JP7304125B2 - スイッチング電源装置とその制御回路及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、デュアル・アクティブ・ブリッジ（以下「ＤＡＢ」という。）型ＤＣ／ＤＣコンバータといったスイッチング電源装置とその制御回路及び制御方法に関するものである。

従来、スイッチング電源装置に一つであるＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、特許文献１－３に記載されているように、変圧器の１次側と２次側のフルブリッジインバータを位相シフト制御することにより、双方向の電力伝送が可能な直流／直流変換器である。

図４は、例えば、特許文献１に記載された従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ（以下「従来型ＤＡＢ」という。）の構成図である。
この従来型ＤＡＢは、直流の１次側電圧Ｅ１及び１次側電流Ｉｄｃ１を平滑する１次側平滑コンデンサ１に対して並列に、１次側インバータ１０が接続されている。１次側インバータ１０は、平滑された１次側電圧Ｅ１及び１次側電流Ｉｄｃ１をスイッチングして３相交流電圧及び３相交流電流に変換する回路であり、Ｕ相の高レベル（以下「Ｈ」という。）側スイッチ１１、Ｕ相の低レベル（以下「Ｌ」という。）側スイッチ１２、Ｖ相のＨ側スイッチ１３、Ｖ相のＬ側スイッチ１４、Ｗ相のＨ側スイッチ１５、及びＷ相のＬ側スイッチ１６のフルブリッジ回路により構成されている。スイッチ１１，１２間の接続点、スイッチ１３，１４間の接続点、及びスイッチ１５，１６間の接続点には、３相リアクトル１７，１８，１９を介して、３相変圧器２０の１次巻線が接続されている。
３相変圧器２０の２次巻線には、２次側インバータ３０が接続されている。なお、３相変圧器２０の１次巻線及び２次巻線の上端付近に付された黒丸は、巻線の巻き初めを表している。２次側インバータ３０は、変圧器２０の２次巻線から出力される３相交流電圧及び３相交流電流を整流する回路であり、Ｕ相のＨ側スイッチ３１、Ｕ相のＬ側スイッチ３２、Ｖ相のＨ側スイッチ３３、Ｖ相のＬ側スイッチ３４、Ｗ相のＨ側スイッチ３５、及びＷ相のＬ側スイッチ３６のフルブリッジ回路により構成されている。
２次側インバータ３０で整流された直流電圧及び直流電流は、２次側平滑コンデンサ３７にて平滑され、平滑された直流の２次側電圧Ｅ２及び２次側電流Ｉｄｃ２が出力されるようになっている。
１次側インバータ１０及び２次側インバータ３０を構成するスイッチ１１～１６，３１～３６は、制御回路としての制御部４０から供給される駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６によってそれぞれオン／オフ動作する素子であり、メタル・オキサイド・セミコンダクタ型電界効果トランジスタ（以下「ＭＯＳＦＥＴ」という。）や、絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（以下「ＩＧＢＴ」という。）等のパワー半導体素子により構成されている。各スイッチ１１～１６，３１～３６には、回生用のダイオードがそれぞれ逆並列に接続されている。

図５は、図４の従来型ＤＡＢにおける定常状態デッドタイム無し（Ｈ側スイッチとＬ側スイッチとが交互にオン／オフする状態）の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６のパターン図である。図示しないが、２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６のパターンも、図５と同様である。
図４の従来型ＤＡＢの電力変換部を駆動する駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６は、周波数ωが一定であり、デューティ比Ｄが０．５の固定、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相が１２０°ずつの位相差βを持っている。
１次側インバータ１０は、制御部４０から供給される１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６により、スイッチ１１～１６がオン／オフ動作し、直流の１次側電圧Ｅ１及び１次側電流Ｉｃｄ１を３相交流電圧ｖｐ（以下「出力電圧ｖｐ」という。）及び３相交流電流に変換する。２次側インバータ３０は、制御部４０から供給される２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６により、スイッチ３１～３６がオン／オフ動作し、変圧器２０の２次巻線に誘起された３相交流電圧ｖｓ（以下「入力電圧ｖｓ」という。）及び３相交流電流を直流の２次側電圧Ｅ２及び２次側電流Ｉｄｃ２に変換する。
１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ３０の入力電圧ｖｓ（又は入力電流）との間の位相差φにより、入力電圧（又は入力電流）、出力電圧（又は出力電流）、及び電力の流れを制御できる。変圧器２０の１次巻線及び２次巻線間の電圧ｖｌ（＝ｖｐ－ｖｓ）がリアクトル１７～１９を通ることにより、変圧器２０に電流（変圧器電流ｉｔ）が流れる。この電流（変圧器電流ｉｔ）から出力電力Ｐｏを次式（１）のように計算できる。

Ｐｏ＝Ｎｐｓ（Ｅ１^２／ωＬ）ｄφ［１－（φ／π）］
＝Ｎｐｓ（Ｅ１^２／ωＬ）ｄφ［φ－（φ^２／π）］
＝Ｎｐｓ（Ｅ１・ＩＴ）（Ｅ２／Ｅ１）φ［φ－（φ^２／π）］
＝Ｎｐｓ・ＩＴ・Ｅ２・φ［φ－（φ^２／π）］ （１）
但し、Ｌ；リアクトル１７～１９のインダクタンス
ω；周波数
Ｎｐｓ；変圧器２０の１次巻線と２次巻線との巻線比（又は変圧比）
Ｅ１；１次側電圧
Ｅ２；２次側電圧
ｄ＝Ｅ２／Ｅ１
φ；１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次
側インバータ３０の入力電圧ｖｓ（又は入力電流）との間の位
相差
ＩＴ；変圧器電流ｉｔの変圧器電流実効値

米国特許５，０２７，２６４号公報 特開２０１６－１２９６９号公報 特開２０１６－１２９７０号公報

例えば、特許文献１に記載された従来型ＤＡＢでは、１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐと２次側インバータ３０の入力電圧ｖｓとの間の位相差φを変えることにより、容易に昇降圧動作、及び双方向電力変換が可能である。
しかし、入出力間の電圧差が大きい場合、回路内に循環する電流が増大するため、主に導通損失が増大し、電力変換効率が低下し易いという問題がある。
この問題を解決するために、本願出願人は、先に、特願２０１８－２３９１８２（出願日；平成３０年１２月２１日、この出願を以下「先の提案」という。）において、１次側インバータ１０を構成する複数のスイッチ１１～１６、及び／又は、２次側インバータ３０を構成する複数のスイッチ３１～３６を駆動するための駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び／又はＳ３１～Ｓ３６中に、すべてのスイッチ１１～１６及び／又は３１～３６を同時にオンするパルスパターンを付加し、特に高電圧比時の回路内に循環する電流増大を低減する提案を行った。
ところが、先の提案のＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、１次側インバータ１０及び２次側インバータ３０間の位相差φを制御することにより、入出力間の電流（電力）を双方向に制御することが可能であるが、上記のパルスパターンを付加する制御を行った場合、回路内を循環する電流が低減されると同時に、特許文献１に記載された従来型ＤＡＢより出力されていたはずの電流（電力）も同時に低減されてしまう。そのため、従来型ＤＡＢと同様の制御を行うことができないという課題がある。

本発明のスイッチング電源装置は、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、複数の１次側駆動パルスを出力して前記１次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、複数の２次側駆動パルスを出力して前記２次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力電力を制御する制御部と、を備えている。
そして、前記制御部は、前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に、前記Ｈ側のスイッチのすべて及び／又は前記Ｌ側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する際に、前記パルスパターンのデューティ比を、前記位相差の指令値と、前記１次側電圧及び前記２次側電圧の１次側／２次側電圧比と、に応じて可変する構成にしている。

本発明のスイッチング電源装置の制御回路は、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、を備えるスイッチング電源装置の制御回路である。
そして、前記制御回路は、複数の１次側駆動パルス及び複数の２次側駆動パルスを生成し、前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に、前記Ｈ側のスイッチのすべて及び／又は前記Ｌ側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する際に、前記パルスパターンのデューティ比を、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差の指令値と、前記１次側電圧及び前記２次側電圧の１次側／２次側電圧比と、に応じて可変し、前記複数の１次側駆動パルス又は前記パルスパターンが付加された前記複数の１次側駆動パルスにより、前記１次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、前記複数の２次側駆動パルス又は前記パルスパターンが付加された前記複数の２次側駆動パルスにより、前記２次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、前記位相差と前記パルスパターンのデューティ比とを変えて前記２次側インバータの出力電力を制御する、構成になっている。

更に、本発明のスイッチング電源装置の制御方法は、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、を備えるスイッチング電源装置の制御方法である。
そして、前記制御方法は、複数の１次側駆動パルス及び複数の２次側駆動パルスを生成し、前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に、前記Ｈ側のスイッチのすべて及び／又は前記Ｌ側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する際に、前記パルスパターンのデューティ比を、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差の指令値と、前記１次側電圧及び前記２次側電圧の１次側／２次側電圧比と、に応じて可変し、前記複数の１次側駆動パルス又は前記パルスパターンが付加された前記複数の１次側駆動パルスにより、前記１次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、前記複数の２次側駆動パルス又は前記パルスパターンが付加された前記複数の２次側駆動パルスにより、前記２次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、前記位相差と前記パルスパターンのデューティ比とを変えて前記２次側インバータの出力電力を制御している。

本発明のスイッチング電源装置とその制御回路及び制御方法によれば、複数の１次側駆動パルス中及び／又は複数の２次側駆動パルス中に、Ｈ側スイッチのすべて及び／又はＬ側スイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する際に、そのパルスパターンのデューティ比を、位相差の指令値と１次側／２次側電圧比とに応じて可変している。そのため、軽負荷時に回路内を循環する電流を低減しつつ、出力電流（出力電力）の低減を抑制できる。これにより、制御性を向上できる。

本発明の実施例１における３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図 図１の制御部４０Ａ内の出力電力指令値算出部４４の構成及び制御方法を示すフローチャート 図１及び図２の定常状態デッドタイム無しの１次側駆動パルスのパターン図 従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ（従来型ＤＡＢ）の構成図 図４の従来型ＤＡＢにおける定常状態デッドタイム無しの１次側駆動パルスのパターン図 実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける１次側デューティ比Ｄ１＝１．０及び２次側デューティ比Ｄ２＝１．０の制御方法を示す動作波形図 図６の回路モード（１）～（４）を示す動作図 図６の回路モード（５）～（６）を示す動作図 実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける１次側デューティ比Ｄ１＝０．８及び２次側デューティ比Ｄ２＝１．０の制御方法を示す動作波形図 図８の回路モード（１）～（２）を示す動作図 図８の回路モード（Ｂ）～（Ｃ）を示す動作図 図８の回路モード（３）～（４）を示す動作図 図８の回路モード（５）～（６）を示す動作図 図８の回路モード（Ｆ）～（６）を示す動作図 実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける１次側デューティ比Ｄ１＝０．６６及び２次側デューティ比Ｄ２＝１．０の制御方法を示す動作波形図 図１０の回路モード（Ａ）～（Ｄ）を示す動作図 図１０の回路モード（Ｅ）～（Ｆ）を示す動作図 付加デューティ比変更時の回路内循環電流を示す特性図 位相差φに対する出力電力Ｐｏの特性図 本発明の実施例２における制御部４０Ｂの構成を示す機能ブロック図 実施例２の付加デューティ比の変更例を示す特性図

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１における３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。
本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、従来型ＤＡＢと同様の１次側平滑コンデンサ１、１次側インバータ１０、３相変圧器２０、２次側インバータ３０、及び２次側平滑コンデンサ３７を有する電力変換部と、従来とは異なる制御回路としての制御部４０Ａと、により構成されている。
従来型ＤＡＢと同様に、１次側インバータ１０及び２次側インバータ３０を構成するスイッチ１１～１６，３１～３６は、制御部４０Ａから供給される駆動パルスＳ１１～Ｓ１６、Ｓ３１～Ｓ３６によってそれぞれオン／オフ動作する素子であり、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のパワー半導体素子により構成されている。各スイッチ１１～１６，３１～３６には、回生用のダイオードがそれぞれ逆並列に接続されている。各スイッチ１１～１６，３１～３６をＭＯＳＦＥＴで構成する場合には、例えば、そのＭＯＳＦＥＴの寄生容量を使用しても良い。
又、３相変圧器２０の１次巻線と２次巻線とには、それぞれリアクトルが直列に接続される。それらのリアクトルは、変圧器２０の漏れインダクタンスで代用しても良い。図１では、図示を簡略化するために、変圧器２０の１次巻線側に、リアクトル１７，１８，１９がそれぞれ直列に接続されている。

制御回路としての制御部４０Ａは、複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６を出力して１次側インバータ１０における複数のＨ側スイッチ１１，１３，１５及びＬ側スイッチ１２，１４，１６をそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６を出力して２次側インバータ３０における複数のＨ側スイッチ３１，３３，３５及びＬ側スイッチ３２，３４，３６をそれぞれオン／オフ動作させ、１次側インバータ１０の出力値（例えば、出力電圧ｖｐ又は出力電流）と２次側インバータ３０の入力値（例えば、入力電圧ｖｓ又は入力電流）との間の位相差φを変えて２次側インバータ３０の出力電力Ｐｏを制御するものである。
特に、本実施例１の制御部４０Ａでは、複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６中及び／又は複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６中に、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５，３１，３３，３５のすべて及び／又はＬ側スイッチ１２，１４，１６，３２，３４，３６のすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する際に、そのパルスパターンのデューティ比Ｄを、位相差φの指令値と、１次側電圧Ｅ１及び２次側電圧Ｅ２の１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２と、に応じて可変する構成になっている。

制御部４０Ａは、２次側電流指令値Ｉ２と２次側電流Ｉｄｃ２との誤差ｅを求める誤差部４１を有し、この誤差部４１に、補正部４２が接続されている。補正部４２は、誤差ｅの値に対して、フィードバック制御の遅れ要素を補正するものであり、比例積分（以下「ＰＩ」という。）制御部等で構成されている。なお、補正部４２は、制御精度を向上させるものであるが、制御部４０Ａの構成を簡略化するために、省略しても良い。制御部４０Ａには、実効値算出部４３が設けられている。実効値算出部４３は、変圧器２０に流れる変圧器電流ｉｔの変圧器電流実効値ＩＴを算出するものであり、この出力側に、出力電力指令値算出部４４が接続されている。
出力電力指令値算出部４４は、補正部４２にて補正された誤差ｅに基づき、出力電力指令値となる位相差φとパルスパターンの１次側デューティ比Ｄ１及び／又は２次側デューティ比Ｄ２とを算出し、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２と位相差φと変圧器電流実効値ＩＴと、に応じて１次側デューティ比Ｄ１及び／又は２次側デューティ比Ｄ２を変化させるものである。１次側デューティ比Ｄ１及び２次側デューティ比Ｄ２は、０～１の範囲の所望の値である。
出力電力指令値算出部４４の出力側には、１次側パルス駆動部４５及び２次側パルス駆動部４６が接続されている。１次側パルス駆動部４５は、１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加された複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６を生成して、１次側インバータ１０における複数のＨ側スイッチ１１，１３，１５及びＬ側スイッチ１２，１４，１６をそれぞれオン／オフ動作させるものである。２次側パルス駆動部４６は、２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンが付加された複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６を生成して、２次側インバータ３０における複数のＨ側スイッチ３１，３３，３５及びＬ側スイッチ３２，３４，３６をそれぞれオン／オフ動作させるものである。
制御部４０Ａにおいて、誤差部４１、補正部４２、実効値算出部４３、及び出力電力指令値算出部４４は、例えば、中央処理装置（以下「ＣＰＵ」という。）や、半導体素子等の個別回路により構成されている。１次側パルス駆動部４５及び２次側パルス駆動部４６は、トランジスタ等の個別回路により構成されている。

図２は、図１の制御部４０Ａ内の出力電力指令値算出部４４の構成及び制御方法を示すフローチャートである。
出力電力指令値算出部４４は、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が閾値以内か否かを判定して閾値判定結果を求める閾値判定部４４ａを有し、この出力側に、限界値判定部４４ｂ及びデューティ比増大部４４ｃが接続されている。限界値判定部４４ｂは、閾値判定部４４ａの閾値判定結果が閾値以内でない場合には、位相差φが限界値に達しているか否かを判定して限界値判定結果を求めるものであり、この出力側に、デューティ比増大部４４ｃ及び変圧器電流比較部４４ｄが接続されている。
デューティ比増大部４４ｃは、閾値判定部４４ａの閾値判定結果が閾値以内の場合、又は限界値判定部４４ｂの限界値判定結果が限界値に達している場合には、高電圧側のデューティ比Ｄ（例えば、１次側デューティ比Ｄ１又は２次側デューティ比Ｄ２）を設定値分増大して変更後のデューティ比Ｄ１０を求め、この変更後のデューティ比Ｄ１０を閾値判定部４４ａへ入力するものである。
変圧器電流比較部４４ｄは、限界値判定部４４ｂの限界値判定結果が限界値に達していない場合には、今回測定時の変圧器電流実効値ＩＴ（ｔ）が前回測定時の変圧器電流実効値ＩＴ（ｔ－１）よりも減少又は増加しているか否かの電流比較結果を求めるものであり、この出力側に、デューティ比加算部４４ｅ及び極性判定部４４ｆが接続されている。
デューティ比加算部４４ｅは、変圧器電流比較部４４ｄの電流比較結果が減少の場合には、高圧側のデューティ比Ｄ（例えば、１次側デューティ比Ｄ１又は２次側デューティ比Ｄ２）にデューティ比変化値ΔＤを加算し、この変更後のデューティ比Ｄ＋ΔＤを閾値判定部４４ａへ入力するものである。極性反転部４４ｆは、変圧器電流比較部４４ｄの電流比較結果が増加の場合には、デューティ比変化値ΔＤの極性を反転し、デューティ比加算部４４ｅから、変更後のデューティ比Ｄ－ΔＤを出力させて閾値判定部４４ａへ入力させるものである。

（実施例１の制御方法）
図３は、図１及び図２の定常状態におけるデッドタイム無しの１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６のパターン図である。
１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６のＨによってスイッチ１１～１６がオンし、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６のＬによってスイッチ１１～１６がオフする。１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６の周波数ωは一定、各スイッチ１１～１６のオン／オフのデューティ比は０．５である。１周期の回路モード（１）～（６）に示すように、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相は１２０°ずつの位相差βを持っている。各回路モード（１）～（６）において、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンになる１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンと、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンになる１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンと、が付加されている。
なお、図３では、１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンが、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６の半周期の中央に配置されているが、中央以外の箇所に配置しても良い。
図示しないが、２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６のパターン図は、図３と同様に、全Ｌ側スイッチ３２，３４，３６がオンになる２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンと、全Ｈ側スイッチ３１，３３，３５がオンになる２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンと、が付加された図、或いは、図３と異なり、２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンが付加されていない図になっている。１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６と２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６との間には、位相差φが設けられる。

次に、１次側電圧Ｅ１と２次側電圧Ｅ２とが近い場合の通常の定電流制御動作（Ａ１）と、無負荷時（φ＝０ｄｅｇ）の２次側短絡の場合の定電流制御動作（Ａ２）と、を説明する。

（Ａ１） １次側電圧Ｅ１と２次側電圧Ｅ２とが近い場合の通常の定電流制御動作
例えば、図１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、直流１次側電流Ｉｄｃ１を入力し、２次側平滑コンデンサ３７の出力側に接続された図示しない負荷へ、一定の直流２次側電流Ｉｄｃ２を供給する場合、１次側電圧Ｅ１と２次側電圧Ｅ２とが近い時の通常の定電流制御動作について説明する。この通常の定電流制御動作では、図３の回路モード（１）～（６）中にデューティ比Ｄ１，Ｄ２のパルスパターンが付加されていない。
図１の制御部４０Ａにおいて、２次側電流指令値Ｉ２に対して測定された２次側電流Ｉｄｃ２が変動すると、誤差部４１により、２次側電流指令値Ｉ２と２次側電流Ｉｄｃ２との誤差ｅが求められ、その誤差ｅが補正部４２によってＰＩ制御等で補正され、出力電力指令値算出部４４に入力される。更に、実効値算出部４３において、測定された変圧器電流ｉｔから変圧器電流実効値ＩＴが算出され、出力電力指令値算出部４４に入力される。
出力電力指令値算出部４４は、補正部４２で補正された誤差ｅを０にするような、１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ３０の入力電圧ｖｐ（又は入力電流）との位相差φを算出すると共に、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が略１の場合、１次側デューティ比Ｄ１＝２次側デューティ比Ｄ２＝０を算出し、これらの算出結果を１次側パルス駆動部４５及び２次側パルス駆動部４６へ入力する。
１次側パルス駆動部４５は、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６を生成して１次側インバータ１０内のスイッチ１１～１６をオン／オフ動作させる。同様に、２次側パルス駆動部４６は、２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６を生成して２次側インバータ３０内のスイッチ３１～３６をオン／オフ動作させる。

１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加されていない図３の回路モード（１）の時、図１の１次側インバータ１０内のＵ相のＨ側スイッチ１１がオフ、Ｌ側スイッチ１２がオン、Ｖ相のＨ側スイッチ１３がオン、Ｌ側スイッチ１４がオフ、Ｗ相のＨ側スイッチ１５がオフ、及びＬ側スイッチ１６がオンする。同様に、位相差φを持って、図１の２次側インバータ３０内のＵ相のＨ側スイッチ３１がオフ、Ｌ側スイッチ３２がオン、Ｖ相のＨ側スイッチ３３がオン、Ｌ側スイッチ３４がオフ、Ｗ相のＨ側スイッチ３５がオフ、及びＬ側スイッチ３６がオンする。
すると、図１において、１次側電圧Ｅ１源の＋側→Ｈ側スイッチ１３→リアクトル１８→変圧器２０の１次巻線→リアクトル１７→Ｌ側スイッチ１２→１次側電圧Ｅ１源の－側の経路と、１次側電圧Ｅ１源の＋側→Ｈ側スイッチ１３→リアクトル１８→変圧器２０の１次巻線→リアクトル１９→Ｌ側スイッチ１６→１次側電圧Ｅ１源の－側の経路と、に１次側電流Ｉｄｃ１が流れる。これに対応して、変圧器２０の２次巻線に誘導起電力が発生し、変圧器２０の２次巻線→Ｈ側スイッチ３３のダイオード→負荷→Ｌ側スイッチ３２のダイオード→２次巻線の経路と、変圧器２０の２次巻線→Ｈ側スイッチ３３のダイオード→負荷→Ｌ側スイッチ３６のダイオード→２次巻線の経路と、に２次側電流Ｉｄｃ２が流れる。
更に、１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加されていない図３の他の回路モード（２）～（６）が実行され、１周期のスイッチング動作が終了する。

ここで、変圧器２０の１次巻線及び２次巻線間の電圧ｖｌ（＝ｖｐ－ｖｓ）がリアクトル１７～１９を通ることによって、その変圧器２０に電流（変圧器電流ｉｔ）が流れる。この電流（変圧器電流ｉｔ）から出力電力Ｐｏを前記式（１）と同様に計算できる。
Ｐｏ＝Ｎｐｓ・ＩＴ・Ｅ２・φ［φ－（φ^２／π）］
但し、Ｌ；リアクトル１７～１９のインダクタンス
ω；周波数
Ｎｐｓ；変圧器２０の１次巻線と２次巻線との巻線比（又は変圧比）
Ｅ１；１次側電圧
Ｅ２；２次側電圧
ｄ＝Ｅ２／Ｅ１
φ；１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２
次側インバータ３０の入力電圧ｖｓ（又は入力電流）との間
の位相差
ＩＴ；変圧器電流ｉｔの変圧器電流実効値
そのため、１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ３０の入力電圧ｖｓ（又は入力電流）との間の位相差φにより、２次側電流指令値Ｉ２と一致するように、２次側電流Ｉｄｃ２が定電流制御される。

（Ａ２） 無負荷時（φ＝０ｄｅｇ）の２次側短絡の場合の定電流制御動作
例えば、負荷の変動によって２次側電圧Ｅ２が０Ｖ（短絡状態）になった場合の定電流制御動作を説明する。この動作では、図３の回路モード（１）～（６）中に、１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加される。
図１の制御部４０Ａにおいて、２次側電圧Ｅ２が０Ｖになると、平滑コンデンサ３７に蓄積された電荷が放電され、瞬時的にパルス状の大電流が発生するが、その後、２次側電流Ｉｄｃ２が一定値に維持される。この時、出力電力指令値算出部４４では、位相差φ＝０ｄｅｇを算出し、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が最大値のＥ１であるので、例えば、１次側デューティ比Ｄ１＝２次側デューティ比Ｄ２＝０．６６を算出する。そのため、１次側パルス駆動部４５は、１次側デューティ比Ｄ１が付加された１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６を生成し、１次側インバータ１０内のスイッチ１１～１６をオン／オフ動作させる。更に、２次側パルス駆動部４６は、２次側デューティ比Ｄ２が付加された２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６を生成し、２次側インバータ３０内のスイッチ３１～３６をオン／オフ動作させる。
すると、付加された１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンにより、図３の回路モード（１）において、Ｖ相のＨ側スイッチ１３がオンからオフ、Ｌ側スイッチ１４がオフからオンへ遷移し、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。更に、付加された１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンにより、回路モード（２）において、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオン、回路モード（３）において、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオン、回路モード（４）において、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオン、回路モード（５）において、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオン、及び、回路モード（６）において、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。
同様に、付加された２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンにより、図示しない回路モード（１）～（６）において、全Ｌ側スイッチ３２，３４，３６がオン、又は全Ｈ側スイッチ３１，３３，３５がオンする。

従来型ＤＡＢの制御方法では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のすべての相のＨ側スイッチ又はＬ側スイッチがすべてオンになるモードは存在しない。これに対し、本実施例１では、１次側インバータ１０及び２次側インバータ３０のうちのいずれか一方又は両方のインバータ１０，３０の駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６に、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５，３１，３３，３５のすべてが同時にオンするパルスパターン、又はＬ側スイッチ１２，１４，１６，３２，３４，３６のすべてがオンするパルスパターンが付加される。
そのため、付加されたパルスパターンの１次側、２次側デューティ比Ｄ１，Ｄ２が例えば０．６６の場合、回路モード（１）～（６）に、従来型ＤＡＢの制御方法のパルスパターンが全く発生しなくなり、回路内を循環する電流が理論上０Ａとなる。従って、特に入出力間の電圧差が大きい場合に顕著となる回路内を循環する無効電流を抑制することができる。
ところが、パルスパターンを付加する制御を行った場合、回路内を循環する電流が低減されると同時に、従来型ＤＡＢより出力されていたはずの電流（電力）も同時に低減されてしまうため、従来型ＤＡＢと同様の制御を行うことができない。そこで、そのような不都合を解消するために、図１の制御部４０Ａ内の出力電力指令値算出部４４では、図２のフローチャートに示すような制御を行う。

図２のフローチャートにおいて、制御が開始されてステップＳＴ１へ進むと、閾値判定部４４ａは、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が閾値以内か否かを判定する。上述したように、負荷の変動によって２次側電圧Ｅ２が０Ｖ（短絡状態）になった場合は、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が閾値を超えて最大値のＥ１になるので（Ｎｏ）、ステップＳＴ２へ進む。なお、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が閾値以内の場合は（Ｙｅｓ）、ステップＳＴ３へ進む。
ステップＳＴ２において、限界値判定部４４ｂは、位相差φが制御可能な限界値に達しているか否かを判定する。上述したように、算出された位相差φが０ｄｅｇであり、限界値に達していないので（Ｎｏ）、ステップＳＴ４へ進む。なお、限界値に達している場合には（Ｙｅｓ）、ステップＳＴ３へ進む。
ステップＳＴ４において、変圧器電流比較部４４ｄは、実効値算出部４３で今回算出された時刻（ｔ）の変圧器電流実効値ＩＴ（ｔ）が、実効値算出部４３で前回算出された時刻（ｔ－１）の変圧器電流実効値ＩＴ（ｔ－１）よりも小さいか否かを判定する。小さい場合には（Ｙｅｓ）、ステップＳＴ５へ進み、大きい場合には（Ｎｏ）、ステップＳＴ６へ進む。
ステップＳＴ５において、デューティ比加算部４４ｅは、高圧側のデューティ比Ｄ（例えば、１次側デューティ比Ｄ１）にデューティ比変化値ΔＤを加算し、この変更後のデューティ比Ｄ＋ΔＤ（例えば、Ｄ１＋ΔＤ）をステップＳＴ１へ入力する。一方、ステップＳＴ６へ進んだ場合、極性反転部４４ｆは、デューティ比変化値ΔＤの極性を反転し、デューティ比加算部４４ｅから、変更後のデューティ比Ｄ－ΔＤ（例えば、Ｄ１－ΔＤ）を出力させてステップＳＴ１へ入力させる。
ステップＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ４，ＳＴ５，ＳＴ６の制御を繰り返し、ステップＳＴ１において、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が閾値以内の場合（Ｙｅｓ）、或いは、ステップＳＴ２において、位相差φが限界値に達している場合（Ｙｅｓ）、ステップＳＴ３へ進む。ステップＳＴ３において、デューティ比増大部４４ｃは、高圧側のデューティ比Ｄ（例えば、１次側デューティ比Ｄ１）を設定値分増大し、この変更後のデューティ比Ｄ１０を出力して、ステップＳＴ１へ入力する。

このように、図２の制御では、位相差φが増大する重負荷領域に動作領域が移行するに従って、付加されるデューティ比Ｄが減少し、従来型ＤＡＢの動作パターンに近づいて行く。即ち、位相差φ＝０ｄｅｇより、その位相差φの絶対値の増大に従って、付加されるデューティ比Ｄが１．０に近づいて行く。これにより、従来型ＤＡＢと同様の最大出力電力値と、デューティ比付加による軽負荷時の循環電流低減を兼ねることができる。

（実施例１の詳細な制御方法）
付加された１次側デューティ比Ｄ１のみが異なる第１、第２、第３態様（Ｂ１）～（Ｂ３）のシミュレーション結果を示す図６～図１１－２を参照しつつ、本実施例１の詳細な制御方法を説明する。

（Ｂ１） 第１態様の制御方法
図６は、本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける従来型ＤＡＢと同様（１次側、２次側デューティ比Ｄ１，Ｄ２＝１．０）の制御方法を示す動作波形図である。この図６では、図１の定常状態デッドタイム無しの駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６のパターン及び回路各部の電流波形のシミュレーション結果が示されている。
図６の設定条件は、１次側インバータ１０に直流の１次側電圧Ｅ１が供給され、２次側平滑コンデンサ３７の出力側に接続された図示しない負荷が短絡状態（直流の２次側電圧Ｅ２＝０Ｖ）であって、１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ３０の入力電圧ｖｓ（又は入力電流）との間の位相差φが０ｄｅｇ（即ち、出力電力指令値が０Ｗ）、且つ、付加されるパルスパターンの１次側デューティ比Ｄ１及び２次側デューティ比Ｄ２が従来と同様の１．０である。

図７－１及び図７－２は、図６の１周期の回路モード（１）～（６）を示す動作図である。なお、説明を簡単にするために、図１中のリアクトル１７～１９等の図示が省略されている。
スイッチ１１～１６，３１～３６において、実線で示されているスイッチはオン状態、破線で示されているスイッチはオフ状態である。

図７－１の回路モード（１）において、１次側インバータ１０内のＵ相Ｈ側スイッチ１１はオフ、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２はオン、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３はオン、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４はオフ、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５はオフ、及びＷ相Ｌ側スイッチ１６はオンする。同様に、２次側インバータ３０内のＵ相Ｈ側スイッチ３１はオフ、Ｕ相Ｌ側スイッチ３２はオン、Ｖ相Ｈ側スイッチ３３はオン、Ｖ相Ｌ側スイッチ３４はオフ、Ｗ相Ｈ側スイッチ３５はオフ、及びＷ相Ｌ側スイッチ３６はオンする。
そのため、１次側電圧Ｅ１源の＋側→Ｈ側スイッチ１３→変圧器２０の１次巻線→Ｌ側スイッチ１２→１次側電圧Ｅ１源の－側の経路と、１次側電圧Ｅ１源の＋側→Ｈ側スイッチ１３→変圧器２０の１次巻線→Ｌ側スイッチ１６→１次側電圧Ｅ１源の－側の経路と、に１次側電流Ｉｄｃ１が流れる。その結果、変圧器２０の１次巻線Ｕ相に流れる＋側電流（変圧器電流ｉｔ）が減少し、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に電流が流れず、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に流れる－側電流が増加していく。
これに対応して、変圧器２０の２次巻線に誘導起電力が発生し、変圧器２０の２次巻線→Ｈ側スイッチ３３のダイオード→負荷→Ｌ側スイッチ３２のダイオード→２次巻線の経路と、変圧器２０の２次巻線→Ｈ側スイッチ３３のダイオード→負荷→Ｌ側スイッチ３６のダイオード→２次巻線の経路と、に２次側電流Ｉｄｃ２が流れる。その結果、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に電流が流れず、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に流れる＋側電流が減少していく。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、－側から＋側へ増加した後、－側へ減少する。

図７－１の回路モード（２）において、１次側インバータ１０内のＵ相Ｈ側スイッチ１１はオフ、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２はオン、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３はオン、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４はオフ、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５はオン、及びＷ相Ｌ側スイッチ１６はオフする。同様に、２次側インバータ３０内のＵ相Ｈ側スイッチ３１はオフ、Ｕ相Ｌ側スイッチ３２はオン、Ｖ相Ｈ側スイッチ３３はオン、Ｖ相Ｌ側スイッチ３４はオフ、Ｗ相Ｈ側スイッチ３５はオン、及びＷ相Ｌ側スイッチ３６はオフする。
そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相に流れる＋側電流（変圧器電流ｉｔ）が－側へ減少し、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に電流が流れず、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に流れる－側電流が＋側へ増加していく。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に電流が流れず、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に流れる＋側電流が－側へ減少していく。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、－側から＋側へ増加した後、－側へ減少する。

図７－１の回路モード（３）において、１次側インバータ１０内のＵ相Ｈ側スイッチ１１はオフ、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２はオン、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３はオフ、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４はオン、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５はオン、及びＷ相Ｌ側スイッチ１６はオフする。同様に、２次側インバータ３０内のＵ相Ｈ側スイッチ３１はオフ、Ｕ相Ｌ側スイッチ３２はオン、Ｖ相Ｈ側スイッチ３３はオフ、Ｖ相Ｌ側スイッチ３４はオン、Ｗ相Ｈ側スイッチ３５はオン、及びＷ相Ｌ側スイッチ３６はオフする。
そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相に流れる－側電流（変圧器電流ｉｔ）が－側へ減少し、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に電流が流れず、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に流れる＋側電流が＋側へ増加していく。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に電流が流れず、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に流れる－側電流が－側へ減少していく。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、－側から＋側へ増加した後、－側へ減少する。

図７－１の回路モード（４）において、１次側インバータ１０内のＵ相Ｈ側スイッチ１１はオン、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２はオフ、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３はオフ、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４はオン、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５はオン、及びＷ相Ｌ側スイッチ１６はオフする。同様に、２次側インバータ３０内のＵ相Ｈ側スイッチ３１はオン、Ｕ相Ｌ側スイッチ３２はオフ、Ｖ相Ｈ側スイッチ３３はオフ、Ｖ相Ｌ側スイッチ３４はオン、Ｗ相Ｈ側スイッチ３５はオン、及びＷ相Ｌ側スイッチ３６はオフする。
そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相に流れる－側電流（変圧器電流ｉｔ）が－側へ増加し、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に流れる－側電流が－側へ増加し、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に流れる＋側電流が＋側へ減少し、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に電流が流れない。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、－側から＋側へ増加した後、－側へ減少する。

図７－２の回路モード（５）において、１次側インバータ１０内のＵ相Ｈ側スイッチ１１はオン、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２はオフ、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３はオフ、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４はオン、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５はオフ、及びＷ相Ｌ側スイッチ１６はオンする。同様に、２次側インバータ３０内のＵ相Ｈ側スイッチ３１はオン、Ｕ相Ｌ側スイッチ３２はオフ、Ｖ相Ｈ側スイッチ３３はオフ、Ｖ相Ｌ側スイッチ３４はオン、Ｗ相Ｈ側スイッチ３５はオフ、及びＷ相Ｌ側スイッチ３６はオンする。
そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相に流れる－側電流（変圧器電流ｉｔ）が＋側へ増加し、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に流れる―側電流が＋側へ増加し、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に流れる＋側電流が－側へ減少し、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に電流が流れない。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、－側から＋側へ増加した後、－側へ減少する。

更に、図７－２の回路モード（６）において、１次側インバータ１０内のＵ相Ｈ側スイッチ１１はオン、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２はオフ、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３はオン、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４はオフ、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５はオフ、及びＷ相Ｌ側スイッチ１６はオンする。同様に、２次側インバータ３０内のＵ相Ｈ側スイッチ３１はオン、Ｕ相Ｌ側スイッチ３２はオフ、Ｖ相Ｈ側スイッチ３３はオン、Ｖ相Ｌ側スイッチ３４はオフ、Ｗ相Ｈ側スイッチ３５はオフ、及びＷ相Ｌ側スイッチ３６はオンする。
そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相に流れる＋側電流（変圧器電流ｉｔ）が＋側へ増加し、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に流れる＋側電流が＋側へ増加し、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に流れる－側電流が－側へ減少し、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に電流が流れない。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、－側から＋側へ増加した後、－側へ減少する。２次側電流Ｉｄｃ２は、回路モード（１）～（６）において鋸波状の電流波形になる。

（Ｂ２） 第２態様の制御方法
図８は、本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける従来型ＤＡＢと異なる制御方法を示す動作波形図である。この図８では、図１の定常状態デッドタイム無しの駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６（１次側デューティ比Ｄ１＝０．８、２次側デューティ比Ｄ２＝１．０）のパターン及び回路各部の電流波形のシミュレーション結果が示されている。
図８の設定条件は、図６と同様に、１次側インバータ１０に直流の１次側電圧Ｅ１が供給され、２次側平滑コンデンサ３７の出力側に接続された図示しない負荷が短絡状態（直流の２次側電圧Ｅ２＝０Ｖ）であって、１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ３０の入力電圧ｖｓ（又は入力電流）との間の位相差φが０ｄｅｇ（即ち、出力電力指令値が０Ｗ）となっているが、図６とは異なり、付加されるパルスパターンの１次側デューティ比Ｄ１＝０．８及び２次側デューティ比Ｄ２＝１．０となっている。

図９－１～図９－５は、図８の１周期の回路モード（１）～（６）及びその中に付加された回路モード（Ａ）～（Ｆ）を示す動作図である。なお、図７－１及び図７－２と同様に、図１中のリアクトル１７～１９等の図示が省略されている。スイッチ１１～１６，３１～３６において、実線で示されているスイッチはオン状態、破線で示されているスイッチはオフ状態である。

図９－１の前半及び後半の回路モード（１）は、図７－１の回路モード（１）と同様である。従って、図９－１の回路モード（１）において、前半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、－側から０Ａへ増加する。後半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、０Ａから＋側へ増加する。
図９－１の前半の回路モード（１）と後半の回路モード（１）との間の回路モード（Ａ）では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６に、デューティ比Ｄ１＝０．８のパルスパターンが付加されるので、１次側インバータ１０内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相に一定の＋側電流（変圧器電流ｉｔ）が流れ、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に電流が流れず、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に一定の－側電流が流れる。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に電流が流れず、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に一定の＋側電流が流れる。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

図９－１の前半の回路モード（２）と図９－２の後半の回路モード（２）とは、図７－１の回路モード（２）と同様である。従って、図９－１及び図９－２の回路モード（２）において、前半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、－側から０Ａへ増加する。後半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、０Ａから＋側へ増加する。
図９－１の前半の回路モード（２）と図９－２の後半の回路モード（２）との間の回路モード（Ｂ）では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６に、１次側デューティ比Ｄ１＝０．８のパルスパターンが付加されるので、１次側インバータ１０内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１、及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

図９－２の前半の回路モード（３）と図９－３の後半の回路モード（３）とは、図７－１の回路モード（３）と同様である。従って、図９－２及び図９－３の回路モード（３）において、前半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、－側から０Ａへ増加し、後半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、０Ａから＋側へ増加する。
図９－２の前半の回路モード（３）と図９－３の後半の回路モード（３）との間の回路モード（Ｃ）では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６に、１次側デューティ比Ｄ１＝０．８のパルスパターンが付加されるので、１次側インバータ１０内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相に一定の－側電流（変圧器電流ｉｔ）が流れ、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に電流が流れず、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に一定の＋側電流が流れる。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に電流が流れず、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に一定の－側電流が流れる。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

図９－３の前半の回路モード（４）と後半の回路モード（４）とは、図７－１の回路モード（４）と同様である。従って、図９－３の回路モード（４）において、前半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、－側から０Ａへ増加し、後半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、０Ａから＋側へ増加する。
図９－３の前半の回路モード（４）と後半の回路モード（４）との間の回路モード（Ｄ）では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６に、１次側デューティ比Ｄ１＝０．８のパルスパターンが付加されるので、１次側インバータ１０内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相に一定の－側電流（変圧器電流ｉｔ）が流れ、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に一定の－側電流が流れ、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に一定の＋側電流が流れ、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

図９－４の前半の回路モード（５）と後半の回路モード（５）とは、図７－２の回路モード（５）と同様である。従って、図９－４の回路モード（５）において、前半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、－側から０Ａへ増加し、後半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、０Ａから＋側へ増加する。
図９－４の前半の回路モード（５）と後半の回路モード（５）との間の回路モード（Ｅ）では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６に、１次側デューティ比Ｄ１＝０．８のパルスパターンが付加されるので、１次側インバータ１０内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１、及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

図９－４の前半の回路モード（６）と図９－５の後半の回路モード（６）とは、図７－２の回路モード（６）と同様である。従って、図９－４及び図９－５の回路モード（６）において、前半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、－側から０Ａへ増加し、後半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、０Ａから＋側へ増加する。
図９－４の前半の回路モード（６）と図９－５の後半の回路モード（６）との間の回路モード（Ｆ）では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６に、１次側デューティ比Ｄ１＝０．８のパルスパターンが付加されるので、１次側インバータ１０内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相、及び１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に一定の＋側電流が流れ、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に一定の－側電流が流れ、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

（Ｂ３） 第３態様の制御方法
図１０は、本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける従来型ＤＡＢと異なる制御方法を示す動作波形図である。この図１０では、図１の定常状態デッドタイム無しの駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６（１次側デューティ比Ｄ１＝０．６６、２次側デューティ比Ｄ２＝１．０）のパターン及び回路各部の電流波形のシミュレーション結果が示されている。
図１０の設定条件は、図８と同様に、１次側インバータ１０に直流の１次側電圧Ｅ１が供給され、２次側平滑コンデンサ３７の出力側に接続された図示しない負荷が短絡状態（直流の２次側電圧Ｅ２＝０Ｖ）であって、１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ３０の入力電圧ｖｓ（又は入力電流）との間の位相差φが０ｄｅｇ（即ち、出力電力指令値が０Ｗ）となっているが、図８とは異なり、付加されるパルスパターンの１次側デューティ比Ｄ１＝０．６６及び２次側デューティ比Ｄ２＝１．０となっている。

図１１－１及び図１１－２は、図１０の１周期の回路モード（Ａ）～（Ｆ）を示す動作図である。なお、図９－１～図９－５と同様に、図１中のリアクトル１７～１９等の図示が省略されている。スイッチ１１～１６，３１～３６において、実線で示されているスイッチはオン状態、破線で示されているスイッチはオフ状態である。

図１１－１の回路モード（Ａ）では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６が、１次側デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。
図１１－１の回路モード（Ｂ）では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６が、１次側デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。
図１１－１の回路モード（Ｃ）では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６が、１次側デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。
図１１－１の回路モード（Ｄ）では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６が、１次側デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。
図１１－２の回路モード（Ｅ）では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６が、１次側デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。
更に、図１１－２の回路モード（Ｆ）では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６が、１次側デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０の１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。
以上の第１態様から第３態様の制御方法（Ｂ１）～（Ｂ３）において、出力電力指令値である位相差φは０ｄｅｇであるので、回路に流れている電流はすべて回路を循環するのみの無効電流成分となる。そのため、回路各部に流れる電流は少ない方が好ましい。

本実施例１では、１周期の回路遷移において、従来型ＤＡＢと同様の回路モード（１）～（６）に、１次側デューティ比Ｄ１の回路モード（Ａ）～（Ｆ）を付加するか、或いは、回路モード（１）～（６）に代えて、１次側デューティ比Ｄ１の回路モード（Ａ）～（Ｆ）を設けている。シミュレーション結果より、付加する１次側デューティ比Ｄ１が０．６６の時には、回路モード（Ａ）～（Ｆ）に従来型ＤＡＢの制御方法のパターンが全く発生しなくなり、回路内を循環する電流が理論上０Ａとなることが分かる。
このように、付加する１次側デューティ比Ｄ１を変更することにより、回路内を循環する電流値を、従来型ＤＡＢ（デューティ比Ｄ＝１．０）よりも低減できる。しかし、出力指令値である位相差φを最大まで増大しても、従来型ＤＡＢと同等の出力電力値を得ることができない。
そこで、本実施例１では、制御部４０Ａ内の出力電力指令値算出部４４により、付加する１次側デューティ比Ｄ１（及び／又は２次側デューティ比Ｄ２）を、位相差φの指令値と１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２とに応じて可変し、従来型ＤＡＢと同様の最大出力電力値を得ると共に、デューティ比付加による軽負荷時の循環電流の低減を図っている。以下、その制御方法の特徴を説明する。

（実施例１の制御方法の特徴）
図１２は、付加する１次側デューティ比Ｄ１を変更する時の回路内循環電流を示す特性図である。
この図１２において、横軸は１次側デューティ比Ｄ１、及び、縦軸は無負荷時の回路内を循環する変圧器電流実効値ＩＴ［Ａｒｍｓ］（位相差φ＝０ｄｅｇ固定）であり、一定の１次側電圧Ｅ１に対して２次側電圧Ｅ２が異なる電圧Ｅ２（１）～Ｅ２（６）の時の曲線が示されている。Ｅ２（１）は、Ｅ２＞Ｅ１の時の２次側電圧、Ｅ２（２）は、Ｅ２＝Ｅ１の時の２次側電圧、Ｅ２（３）は、Ｅ２＜Ｅ１の時の２次側電圧、Ｅ２（４）は、Ｅ２＜Ｅ２（３）の時の２次側電圧、Ｅ２（５）は、Ｅ２＜Ｅ２（４）の時の２次側電圧、及び、Ｅ２（６）は、Ｅ２＝０Ｖの時の２次側電圧である。

図１３は、位相差φ［ｄｅｇ］に対する出力電力Ｐｏ［ＩＷ］の特性図である。
この図１３では、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２＝２の場合の無負荷時に、回路内を循環する変圧器電流実効値ＩＴが最小となる付加デューティ比Ｄ１を０．８４に固定した際の位相差φ変更時の出力電力Ｐｏの曲線と、従来型ＤＡＢにおける出力電力Ｐｏの曲線と、実施例１における出力電力Ｐｏの曲線と、が示されている。
図１２において、従来型ＤＡＢでは、破線領域４７で示すように、付加デューティ比Ｄが１．０で動作している。これに対して、本実施例１では、回路内を循環する変圧器電流実効値ＩＴが、付加する１次側デューティ比Ｄ１を変更することにより、従来型ＤＡＢよりも低減されている。しかし、本実施例１の破線領域４８で示すように、変圧器電流実効値ＩＴが最小となる１次側デューティ比Ｄ１は、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２で異なるので、サーチする必要がある。
図１３の破線符号４９に示すように、無負荷時に変圧器電流実効値ＩＴが最小となる１次側デューティ比Ｄ１＝０．８４で固定した場合、出力電力Ｐｏが低下してしまう。そのため、出力電力指令値である位相差φを最大まで増大しても、従来型ＤＡＢと同等の出力電力Ｐｏが得られない。
そこで、本実施例１では、図１の制御部４０Ａにおいて、制御ループを２重にして、誤差部４１及び補正部４２を有する定電流制御と、実効値算出部４３及び出力電力指令値算出部４４を有する付加デューティ比制御と、の２重ループを形成することにより、位相差φが増大する重負荷領域に動作領域が移行するに従って、付加する１次側デューティ比Ｄ１を低減し、従来型ＤＡＢ制御に動作パターンを近づけている。これにより、従来型ＤＡＢと同様の最大出力電力値と、１次側デューティ比Ｄ１の付加による軽負荷時の回路内を循環する変圧器電流実効値ＩＴを低減している。

（実施例１の変形例）
図３、図８及び図１０では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６に、１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加した制御方法を説明したが、２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６にのみ、２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加する制御方法、或いは、１次側デューティ比Ｄ１及び２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンを共に付加する制御方法に変更しても良い。このような制御方法を採用しても、上記実施例１と略同様の作用を奏することができる。

（実施例１の効果）
本実施例１のＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータとその制御部４０Ａ及び制御方法によれば、複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６中及び／又は複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６中に、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５，３１，３３，３５のすべて及び／又はＬ側スイッチ１２，１４，１６，３２，３４，３６のすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する際に、そのパルスパターンの１次側、２次側デューティ比Ｄ１，Ｄ２を、位相差φの指令値と、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２と、に応じて可変している。そのため、従来型ＤＡＢと基本的な双方向制御（即ち、位相差φを用いた制御）から大きな制御構成を変更することなく、先の提案の１次側、２次側デューティ比Ｄ１，Ｄ２を付加する動作が可能になる。従って、軽負荷時に回路内を循環する電流を低減しつつ、出力電流（出力電力）の低減を抑制できる。これにより、制御性を向上できる。

（実施例２の構成）
図１４は、本発明の実施例２における制御部４０Ｂの構成を示す機能ブロック図であり、実施例１の制御部４０Ａ内の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。
本実施例２の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、実施例１と同様の電力変換部を有し、この電力変換部を制御するための制御部４０Ｂの構成が、実施例１の制御部４０Ａと異なっている。
本実施例２の制御部４０Ｂは、２次側電流指令値Ｉ２と２次側電流Ｉｄ２との誤差ｅを求める実施例１と同様の誤差部４１を有し、この出力側に、出力電力指令値算出部５０が接続されている。出力電力指令値算出部５０は、誤差部４１で求められた誤差ｅに基づき、出力電力指令値となる位相差φを算出するものであり、この出力側に、駆動パルス生成部５１及びデューティ比生成部５２が接続されている。駆動パルス生成部５１は、出力電力指令値算出部５０で算出された位相差φに基づき、複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６を生成するものであり、この出力側に、パルスパターン付加部５３が接続されている。
デューティ比生成部５２は、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２と、出力電力指令値算出部５０で算出された位相差φと、に基づき、演算により、又はテーブルデータ等を用いて、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５，３１，３３，３５のすべて及び／又はＬ側スイッチ１２，１４，１６，３２，３４，３６のすべてを同時にオンするパルスパターンの１次側デューティ比Ｄ１及び／又は２次側デューティ比Ｄ２を生成するものであり、この出力側に、パルスパターン付加部５３が接続されている。パルスパターン付加部５３は、複数の１次側駆動パルス１１～１６中に１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加し、及び／又は、複数の２次側駆動パルス３１～３６中に２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加するものであり、この出力側に、実施例１と同様の１次側パルス駆動部４５及び２次側パルス駆動部４６が接続されている。
１次側パルス駆動部４５は、１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加された複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６により、１次側インバータ１０における複数のＨ側スイッチ１１，１３，１５及びＬ側スイッチ１２，１４，１６をそれぞれオン／オフ動作させるものである。更に、２次側パルス駆動部４６は、２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンが付加された複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６により、２次側インバータ３０における複数のＨ側スイッチ３１，３３，３５及びＬ側スイッチ３２，３４，３６をそれぞれオン／オフ動作させるものである。
制御部４０Ｂにおいて、誤差部４１、出力電力指令値算出部５０、駆動パルス生成部５１、デューティ比生成部５２、及びパルスパターン付加部５３は、例えば、ＣＰＵや、半導体素子等の個別回路により構成されている。１次側パルス駆動部４５及び２次側パルス駆動部４６は、トランジスタ等の個別回路により構成されている。

（実施例２の制御方法）
１次側電圧Ｅ１と２次側電圧Ｅ２とが近い場合の通常の定電流制御動作（Ｃ１）と、無負荷時（φ＝０ｄｅｇ）の２次側短絡の場合の定電流制御動作（Ｃ２）と、を説明する。

（Ｃ１） １次側電圧Ｅ１と２次側電圧Ｅ２とが近い場合の通常の定電流制御動作
制御部４０Ｂにおいて、２次側電流指令値Ｉ２に対して測定された２次側電流Ｉｄｃ２が変動すると、誤差部４１により、２次側電流指令値Ｉ２と２次側電流Ｉｄｃ２との誤差ｅが求められ、その誤差ｅが出力電力指令値算出部５０に入力される。出力電力指令値算出部５０は、入力された誤差ｅを０にするような、１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ３０の入力電圧ｖｐ（又は入力電流）との位相差φを算出し、この位相差φを駆動パルス生成部５１及びデューティ比生成部５２へ入力する。
駆動パルス生成部５１は、入力された位相差φに基づき、複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６を生成して、パルスパターン付加部５３へ入力する。デューティ比生成部５２は、入力された位相差φと、計測された１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２と、に基づき、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５，３１，３３，３５のすべて及び／又はＬ側スイッチ１２，１４，１６，３２，３４，３６のすべてを同時にオンするパルスパターンの１次側デューティ比Ｄ１及び／又は２次側デューティ比Ｄ２を生成して、パルスパターン付加部５３へ与える。
パルスパターン付加部５３は、複数の１次側駆動パルス１１～１６中に１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加し、及び／又は、複数の２次側駆動パルス３１～３６中に２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加する。すると、１次側パルス駆動部４５では、１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加された複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６により、１次側インバータ１０における複数のＨ側スイッチ１１，１３，１５及びＬ側スイッチ１２，１４，１６をそれぞれオン／オフ動作させる。更に、２次側パルス駆動部４６では、２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンが付加された複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６により、２次側インバータ３０における複数のＨ側スイッチ３１，３３，３５及びＬ側スイッチ３２，３４，３６をそれぞれオン／オフ動作させる。これにより、２次側電流Ｉｄｃ２が変化し、この２次側電流Ｉｄｃ２が２次側電流指令値Ｉ２に一致するような定電流動作が行われる。

（Ｃ２） 無負荷時（φ＝０ｄｅｇ）の２次側短絡の場合の定電流制御動作
例えば、負荷の変動によって２次側電圧Ｅ２が０Ｖ（短絡状態）になった場合の定電流制御動作を説明する。
図１４の制御部４０Ｂにおいて、２次側電圧Ｅ２が０Ｖになると、平滑コンデンサ３７に蓄積された電荷が放電され、瞬時的にパルス状の大電流が発生するが、その後、２次側電流Ｉｄｃ２が一定値に維持される。この時、出力電力指令値算出部５０は、入力された誤差ｅを減少するような、１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ３０の入力電圧ｖｐ（又は入力電流）との位相差φを算出し、この位相差φを駆動パルス生成部５１及びデューティ比生成部５２へ入力する。駆動パルス生成部５１は、入力された位相差φに基づき、複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６を生成して、パルスパターン付加部５３へ入力する。
デューティ比生成部５２は、入力された位相差φと、計測された１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２と、に基づき、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５，３１，３３，３５のすべて及び／又はＬ側スイッチ１２，１４，１６，３２，３４，３６のすべてを同時にオンするパルスパターンの１次側デューティ比Ｄ１及び／又は２次側デューティ比Ｄ２を生成する。この際、デューティ比生成部５２では、入力される位相差φの絶対値の増大に従って、１次側デューティ比Ｄ１及び／又は２次側デューティ比Ｄ２を１．０に近づける制御、即ち、位相差φが増大する重負荷領域に動作領域が移行するに従って、１次側デューティ比Ｄ１及び／又は２次側デューティ比Ｄ２を低減する制御を行う。
パルスパターン付加部５３は、デューティ比生成部５２で生成された１次側デューティ比Ｄ１及び／又は２次側デューティ比Ｄ２に基づき、複数の１次側駆動パルス１１～１６中に１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加し、及び／又は、複数の２次側駆動パルス３１～３６中に２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加する。
すると、１次側パルス駆動部４５では、１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加された複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６により、１次側インバータ１０における複数のＨ側スイッチ１１，１３，１５及びＬ側スイッチ１２，１４，１６をそれぞれオン／オフ動作させる。更に、２次側パルス駆動部４６では、２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンが付加された複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６により、２次側インバータ３０における複数のＨ側スイッチ３１，３３，３５及びＬ側スイッチ３２，３４，３６をそれぞれオン／オフ動作させる。これにより、２次側電流Ｉｄｃ２が変化し、この２次側電流Ｉｄｃ２が２次側電流指令値Ｉ２に一致するような定電流動作が行われる。

（実施例２の制御方法の特徴）
図１５は、本実施例２において付加する１次側デューティ比Ｄ１の変更例を示す特性図である。この図１５において、横軸は位相差φ［ｄｅｇ］、及び、縦軸は付加する１次側デューティ比Ｄ１である。
実施例１の図１２の場合、１次側デューティ比Ｄ１（及び２次側デューティ比Ｄ２）は、変圧器電流実効値ＩＴをサーチした結果の値になる。これに対して、本実施例２では、サーチせずに１次側デューティ比Ｄ１（及び２次側デューティ比Ｄ２）を決定しなければならないので、図１５のような特性を予め決定しておく必要がある。そのための一例として、図１５の特性図が示されている。
図１５の破線領域５４に示すように、位相差φ［ｄｅｇ］＝０において、無負荷時に変圧器電流実効値ＩＴが１次側デューティ比Ｄ１＝０．８４で最小になり、＋側位相差φ［ｄｅｇ］と－側位相差φ［ｄｅｇ］へ一定の勾配で立ち上がっている。破線領域５５に示すように、本実施例２では、１次側デューティ比Ｄ１を負荷（即ち、位相差指令値）に応じて可変している。これに対して、従来型ＤＡＢでは、位相差φ［ｄｅｇ］の変更に関わらず、１次側デューティ比Ｄは一定の１である。
本実施例２では、図１５に示すように、制御部４０Ｂにより、位相差φ＝０［ｄｅｇ］より、この位相差φの絶対値の増大に従って、付加する１次側デューティ比Ｄ１を１．０に近づける制御を行っている。これにより、従来型ＤＡＢと同様の最大出力電力値と、１次側デューティ比Ｄ１の付加による軽負荷時の回路内を循環する変圧器電流実効値ＩＴを低減している。

（実施例２の変形例）
図１５では、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６に、１次側デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加した制御方法を説明したが、２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６にのみ、２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加する制御方法、或いは、１次側デューティ比Ｄ１及び２次側デューティ比Ｄ２のパルスパターンを共に付加する制御方法に変更しても良い。このような制御方法を採用しても、上記実施例２と略同様の作用を奏することができる。
又、図１４において、誤差部４１と出力電力指令値算出部５０との間に、図１と同様に、フィードバック制御の遅れ要素を補正するためのＰＩ制御等の補正部４２を設ければ、制御精度をより向上できる。

（実施例２の効果）
本実施例２のＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータとその制御部４０Ｂ及び制御方法によれば、複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６中及び／又は複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６中に、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５，３１，３３，３５のすべて及び／又はＬ側スイッチ１２，１４，１６，３２，３４，３６のすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する際に、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２と動作時点での位相差φを用い、その付加するパルスパターンの１次側、２次側デューティ比Ｄ１，Ｄ２を可変している。そのため、実施例１と同様に、従来型ＤＡＢと基本的な双方向制御（即ち、位相差φを用いた制御）から大きな制御構成を変更することなく、先の提案の１次側、２次側デューティ比Ｄ１，Ｄ２を付加する動作が可能になる。従って、軽負荷時に回路内を循環する電流を低減しつつ、出力電流（出力電力）の低減を抑制できる。これにより、制御性を向上できる。

（実施例１、２の他の変形例）
本発明は、上記実施例１、２及びその変形例に限定されず、その他の利用形態や変形が可能である。この変形例としては、例えば、次のようなものがある。
図１に示すＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける電力変換部の構成、或いは、図１、図２及び図１４に示す制御部４０Ａ，４０Ｂの構成は、図示以外の構成に変更しても良い。又、１次側インバータ１０、２次側インバータ３０、及び変圧器２０は、３相以外に、単相、或いは４相以上に変更しても、本発明の制御方法を適用できる。

１ １次側平滑コンデンサ
１０ １次側インバータ
１１～１６，３１～３６ スイッチ
１７～１９ リアクトル
２０ 変圧器
３０ ２次側インバータ
３７ ２次側平滑コンデンサ
４０Ａ，４０Ｂ 制御部
４１ 誤差部
４２ 補正部
４３ 実効値算出部
４４，５０ 出力電力指令値算出部
４５ １次側パルス駆動部
４６ ２次側パルス駆動部
５１ 駆動パルス生成部
５２ デューティ比生成部
５３ パルスパターン付加部

Claims (10)

1. 複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、
   １次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、
   複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、
   複数の１次側駆動パルスを出力して前記１次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、複数の２次側駆動パルスを出力して前記２次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力電力を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に、前記高レベル側のスイッチのすべて及び／又は前記低レベル側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する際に、前記パルスパターンのデューティ比を、前記位相差の指令値と、前記１次側電圧及び前記２次側電圧の１次側／２次側電圧比と、に応じて可変する構成にしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記制御部は、
   ２次側電流指令値と前記２次側電流との誤差を求める誤差部と、
   前記変圧器に流れる変圧器電流の変圧器電流実効値を算出する実効値算出部と、
   前記誤差に基づき、出力電力指令値となる前記位相差と前記パルスパターンの１次側の前記デューティ比及び／又は２次側の前記デューティ比とを算出し、前記１次側／２次側電圧比と前記位相差と前記変圧器電流実効値と、に応じて前記１次側デューティ比及び／又は前記２次側デューティ比を変化させる出力電力指令値算出部と、
   前記１次側デューティ比のパルスパターンが付加された前記複数の１次側駆動パルスを生成して、前記１次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させる１次側パルス駆動部と、
   前記２次側デューティ比のパルスパターンが付加された前記複数の２次側駆動パルスを生成して、前記２次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させる２次側パルス駆動部と、
   を有することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 請求項２記載のスイッチング電源装置において、
   前記誤差の値に対して、フィードバック制御の遅れ要素を補正する補正部を設けた、
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 前記出力電力指令値算出部は、
   前記１次側／２次側電圧比が閾値以内か否かを判定して閾値判定結果を求める閾値判定部と、
   前記閾値判定結果が閾値以内でない場合には、前記位相差が限界値に達しているか否かを判定して限界値判定結果を求める限界値判定部と、
   前記閾値判定結果が閾値以内の場合又は前記限界値判定結果が限界値に達している場合には、高電圧側の前記１次側デューティ比又は前記２次側デューティ比を設定値分増大して増大デューティ比を求め、前記増大デューティ比を前記閾値判定部へ入力するデューティ比増大部と、
   前記限界値判定結果が限界値に達していない場合には、今回測定時の前記変圧器電流実効値が前回測定時の前記変圧器電流実効値よりも減少又は増加しているか否かの電流比較結果を求める変圧器電流比較部と、
   前記電流比較結果が減少の場合には、前記１次側デューティ比及び／又は前記２次側デューティ比にデューティ比変化値を加えた加算値を求め、前記加算値を前記閾値判定部へ入力するデューティ比加算部と、
   前記電流比較結果が増加の場合には、前記デューティ比加算部における前記デューティ比変化値の極性を反転する極性反転部と、
   を有することを特徴とする請求項２又は３記載のスイッチング電源装置。
5. 前記制御部は、
   ２次側電流指令値と前記２次側電流との誤差を求める誤差部と、
   前記誤差に基づき、出力電力指令値となる前記位相差を算出する出力電力指令値算出部と、
   前記位相差に基づき、前記複数の１次側駆動パルス及び前記複数の２次側駆動パルスを生成する駆動パルス生成部と、
   前記１次側／２次側電圧比と前記位相差とに基づき、前記高レベル側のスイッチのすべて及び／又は前記低レベル側のスイッチのすべてを同時にオンする前記パルスパターンの１次側の前記デューティ比及び／又は２次側の前記デューティ比を生成するデューティ比生成部と、
   前記複数の１次側駆動パルス中に前記１次側デューティ比のパルスパターンを付加し、及び／又は、前記複数の２次側駆動パルス中に前記２次側デューティ比のパルスパターンを付加するパルスパターン付加部と、
   前記１次側デューティ比のパルスパターンが付加された前記複数の１次側駆動パルスにより、前記１次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させる１次側パルス駆動部と、
   前記２次側デューティ比のパルスパターンが付加された前記複数の２次側駆動パルスにより、前記２次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させる２次側パルス駆動部と、
   を有することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
6. 請求項５記載のスイッチング電源装置において、
   前記誤差の値に対して、フィードバック制御の遅れ要素を補正する補正部を設けた、
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
7. 前記１次側インバータ、前記２次側インバータ、及び前記変圧器は、単相、３相又は４相以上の電力変換を行う構成になっている、
   ことを特徴とする請求項１～６のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
8. 前記１次側デューティ比及び前記２次側デューティ比は、
   ０～１の範囲の値であることを特徴とする請求項２～７のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
9. 複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、
   １次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、
   複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、
   を備えるスイッチング電源装置の制御回路であって、
   複数の１次側駆動パルス及び複数の２次側駆動パルスを生成し、
   前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に、前記高レベル側のスイッチのすべて及び／又は前記低レベル側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する際に、
   前記パルスパターンのデューティ比を、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差の指令値と、前記１次側電圧及び前記２次側電圧の１次側／２次側電圧比と、に応じて可変し、
   前記複数の１次側駆動パルス又は前記パルスパターンが付加された前記複数の１次側駆動パルスにより、前記１次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、前記複数の２次側駆動パルス又は前記パルスパターンが付加された前記複数の２次側駆動パルスにより、前記２次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、
   前記位相差と前記パルスパターンのデューティ比とを変えて前記２次側インバータの出力電力を制御する、
   構成になっていることを特徴とするスイッチング電源装置の制御回路。
10. 複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、
    １次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、
    複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、
    を備えるスイッチング電源装置の制御方法であって、
    複数の１次側駆動パルス及び複数の２次側駆動パルスを生成し、
    前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に、前記高レベル側のスイッチのすべて及び／又は前記低レベル側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する際に、
    前記パルスパターンのデューティ比を、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差の指令値と、前記１次側電圧及び前記２次側電圧の１次側／２次側電圧比と、に応じて可変し、
    前記複数の１次側駆動パルス又は前記パルスパターンが付加された前記複数の１次側駆動パルスにより、前記１次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、前記複数の２次側駆動パルス又は前記パルスパターンが付加された前記複数の２次側駆動パルスにより、前記２次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、
    前記位相差と前記パルスパターンのデューティ比とを変えて前記２次側インバータの出力電力を制御する、
    ことを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。

Images