流スイッチングが可能となり損失を低減できる。

（整流回路の一部のダイオードが故障した場合の運転）
上記実施例１（図１、図２）においては、ダイオードブリッジの一部のダイオードがオープンとなる故障をした場合でも、動作を継続することができる。次に、図５と図６とを用いてこの動作を説明する。

図５は、図１の実施例において、第１ダイオードブリッジ１０１ａのＵ相に接続されるダイオード１００１がオープン故障した状態を示す。そして、図６は、図５の場合における動作波形を示している。

図５の故障の場合、第１ダイオードブリッジ１０１ａが備えるダイオード１００１がオープン故障しているため、第１モード～第６モードのうち第２モードで第１リンクコンデンサ１０２ａの充電が行われない。ダイオード１００１はＵ相と接続されており、第２モードではＵ相からダイオード１００１を通って第１リンクコンデンサ１０２ａに電流が流れるモードであるため、Ｕ相電流４０５が流れない。しかし、同様にＵ相から電流が流れる第１モードにおいてはＵ相電流４０５が流れる。第１モードでは、Ｕ相から第２ダイオードブリッジ１０１ｂとハーフブリッジ１０３を通って、第２リンクコンデンサ１０２ｂに電流が流れるモードである。したがって、ダイオード１００１を通らずに第２リンクコンデンサ１０２ｂを充電できる。なお、第１ダイオードブリッジの他のダイオードが故障した場合でも同様に運転を継続することができる。

このように、図１の実施例では、ダイオードブリッジの内の１個のダイオードがオープン故障した場合であっても、リンクコンデンサに電流が流れる経路が形成されるので、直流電圧を供給することが可能となる。

次に、図７～図１１を用いて、実施例２における電力変換装置の構成を説明する。なお、以下の説明において、実施例１の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。上述した実施例１では、全波整流電圧と、その２倍の直流電圧を供給可能な電力変換装置を示したが、実施例２の電力変換装置は、全波整流電圧からその倍電圧までの任意の直流電圧を供給可能なように改良した電力変換装置である。

図７は、実施例２における電力変換装置１００の回路構成である。図７では、図１の電力変換装置１００の構成に加えて、直流電圧を検出する直流電圧センサ５０１を備えている。この検出した直流電圧情報は信号線５０２を介して制御回路１０４に入力される。制御回路１０４では、目的とする直流電圧指令と検出した直流電圧との差が無くなるように、ハーフブリッジ１０３の備える各スイッチング素子の導通期間（デューティ比）を制御することで、直流電圧を全波整流電圧からその倍の電圧までの任意の直流電圧を供給する制御を可能とする。つまり、上記した三相交流の電圧波形から決まる第１から第６の各モードにおいて、各モードで導通する期間を、検出した直流電圧と目的とする直流電圧指令との差がなくなるように制御することにより、目的とする直流電圧を得ることができる。

図８は、図７の制御回路１０４の具体的な構成を示す。図８において、ハーフブリッジ１０３、各相電圧２０１ｕ～２０１ｗ、線間電圧演算器２０２、各線間電圧２０３ｕｖ～２０３ｗｕ、線間電圧比較器２０４、相遷移信号２０５、ゲート信号生成器２０６、およびゲート信号２０７は、実施例１（図２）で説明したものと同様である。

図８において、制御回路１０４に入力された直流電圧指令６０１と、直流電圧センサ５０１で検出した直流電圧６０２との直流電圧差分６０３をデューティ比演算器６０４に入力する。デューティ比演算器６０４は、ハーフブリッジ１０３が備える各スイッチング素子のオン状態の継続期間を決定するためのデューティ比指令値６０５を演算する。この指令値はゲート信号生成器２０６に入力される。ゲート信号生成器２０６は，相遷移信号２０５によって各スイッチング素子のターンオン時刻を決定し、デューティ比指令値６０５に基づき各スイッチング素子のターンオフ時刻を決定する。これにより、各リンクコンデンサの充電電流を制御することができ、直流電圧を目的値に制御することができる。

図９は、電力変換装置の直流電圧を供給する各リンクコンデンサの後段に、三相ＰＷＭインバータが接続され、負荷としてモータが接続されたインバータ装置を想定した直流電圧指令値７０１の決定方法の一例を示したグラフである。

図９では、横軸にモータ回転数(以下、回転数と呼称)、縦軸に直流電圧をとっている。回転数が第一所定値７０２以下となる領域では、直流電圧指令値７０１を全波整流電圧７０３とする。すなわち、ハーフブリッジ１０３の各スイッチング素子をオフ（非導通）にする。この領域では，モータの誘起電圧が高回転な領域と比較して低くなるため、必要なインバータの出力電圧も低くなる。したがって、ハーフブリッジ１０３のスイッチングを停止し、電力変換装置の出力側の直流電圧を全波整流電圧７０３にしても必要な電圧を出力できる。これにより、ハーフブリッジ１０３のスイッチング損失や電流経路上の半導体素子(スイッチング素子とダイオード)数の低減による導通損失の低減が期待でき電力変換装置１００を高効率化できる。

次に、回転数が第一所定値７０２よりも大きく、第二所定値７０４以下となる領域では、直流電圧指令値７０１を回転数に応じて変化させる。回転数が高くなると、それに応じて誘起電圧も高くなる。したがって、インバータの出力電圧を高くする必要がある。この出力電圧は、直流電圧と変調率で上限が決まり、それ以上の電圧が必要になる場合、一般的に弱め界磁制御によって回転数を増加させる。弱め界磁制御では、モータへ無効電流を注入することによって誘起電圧を打ち消し、低い直流電圧で高回転を実現できる。しかし、無効電流が流れることで導通損失が増加するため、効率が低下する。そこで、上述のように回転数の増加に従って電力変換装置１００の直流電圧指令値７０１を高くすることで、弱め界磁制御せずに回転数を増加でき、電力変換装置１００を高効率化できる。

回転数が第二所定値７０４よりも大きくなる領域では、直流電圧指令値７０１を倍電圧値７０５とする。この領域では、ハーフブリッジ１０３のデューティ比を０．５に固定し、直流電圧を倍電圧値７０５に固定する。

以上の動作により、広い回転数領域で電力変換装置１００を高効率に駆動することができる。また、回転数が第二所定値７０４以下の領域では、モータに印加されるパルス電圧の振幅を小さくできるため、モータの劣化を抑制できる。

なお，図９では第一所定値７０２から第二所定値７０４までの領域で直流電圧指令値７０１を回転数と比例して変化させているが、これに限らず他の変化の仕方としても良い。また、図９では直流電圧指令値７０１を回転数に応じて決定しているが、負荷に応じて決定しても良い。

図１０は、実施例２（図７）における制御フローチャートを示す図である。図１０に基づく動作は以下の通りである。

ステップ８０１～ステップ８０４の処理動作は、上記した図３のステップ３０１～ステップ３０４と同様の処理であるので、説明は省略する。

ステップ８０３で遷移信号が入力されていない場合（ＮＯの場合）は、ステップ８０５に進む。このステップ８０５では、ハーフブリッジ１０３においてオンとするスイッチング素子があるか否かを判定する。

ステップ８０５でオンとするスイッチング素子がない場合（ＮＯの場合）、ステップ８０７に進み、ステップ８０７では、ステップ８０２で呼び出したスイッチング状態を維持する。

ステップ８０５でオンとするスイッチング素子がある場合（ＹＥＳの場合）、ステップ８０６に進む。ステップ８０６では、現在のスイッチング状態に遷移してからのオン時間がデューティ比指令値６０５により定められるオン時間未満であるか否かを判定する。ＹＥＳの場合、ステップ８０８に進む。ステップ８０８では、スイッチング素子をすべてオフに制御する。

ステップ８０６でオンとするスイッチング素子がない場合（ＮＯの場合）、ステップ８０７に遷移する。
ステップ８０６でＹＥＳであれば、ハーフブリッジ１０３の２つのスイッチング素子をオフにする（ステップ８０８）。
ステップ８０８までの手順で一連の処理を終了する（ステップ８０９）。

次に、図１１を用いて、図７の実施例における電力変換装置１００の動作を詳細に説明する。図１１は、実施例２における各電圧・電流波形を示している。図１１の波形において、第１モード（Ｍ１）～第６モード（Ｍ６）における各リンクコンデンサに流れる電流経路は実施例１（図１）の場合と同様である。そのため、図１１における各モードの動作説明は図４の場合と同じなので省略する。

実施例２（図７）では、制御回路１０４は、ハーフブリッジ１０３の第１スイッチング素子１０３ａのゲート電圧４０２ａと第２スイッチング素子１０３ｂのゲート電圧４０２ｂがオンとなる期間（デューティ比）を図３で示したものと比較し、例えば小さくなるように制御する。具体的には、制御回路１０４は、直流電圧センサ５０１の出力が目標とする直流電圧指令と一致するように、第１スイッチング素子１０３ａと第２スイッチング素子１０３ｂのオン期間（デューティ比）を制御する。

このような制御によって、各リンクコンデンサに流れる充電電流を操作することで直流電圧を目標値に制御している。例えば、図１１のＵ相電流４０５を見ると，図３の場合に比べて、スイッチングによって各モードの電流導通期間が短くなっていることが分かる。実施例２の場合、直流電圧は、デューティ比０で全波整流電圧、デューティ比０．５で全波整流電圧の２倍電圧とすることができる。

なお、図１１の波形では，第１スイッチング素子１０３ａのゲート電圧４０２ａと第２スイッチング素子１０３ｂのゲート電圧４０２ｂを等しく与えているが、これに限らず各々別個にゲート電圧を与えても良い。例えば、第１リンクコンデンサ１０２ａと第２リンクコンデンサ１０２ｂのコンデンサ容量は、個体差や劣化によって必ずしも等しくないため、各リンクコンデンサへの充電電流を各々制御し別個にゲート電圧を与える方法が考えられる。これによりリンクコンデンサの容量のばらつきがあっても安定した動作を実現することができる。

（電力変換装置を一体型インバータ装置に実装）
本発明の実施例である電力変換装置１００は、機電一体型インバータ装置に搭載することができる。機電一体型インバータ装置とは、図１に示した直流リンク部の後段に三相インバータが接続され、さらに三相インバータの出力にモータが接続されており、これらの筐体が一体化したものである。機電一体型インバータ装置に上述した電力変換装置１００を適用することによって、異なる電源電圧仕様に対して、インバータだけでなくモータの仕様も共通化することができるので、装置全体の低コスト化が期待できる。

１１０…三相交流電源
１０１ａ…第１ダイオードブリッジ
１０１ｂ…第２ダイオードブリッジ
１０２ａ…第１リンクコンデンサ
１０２ｂ…第２リンクコンデンサ
１０３…ハーフブリッジ
１０３ａ…第１スイッチング素子
１０３ｂ…第２スイッチング素子
１０４…制御回路
１０５…交流電圧センサ

Claims (8)

1. 三相交流電源の交流電圧を直流電圧に整流する第１整流回路と、該第１整流回路の直流出力側と負荷側との間に接続された第１リンクコンデンサおよび第２リンクコンデンサと、前記第１整流回路と並列に前記三相交流電源に接続された第２整流回路と、前記第２整流回路の直流出力側に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子を直列接続したハーフブリッジと前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の中点と前記第１リンクコンデンサと前記第２リンクコンデンサの中点とを接続し、さらに前記三相交流電源の三相交流電圧を検出する交流電圧センサと、該交流電圧センサの検出値に基づき前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路とを備えている電力変換装置であって、前記交流電圧センサは前記三相交流電圧の線間電圧を検出し、前記制御回路は該線間電圧に基づいて前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を制御する電力変換装置。
2. 請求項１に記載に記載された電力変換装置において、前記制御回路は、前記線間電圧に基づいて前記三相交流電源のいずれかの相の電圧の絶対値が最大となる期間に、その相を導通させるように前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を制御する電力変換装置。
3. 請求項１記載された電力変換装置において、前記第１整流回路と前記第２整流回路をダイオードブリッジにより構成した電力変換装置。
4. 請求項３に記載された電力変換装置において、前記ダイオードブリッジを構成するダイオードのいずれか１個が故障した場合に、故障したダイオードが接続される前記三相交流電源の相から継続して前記第１リンクコンデンサと前記第２リンクコンデンサのうちいずれかを充電する電力変換装置。
5. 三相交流電源を直流電圧に変換する電力変換装置と、該直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータとを備えたインバータ装置において、該電力変換装置として請求項１に記載の電力変換装置を採用したインバータ装置。
6. 請求項５に記載されたインバータ装置において、前記負荷がモータであり、前記電力変換装置と、前記インバータと、前記モータとを一つの筐体内に実装したインバータ装置。
7. 三相交流電源の交流電圧を直流電圧に整流する第１整流回路と、該第１整流回路の直流出力側と負荷側との間に接続された第１リンクコンデンサおよび第２リンクコンデンサと、前記第１整流回路と並列に前記三相交流電源に接続された第２整流回路と、前記第２整流回路の直流出力側に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子を直列接続したハーフブリッジと前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の中点と前記第１リンクコンデンサと前記第２リンクコンデンサの中点とを接続し、さらに前記三相交流電源の三相交流電圧を検出する交流電圧センサと、該交流電圧センサの検出値に基づき前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路とを備えており、前記第１リンクコンデンサと前記第２リンクコンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検出センサを設け、前記制御回路は、該直流電圧検出センサの検出値に基づいて、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のデューティ比を調節することにより直流電圧指令に一致するように制御することを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項７に記載された電力変換装置において、前記制御回路は、前記デューティ比を前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とで異なるよう個別に制御する電力変換装置。

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