WO2017086310A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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switching
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control signal
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サハスブラタ
島田有礼
堀田豊
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アイシン・エィ・ダブリュ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that performs power conversion between DC power and multi-phase AC power.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor
  • IGBT Insulated Gate-Bipolar-Transistor
  • This inverter circuit is driven by three-phase modulation control for switching control of all three phases at high load, and is fixed at one of the three phases at low load and by two-phase modulation control for switching control of the remaining two phases. Driven. At a low load, the switching loss of the MOSFET is relatively small, and therefore, in the two-phase modulation control, control is performed such that the current ratio of the lower MOSFET is higher than that of the upper IGBT. On the other hand, since the loss of the IGBT becomes relatively small at the time of a high load where the current becomes large, the current-carrying rate of the upper-side IGBT becomes higher than the current-carrying rate of the lower-side MOSFET in the three-phase modulation control. Controlled.
  • Patent Document 1 the efficiency of the inverter circuit is improved in the entire operation range from a low load to a high load by such control.
  • a circuit is used. Even if there is a difference in switching characteristics (for example, switching responsiveness) between the MOSFET and the IGBT, an inverter is considered in consideration of, for example, a control configuration in which the lower MOSFET is operated at a higher switching frequency than the upper IGBT. There is no mention of improving circuit efficiency or reducing noise.
  • the free wheel diode is controlled when the switching element is controlled to be on according to the polarity of the generated alternating current.
  • a forward current may flow when viewed.
  • the free wheel diode of the same characteristic is connected in parallel with respect to both IGBT and MOSFET, and the loss in a free wheel diode is not considered. Further, such a loss is generated every time switching is performed. Therefore, when the switching frequency of the inverter circuit is increased, the loss is particularly likely to increase.
  • the upper stage side and the lower stage side are different from each other in order to improve the efficiency of the power conversion device including an arm formed of different types of switching elements on the upper stage side and the lower stage side and reduce noise. It is desired to provide a technique capable of reducing the loss of the power conversion device including the freewheel diode even when switching is performed at the switching frequency.
  • the power conversion device in view of the above is: An arm for one phase, which is connected in series with two switch sections that are conductive in the on state and non-conductive in the off state, is connected in parallel between the positive and negative DC poles according to the number of AC phases.
  • the connection point of the two switch sections in each arm is used as an AC input / output for each phase, and power conversion is performed between DC power and multiple-phase AC power
  • Each of the switch units includes a switching element and a free wheel diode connected in parallel to the switching element with a direction from the negative electrode toward the positive electrode as a forward direction.
  • the switching element is a first switching element or a second switching element having a switching response between an off state and an on state higher than that of the first switching element
  • the freewheel diode is a first rectifier element or a second rectifier element having a shorter reverse recovery time than the first rectifier element
  • Each of the arms includes an upper-stage switch section connected to the positive electrode side and a lower-stage switch section connected to the negative electrode side, wherein the switch section includes the first switching element and the
  • the switch unit is configured by a parallel connection with a second rectifying element, and the other switch unit is configured by a parallel connection of the second switching element and the first rectifying element.
  • the forward current as viewed from the lower freewheel diode Flows. That is, in a phase where the alternating current is positive, when a current flows to the lower stage side of the arm, a current also flows to the free wheel diode on the lower stage side when the state of the switching element on the lower stage side is OFF. The same can be said when the alternating current is negative.
  • the loss of the power conversion device can be reduced when the alternating current is in a positive phase.
  • the loss of the combination of the switching element of the lower switch unit and the free wheel diode of the upper switch unit can be reduced when the alternating current is in a negative phase. If the reverse recovery time of the free wheel diode is short, the loss generation time is also shortened, so that the loss is reduced.
  • any one of the phases is “positive”.
  • any one of the plural phases is “negative” during one electrical angle cycle of the alternating current. Therefore, by adopting either one of the combination focused on when the alternating current is “positive” or the combination focused on when it is “negative”, the loss of the power conversion device is reduced over the entire period of one cycle of the electrical angle. Can be reduced.
  • either one of the upper-stage switch section and the lower-stage switch section is configured by parallel connection of the first switching element and the second rectifier element, and the other switch section is the first switch section. It is comprised by the parallel connection of 2 switching elements and a 1st rectifier.
  • the upper switching element and the lower free wheel diode are combined with the second switching element and the second rectifying element, or the lower switching element and the upper free wheel diode are combined.
  • the combination of the second switching element and the second rectifying element can be realized. Thereby, the loss of a power converter device can be reduced.
  • the upper stage side and the lower stage side can be reduced at different switching frequencies, the loss of the power conversion device including the freewheel diode can be reduced.
  • Block diagram schematically showing the system configuration of the power converter The figure which shows typically the operation area
  • Circuit block diagram schematically showing the configuration of the arm for one phase Schematic circuit diagram showing a configuration example of an arm for one phase Waveform diagram showing an example of modulation on the low modulation rate side Waveform diagram showing an example of modulation on the high modulation rate side
  • FIG. 1 schematically shows the system configuration of the power conversion device 1.
  • the power converter 1 is provided between the DC power source 11 and the AC rotating electrical machine 80, and converts power between DC and AC.
  • the rotating electrical machine 80 is a rotating electrical machine that serves as a driving force source for a vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle.
  • the rotating electrical machine 80 is a rotating electrical machine that operates with a plurality of phases of alternating current (here, three-phase alternating current), and can function as both an electric motor and a generator.
  • the rotating electrical machine 80 converts electric power from the DC power supply 11 into power through the inverter 10 (inverter circuit) (power running). Alternatively, the rotating electrical machine 80 converts, for example, a rotational driving force transmitted from an internal combustion engine (not shown) and wheels into electric power, and charges the DC power supply 11 via the inverter 10 (regeneration).
  • the DC power supply 11 is a high-voltage DC power supply having a rated voltage of about 50 to 400 [V], for example.
  • the DC power supply 11 is, for example, a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion, a capacitor such as an electric double layer capacitor, or a combination of these, and is a DC power supply capable of storing a large voltage and a large capacity.
  • the power conversion device 1 includes a direct-current converter (DC-DC converter) that boosts the output voltage of the direct-current power supply 11, the converter can be included in the direct-current power supply. This converter functions as a step-down converter when electric power is regenerated to the DC power supply 11 via the inverter 10.
  • the voltage on the DC side of the inverter 10 (the voltage between the positive electrode P and the negative electrode N on the DC side of the inverter 10, the voltage between the terminals of the DC power supply 11 and the output voltage of the converter) is referred to as a DC link voltage (Vdc).
  • a smoothing capacitor 12 (DC link capacitor) that smoothes the DC link voltage is provided on the DC side of the inverter 10. Smoothing capacitor 12 stabilizes a DC voltage (DC link voltage) that fluctuates according to fluctuations in power consumption of rotating electrical machine 80.
  • the inverter 10 converts the DC power having the DC link voltage into AC power of a plurality of phases (n is a natural number, n-phase, here three phases) and supplies the AC power to the rotating electrical machine 80, and the rotating electrical machine 80. Converts the multiple-phase AC power generated by the DC into DC power and supplies it to the DC power supply.
  • the inverter 10 includes a plurality of switch units 2. As will be described later with reference to FIGS. 3 and 4, the switch unit 2 includes a switching element 3 and a free wheel diode 4.
  • the switching element 3 includes an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), and SiC-MOSFET (Silicon Carbide IV-) based on silicon carbide (SiC).
  • Power semiconductor elements such as Metal-Oxide-Semiconductor FET, SiC-SIT (SiC-Static Induction Transistor), SiC-IGBT, and GaN-GaN (Gallium-Nitride-MOSFET) based on gallium nitride (GaN) are used.
  • Si-IGBT based on silicon (Si) has been widely used as the switching element 3 of the inverter 10.
  • semiconductor materials such as silicon carbide (SiC) and gallium nitride (GaN) have been put into practical use as base materials for power MOSFETs and IGBTs.
  • Semiconductor materials such as SiC and GaN have a higher basic performance as a material for semiconductor materials, such as a wider band gap (wide band gap semiconductor) and higher dielectric breakdown strength than Si. Since the dielectric breakdown strength is high, in the high voltage element for power (power switching element) based on SiC or GaN, the drift layer can be made thinner than the element based on Si.
  • the power per unit area is larger than that of the Si-based element.
  • An element having a very low on-resistance can be realized.
  • an IGBT Si-IGBT
  • Si-IGBT Si-IGBT
  • An IGBT is a switching element having an FET structure in an input stage and a bipolar transistor structure in an output stage on one semiconductor element.
  • the IGBT has a large switching loss compared to, for example, a MOSFET, and there is a limit to switching at a high frequency due to the influence of heat generated as a result.
  • the high-voltage element for electric power based on SiC or GaN since the drift layer can be made thin as described above, it has a high-speed device structure, and even with a MOSFET structure that is a majority carrier device, it is possible to increase the withstand voltage. The accompanying increase in on-resistance can be suppressed. In other words, the high voltage element for power using SiC or GaN as a base material can realize high withstand voltage, low on-resistance, and high frequency operation.
  • SiC-MOSFET can be switched at higher speed and can be used at a higher switching frequency.
  • reduction of the loss of the inverter 10 can also be expected.
  • SiC and GaN are more expensive than Si and may increase the cost of the inverter 10 and the power conversion device 1 including the inverter 10.
  • each of the switching element made of Si material such as Si-IGBT and the switching element made of SiC material such as SiC-MOSFET has advantages and disadvantages. For this reason, it is preferable to provide the optimal inverter 10 and the power converter device 1 including the inverter 10 by taking advantage of both advantages.
  • the inverter 10 is constituted by a bridge circuit including a plurality of sets of arms 9.
  • the inverter 10 includes a pair of switch units 2 on the upper side and the lower side for each arm 9 corresponding to the stator coil 81 of each phase of the rotating electrical machine 80 (in the case of three phases, U phase, V phase, W phase). Configured.
  • the arm 9 for one phase of alternating current is configured by a series circuit of an upper stage side switch unit 21 and a lower stage side switch unit 22.
  • Each switch unit 2 includes a switching element 3 and a free wheel diode 4 as described later with reference to FIG.
  • each of the switching elements 3 operates based on switching control signals (Su +, Sv +, Sw +, Su ⁇ , Sv ⁇ , Sw ⁇ ) output from a drive control unit (DRV-CNT) 20.
  • the switching control signal is, for example, a gate drive signal that drives the gate terminal of the IGBT or MOSFET.
  • the drive control unit 20 is a control device that controls the power converter 1 including the inverter 10 and controls the AC rotating electrical machine 80 via the power converter 1.
  • the drive control unit 20 includes an inverter control device (INV-CNT) 30 and a drive circuit (DRV) 40.
  • the inverter control device 30 is realized by the cooperation of hardware such as a logical operation processor such as a microcomputer or DSP (Digital Signal Processor) and software such as a program or a parameter.
  • a logical operation processor such as a microcomputer or DSP (Digital Signal Processor)
  • software such as a program or a parameter.
  • the inverter control device 30 may be configured by hardware having an electronic circuit such as a logic circuit as a core.
  • the operating voltage of the inverter control device 30 is about 3.3 to 12 [V]
  • the inverter control device 30 supplies power from a low-voltage DC power source (not shown) (for example, rated voltage is about 12 to 24 [V]).
  • the gate drive signal inputted to the control terminal (gate terminal) of the power IGBT or MOSFET for switching high voltage has a voltage amplitude larger than the operating voltage of the electronic circuit (microcomputer or the like) constituting the inverter control device 30. I need. For this reason, the switching control signal (switching control source signal) generated by the inverter control device 30 is input to the inverter 10 after being given driving force by the drive circuit 40 such as voltage amplitude expansion or current amplification. Is done.
  • the inverter control device 30 and the drive circuit 40 are collectively referred to as a drive control unit 20.
  • a control signal (switching control source signal) generated and output by the inverter control device 30 and a control signal transmitted to the switching element 3 via the drive circuit 40 are distinguished. Instead, they are collectively referred to as switching control signals.
  • the rotating electrical machine 80 includes a rotation sensor 14 that detects a magnetic pole position (rotor angle of the rotor) and a rotational speed at each point of the rotor of the rotating electrical machine 80.
  • the rotation sensor 14 is, for example, a resolver.
  • the current flowing through the stator coil 81 of each phase of the rotating electrical machine 80 is measured by the current sensor 13.
  • the inverter control device 30 performs current feedback control based on the required torque, rotation speed, and modulation rate of the rotating electrical machine 80.
  • the required torque is provided to the inverter control device 30 from another control device (not shown) such as a vehicle control device or a vehicle travel control device.
  • the modulation rate is an index indicating a conversion rate from a DC voltage (DC link voltage) to an AC voltage, and is a value indicating a ratio of effective values of line voltages of a plurality of phases of AC voltage to DC voltage.
  • the modulation rate can take a value from “0” to “about 0.78” which is a physical (mathematical) limit value.
  • the inverter control device 30 generates a pulse (modulation pulse) for switching control of the inverter 10 according to the required torque, rotation speed, modulation factor, etc., and outputs it as a switching control signal.
  • the modulation pulse may be generated each time, or a pulse pattern is stored in advance in a memory or the like according to the operating conditions of the rotating electrical machine 80 or the inverter 10 and is output without applying a load to the processor by DMA transfer or the like. It may be a form.
  • the inverter control device 30 performs current feedback control using a vector control method and controls the rotating electrical machine 80 via the inverter 10.
  • the vector control method is simply described as follows, and detailed description thereof is omitted.
  • the inverter control device 30 calculates a current command in the orthogonal vector coordinate system in the vector control based on the DC link voltage, the required torque, the modulation factor, and the like.
  • This orthogonal vector coordinate system is a coordinate system in which the direction of the magnetic pole of the rotor of the rotating electrical machine 80 is one axis (d-axis) and the direction orthogonal to this axis (d-axis) is the other axis (q-axis).
  • the three-phase current (actual current) flowing through the stator coil 81 is also coordinate-converted into this orthogonal vector coordinate system based on the magnetic pole position.
  • PI control proportional-integral control
  • PID control proportional-integral-derivative control
  • the operating area of the rotating electrical machine 80 extends over a wide area according to the required torque ([Nm]) and the rotational speed ([rpm]), for example, as shown in FIG.
  • modulation methods for controlling the rotating electrical machine 80, but the optimum modulation method differs depending on the operating point determined according to the required torque and the rotational speed.
  • the first operation region R1 is an operation region of relatively low torque and low rotational speed, and three-phase modulation is performed in the present embodiment.
  • the second operation region R2 is an operation region having a relatively high torque and high rotational speed, and two-phase modulation is performed in the present embodiment. Details of each modulation method in each operation region will be described later with reference to FIGS.
  • pulse width modulation As a modulation method of the inverter 10, pulse width modulation is known.
  • pulse width modulation the amplitude of an AC waveform (eg, voltage command V * shown in FIGS. 5 and 6) as an output command and a triangular wave (including sawtooth) carrier (eg, carrier CR shown in FIGS. 5 and 6).
  • a pulse is generated based on the magnitude relationship with the amplitude of the waveform.
  • the PWM waveform is directly generated by digital calculation without being compared with the carrier, but even in that case, the amplitude of the AC waveform as the command value and the amplitude of the virtual carrier waveform have a correlation.
  • the term “frequency of the switching control signal” indicates the frequency of the carrier unless otherwise specified.
  • Pulse width modulation includes sinusoidal pulse width modulation (SPWM), space vector pulse width modulation (SVPWM), discontinuous pulse width modulation (DPWM), and the like.
  • the maximum modulation rates are “about 0.61” for SPWM, “about 0.71” for SVPWM, and “about 0.78” for DPWM.
  • a modulation method that performs pulse width modulation on all three phases is referred to as three-phase modulation, and at least one of the three phases is fixed for a predetermined period and remains.
  • a modulation method for performing pulse width modulation of two phases or one phase is referred to as two-phase modulation.
  • the inverter 10 includes a DC positive electrode P and a DC negative electrode that are connected in series with two switch units 2 that are conductive in the on state and non-conductive in the off state. N is connected in parallel according to the number of alternating phases of a plurality of phases.
  • a connection point between the two switch sections 2 in each arm 9 is an AC input / output of each phase.
  • the connection points of the two switch units 2 in the arms 9 corresponding to the three phases are connected to the three-phase stator coils 81 of the rotating electrical machine 80 connected in a star shape.
  • each switch unit 2 includes a switching element 3 and a free wheel diode 4.
  • the freewheel diode 4 is connected to each switching element 3 in parallel with the direction from the lower side to the upper side being the forward direction.
  • the free wheel diode 4 is connected in parallel (reverse parallel connection) to each switching element 3 with the direction opposite to the flow direction when the switching element 3 is in the ON state as the forward direction.
  • the upper switch unit 21 includes an upper switching element 31 and the lower switch unit 22 includes a lower switching element 32.
  • an upper stage freewheel diode 41 is connected in reverse parallel to the upper stage switching element 31, and a lower stage freewheel diode 42 is connected in reverse parallel to the lower stage switching element 32.
  • the upper stage switching element 31 is the first switching element 5 of Si-IGBT
  • the lower stage switching element 32 is the second switching element 7 of SiC-MOSFET. That is, the second switching element 7 is an element having higher switching response than the first switching element 5.
  • the transition time between the off state and the on state is shorter than that of the first switching element 5, and the turn-on / turn-off loss (switching loss) at the time of transition is also the first switching.
  • the element is smaller than the element 5.
  • the lower stage freewheel diode 42 is the first diode 6 (first rectifier element), and the upper stage freewheel diode 41 is the second diode 8 (second rectifier) having a shorter reverse recovery time than the first diode 6. Element).
  • the second diode 8 may be an element having a reverse recovery current smaller than that of the first diode 6.
  • the upper stage freewheel diode 41 may be the second diode 8 having better reverse recovery characteristics than the first diode 6. “Good reverse recovery characteristics” means that the reverse recovery time is short and the reverse recovery current is small. That is, in the form illustrated in FIG. 4, the upper stage side switch unit 21 is configured by parallel connection of the first switching element 5 and the second diode 8, and the lower stage side switch unit 22 is configured with the second switching element 7 and the first switch. It is configured by parallel connection with the diode 6.
  • the first diode 6 is a pn junction diode (preferably a fast recovery diode (Si-FRD)) based on Si
  • the second diode 8 is a Schottky based on SiC. It is a barrier diode (SiC-SBD).
  • the fast recovery diode is a diode in which the forward current continues to flow (reverse recovery time) after switching from the on state to which the forward voltage is applied to the off state.
  • the reverse recovery time of a general diode having a pn junction is approximately several tens [ ⁇ s] to 100 [ ⁇ s], whereas the fast recovery diode is approximately 100 [nsec] or less.
  • a Schottky barrier diode is a diode that utilizes a rectifying action not by a pn junction but by a Schottky junction (contact between a metal and a semiconductor).
  • the Schottky barrier diode does not have a reverse recovery time in terms of operation principle, and can operate at a higher speed than the fast recovery diode.
  • the Schottky barrier diode based on Si has a problem in withstand voltage, but the Schottky barrier diode based on SiC realizes high breakdown voltage.
  • FIG. 5 is a waveform diagram showing an example of modulation on the low modulation rate side
  • FIG. 6 is a waveform diagram showing an example of modulation on the high modulation rate side.
  • the voltage command V * , carrier CR, three-phase current I (target value / command value), and modulation pulse (switching control signal) are shown in order from the top.
  • a modulation pulse is generated by comparing the voltage command V * with the carrier CR.
  • the frequency of the switching control signal (Su ⁇ , Sv ⁇ , Sw ⁇ ) of the second switching element 7 (SiC-MOSFET) is equal to the switching control signal (Su +, Sw +) of the first switching element 5 (Si-IGBT).
  • the frequency of the carrier CR (carrier frequency) is set to be higher than the frequency of (Sv +, Sw +).
  • the lower switching element 32 is the second switching element 7 (SiC-MOSFET) that has relatively little loss during switching and good responsiveness during switching. Therefore, the second carrier CR2 on the lower stage side is illustrated with a frequency twice as high as that of the first carrier CR1 on the upper stage side.
  • the frequency of the relatively lower carrier here, the first carrier CR1 is assumed to be the reference frequencies “f1” and “f2” in each modulation scheme.
  • the second carrier CR2 has a frequency twice that of the first carrier CR1, the second carrier CR2 and the first carrier CR1 may have the same frequency.
  • Different magnifications may be used.
  • the frequency of the second carrier CR2 is preferably about 4 to 8 times the frequency of the first carrier CR1.
  • the magnification need not be fixed.
  • the second carrier CR2 is variable in the range of f1 [Hz] to fx [Hz] on the low modulation rate side, and variable in the range of f2 [Hz] to fy [Hz] on the high modulation rate side. is there.
  • any one of the three phases is always modulated by a high-speed carrier (here, the second carrier CR2) in one electrical angle period.
  • the phase voltage of the three-phase alternating current can be increased according to the frequency of the carrier of the high-speed carrier (second carrier CR2).
  • the frequency of the high-speed carrier (here, the second carrier CR2) that generates at least the switching control signal of the second switching element 7 is a variable value.
  • the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 is a variable value.
  • the phase voltage of the three-phase alternating current can be increased, the pulsation of the three-phase alternating current waveform is reduced and distortion is also reduced.
  • the loss of the rotating electrical machine 80 to which AC power is supplied by the inverter 10 is reduced, and the efficiency is improved. That is, it is possible to improve the efficiency by reducing the loss of the entire system.
  • the capacitance of the smoothing capacitor 12 that smoothes the DC link voltage can be reduced, and downsizing can be realized. Higher frequency is preferably realized by using the second switching element 7 that can perform higher-speed switching and has smaller switching loss. Therefore, the switching frequency of the first switching element 5 may not be a variable value.
  • the frequency of the low-speed carrier here, the first carrier CR1
  • the frequency of the switching control signal of the first switching element 5 is preferably a fixed value.
  • the alternating current (Iu, Iv, Iw) when the alternating current (Iu, Iv, Iw) is in a positive phase and the current flows through the lower switch portion 22 of the arm 9 corresponding to each phase current, the forward direction is viewed from the lower freewheel diode 42. Current flows. Therefore, when the alternating current (Iu, Iv, Iw) is positive, the lower stage side freewheel of the lower stage side switch unit 22 of the arm 9 corresponding to each phase current does not have to switch complementarily to the upper stage side.
  • the diode 42 can be energized at an appropriate timing.
  • the lower-stage switching element 32 is provided in the lower-stage switch unit 22 of the arm 9 corresponding to each phase current.
  • a current in the reverse direction flows from the lower freewheel diode 42.
  • No current flows when the lower switching element 32 is in the OFF state.
  • a forward current as viewed from the upper stage freewheel diode 41 flows through the upper stage switch unit 21 of the arm 9 corresponding to each phase current when the lower stage switching element 32 is in the OFF state.
  • no current flows through the upper switch 21 of the arm 9.
  • the switching element 3 connected in parallel to the free wheel diode 4 can be always turned off during the period in which the forward current flows through the free wheel diode 4.
  • the overall loss of the inverter 10 can be reduced.
  • the U-phase lower-stage switching control signal Su ⁇ is always in the invalid state (low state “L”) during the period when the U-phase current is positive.
  • the U-phase upper stage side switching control signal Su + is always in the ineffective state (L).
  • the V-phase lower stage switching control signal Sv ⁇ is always in an ineffective state (L)
  • a dead time is provided in which both the switching elements (31, 32) are turned off so that the upper switching element 31 and the lower switching element 32 of each arm 9 are not turned on at the same time.
  • the length of this dead time becomes a bottleneck in increasing the switching frequency.
  • the switching element 3 connected in parallel to the free wheel diode 4 is controlled to be always in the off state. The need to consider dead time is reduced. Since the dead time to be considered is reduced, the switching frequency can be increased.
  • the portion indicated by the symbol “D” is the timing at which the alternating currents (Iu, Iv, Iw) of the three phases are reversed from positive to negative with the amplitude center in between. (Zero cross timing (Zero Crossing Timing)). At this timing, the object of switching control is switched between the upper stage side switching element 31 and the lower stage side switching element 32, and therefore the dead time is set only at this timing.
  • the second switching element 7 having a good switching response (short transition time) and a small switching loss is always a high-speed carrier (here, the second phase). Switching is performed by a high-frequency switching control signal modulated by the carrier CR2).
  • a high-frequency switching control signal modulated by the carrier CR2
  • the second switching element 7 is switched to an OFF state by a high frequency switching control signal, a current flows through the second diode 8 connected in parallel to the first switching element 5 of the same arm 9.
  • the second diode 8 is an element having good reverse recovery characteristics such as a short reverse recovery time or a small reverse recovery current.
  • the power converter device 1 is different from the first embodiment in that four different operation areas A to D are set and different modulation schemes are adopted in the respective operation areas. Further, in the present embodiment, both the frequency of the switching control signal of the first switching element 5 and the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 are variable values, as well as the first embodiment. Is different. Due to these differences, the power conversion device 1 of the present embodiment has a configuration that can further reduce the system loss as compared to the first embodiment.
  • the lower switching element 32 is the second switching element 7 (SiC-MOSFET) that has relatively low switching loss and good responsiveness during switching. Below, the power converter device 1 which concerns on this embodiment is demonstrated centering around difference with the said 1st Embodiment. Points that are not particularly described can be the same as those in the first embodiment.
  • the A region is a region where the torque is “positive” and has a relatively high modulation rate compared to the C region, that is, an operation region where the torque is high and the rotation speed is high.
  • the large duty side fixed two-phase modulation method is executed.
  • the region B is a region where the torque is “negative” and has a relatively high modulation rate compared to the region C, that is, the torque is low (the absolute value of the negative torque is larger than the region C), and the rotational speed is High operating area.
  • the small duty side fixed two-phase modulation method is executed.
  • the large duty side fixed two-phase modulation method and the small duty side fixed two-phase modulation method may be simply referred to as a two-phase modulation method.
  • the C region is a region having a relatively low modulation rate compared to the A region and the B region, that is, an operation region where the absolute value of the torque is low and the rotation speed is low.
  • a three-phase modulation method is executed.
  • the D region is a region having a relatively high modulation rate compared to the A region and the B region, that is, an operation region having a high rotation speed.
  • the rectangular wave control method is executed.
  • FIG. 7 shows an example in which the operation areas A to D are set according to the required torque and the rotation speed of the rotating electrical machine 80. These areas are basically based on the modulation rate. Has been determined. Accordingly, these operation areas A to D may be set simply in accordance with the modulation rate.
  • each modulation method in each operation region will be described.
  • the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 is equal to or higher than the frequency of the switching control signal of the first switching element 5. Furthermore, in this embodiment, both the frequency of the switching control signal of the first switching element 5 and the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 are variable values. Therefore, for example, in the three-phase modulation system, the frequency of the switching control signal of the first switching element 5 is set to a value in “f1 to fx1”, and the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 is “f1 to fx2”. “It is the value in the cage.
  • the frequency of the switching control signal of the first switching element 5 is set to a value in “f2 to fy1”, and the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 is “f2 to fy2”. It is assumed to be a medium value. However, “f1 ⁇ f2”, “fx1 ⁇ fx2”, and “fy1 ⁇ fy2”. In the three-phase modulation method, the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 is set to the same value or higher than the frequency of the switching control signal of the first switching element 5.
  • the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 is higher than the frequency of the switching control signal of the first switching element 5.
  • the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 is higher than the frequency of the switching control signal of the first switching element 5 in at least the two-phase modulation method. That is, the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 has an operating state that is higher than the frequency of the switching control signal of the first switching element 5.
  • the large duty side fixed two-phase modulation method executed in the A region is the same as the two-phase modulation method shown in FIG. 6 according to the first embodiment. That is, the large duty side fixed two-phase modulation method is a control method in which one phase of the three-phase voltage command V * is fixed to the large duty side for a predetermined period and the remaining two phases are subjected to pulse width modulation. It is. In the example shown in FIG. 6, one of the three-phase voltage commands V * is fixed at a duty of 100% (always on) for a period of 120 ° in electrical angle.
  • the U-phase lower-stage switching control signal Su ⁇ is always in an ineffective state (low state “L”), and within a certain period (120 ° in electrical angle) ), The U-phase upper switching control signal Su + is maintained in the valid state (high state “H”).
  • the U-phase upper stage switching control signal Su + is always in the invalid state (L), and the U-phase lower stage switching control signal Su ⁇ is switching-controlled at a high frequency.
  • the second carrier CR2 on the lower stage side has a frequency twice that of the first carrier CR1 on the upper stage side, and the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 is the switching control signal of the first switching element 5.
  • the frequency is twice as high as
  • the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 may be at least twice the frequency of the switching control signal of the first switching element 5, and is preferably about 4 to 8 times, for example. Therefore, in this example, the U-phase lower-stage switching control signal Su ⁇ is turned on / off at a frequency that is at least twice that of the U-phase upper-stage switching control signal Su +. The same control is performed for the V phase and the W phase.
  • FIG. 8 is a waveform diagram showing an example of the small duty side fixed two-phase modulation method performed in the B region.
  • the small duty side fixed two-phase modulation method one phase of the three-phase voltage command V * is fixed to the small duty side for a predetermined period, and the remaining two phases are pulsed.
  • This is a control method for width modulation.
  • one of the three-phase voltage commands V * is fixed at a duty of 0% (always off) for a period of 120 ° in electrical angle.
  • the U-phase lower-stage switching control signal Su ⁇ is always in an ineffective state (low state “L”), and within a certain period (120 ° in electrical angle) ), The U-phase upper stage side switching control signal Su + is also maintained in the invalid state.
  • the U-phase upper stage switching control signal Su + is always in an invalid state (L), and the U-phase lower stage switching control signal Su ⁇ is switching-controlled at a high frequency.
  • the second carrier CR2 on the lower stage side has a frequency twice that of the first carrier CR1 on the upper stage side, and the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 is the switching control signal of the first switching element 5.
  • the frequency is twice as high as
  • the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 may be at least twice the frequency of the switching control signal of the first switching element 5, and is preferably about 4 to 8 times, for example. Therefore, in this example, the U-phase lower-stage switching control signal Su ⁇ is turned on / off at a frequency that is at least twice that of the U-phase upper-stage switching control signal Su +. The same control is performed for the V phase and the W phase.
  • both of the large duty side fixed two-phase modulation method in the A region and the small duty side fixed two-phase modulation method in the B region are relatively low in switching loss and responsive in switching.
  • the good second switching element 7 is mainly switched.
  • the second switching element 7 is switched to the OFF state by a high frequency switching control signal, a current flows through the second diode 8 connected in parallel to the first switching element 5 of the same arm 9.
  • the second diode 8 is an element having good reverse recovery characteristics. That is, in a phase (period) in which switching is performed at a high frequency, elements having good switching characteristics on both the upper and lower stages of each arm 9 operate, and elements having inferior switching characteristics on both the upper and lower stages of the arm 9. Does not work.
  • an element having a good switching characteristic is often more expensive, an element having a good switching characteristic is arranged so as to operate only in a scene where high speed operation is required. An increase in cost associated with higher frequency can be suppressed.
  • FIG. 9 shows a waveform diagram showing an example of the modulation of the three-phase modulation method executed in the C region.
  • the three-phase modulation method is a control method in which all three phases are subjected to pulse width modulation. Specifically, during a period when the U-phase current is positive, the U-phase lower-stage switching control signal Su ⁇ is always in an invalid state (low state “L”), and the U-phase upper-stage switching control signal Su + is set to a predetermined value. Switching is controlled by frequency.
  • the U-phase upper stage switching control signal Su + is always in an invalid state (L), and the U-phase lower stage switching control signal Su ⁇ is controlled to be switched at a predetermined frequency.
  • the first carrier CR1 on the upper stage side and the second carrier CR2 on the lower stage side have the same frequency,
  • the frequency of the switching control signal of the first switching element 5 and the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 are set to the same value.
  • the frequency of the switching control signal in the C region is lower than that in the A region and the B region.
  • the C region is an operation region in which the absolute value of the torque is relatively low and the rotation speed is relatively low as compared to the A region and the B region. Therefore, even if both the first switching element 5 and the second switching element 7 are switched at a low switching frequency, the loss due to the ripple current or the like in the rotating electrical machine 80 is small compared to the A region and the B region. Therefore, in the present embodiment, the switching frequency of the second switching element 7 is set to the same low switching frequency as that of the first switching element 5. Also in this C region, the switching frequency of the second switching element 7 may be higher than the switching frequency of the first switching element 5.
  • a forward current is applied to the free wheel diode 4 in each of the arms 9.
  • the switching element 3 connected in parallel to the freewheel diode 4 is controlled to be always in an off state. 6, 8, and 9, the position indicated by the symbol “D”, that is, the timing at which the positive and negative AC currents (Iu, Iv, Iw) of the three phases are inverted (zero cross timing (Zero Crossing Timing)) only sets dead time.
  • the rectangular wave control method executed in the D region is a method of controlling the inverter 10 by controlling the voltage phase of the AC power.
  • the voltage phase of the AC power corresponds to the phase of the three-phase voltage command V * .
  • the first switching element 5 and the second switching element 7 of the inverter 10 are turned on and off once per cycle of the electrical angle of the rotating electrical machine 80, and the electrical angle for each phase. This is rotation synchronous control in which one pulse is output per cycle.
  • the rectangular wave control is performed together with the field weakening control.
  • the upper switching element 31 is the first switching element 5
  • the upper freewheel diode 41 is the second diode 8
  • the lower switching The embodiment in which the element 32 is the second switching element 7 and the lower freewheel diode 42 is the first diode 6 has been described as an example.
  • the structure of the upper switch unit 21 and the lower switch unit 22 may be reversed. That is, the upper switching element 31 is the second switching element 7, the upper freewheel diode 41 is the first diode 6, the lower switching element 32 is the first switching element 5, and the lower freewheel diode 42 is the second diode 8. There may be.
  • each arm 9 is configured by the parallel connection of the first switching element 5 and the second diode 8 in which one of the upper-stage switch section 21 and the lower-stage switch section 22 is connected.
  • the other switch part 2 should just be comprised by the parallel connection of the 2nd switching element 7 and the 1st diode 6.
  • each arm 9 is configured as shown in FIG. 10, the frequencies of the first carrier CR1 and the second carrier CR2 shown in FIGS. 5 and 6 are reversed. And thereby, the frequency of the switching control signal of each phase is also reversed.
  • the switching control signals (Su ⁇ , Sv ⁇ , Sw ⁇ ) of the lower switching element 32 are more effective than the switching control signals (Su +, Sv +, Sw +) of the upper switching element 31. High frequency.
  • the switching control signal (Su +, Sv +, Sw +) of the upper switching element 31 is more suitable for the switching control signal of the lower switching element 32 ( (Su-, Sv-, Sw-).
  • the A region where the torque is “positive” so as to mainly switch the second switching element 7 with relatively little loss during switching and good responsiveness during switching.
  • the B region where the torque is “negative” the small duty side fixed two-phase modulation method is executed in the A region, and the large duty side fixed two-phase modulation method is executed in the B region. Since the other description can be easily understood from the above description with reference to FIGS. 3 to 6, the detailed description is omitted.
  • the frequency of the switching control signal is set according to the speed and torque of the rotating electrical machine 80 driven via the power conversion device 1, the modulation rate between direct current and alternating current, and the like. . That is, the frequency of the switching control signal is preferably set according to at least one of the speed of the rotating electrical machine 80, the torque (required torque) of the rotating electrical machine 80, and the modulation rate from direct current to alternating current.
  • the frequency of the switching control signal is set so that the torque (required torque) of the rotating electrical machine 80 decreases as it increases.
  • the frequency of the switching control signal is set so as to increase as the speed of the rotating electrical machine 80 increases.
  • the frequency of the switching control signal is set so as to decrease as the modulation rate increases.
  • the mode of driving the rotary electric machine 80 serving as the driving force source of the hybrid vehicle or the electric vehicle is illustrated.
  • the rotary electric machine 80 may drive a compressor of an air conditioner or an oil pump. .
  • the frequency of the switching control signal is the same as the frequency of the carrier has been described as an example.
  • the configuration of the power conversion device 1 is not limited to this, and the frequency of the switching control signal may be different from the carrier frequency.
  • a configuration in which a natural fraction of the carrier frequency is set to the frequency of the switching control signal is also suitable.
  • the first carrier CR1 of the first switching element 5 and the second carrier CR2 of the second switching element 7 are made common (same frequency), and the frequency of the switching control signal of the first switching element 5 is set to the common carrier.
  • the frequency can be 1 / N (N is a natural number), and the frequency of the switching control signal of the second switching element 7 can be 1 / M of the common carrier frequency (M is a natural number, where M ⁇ N).
  • M is a natural number, where M ⁇ N.
  • the power conversion device (1) has, as one aspect, An arm (9) for one phase in which two switch parts (2) that are conductive in an on state and non-conductive in an off state are connected in series is between a positive electrode (P) and a negative electrode (N) of a direct current.
  • a parallel connection according to the number of AC phases of a plurality of phases, and a connection point between the two switch sections (2) in each arm (9) is used as an AC input / output of each phase.
  • Power conversion between Each of the switch sections (2) includes a switching element (3) and a free wheel diode (P) connected in parallel to the switching element (3) with a direction from the negative electrode (N) toward the positive electrode (P) as a forward direction.
  • the switching element (3) is a first switching element (5) or a second switching element (7) having a switching response between an off state and an on state higher than that of the first switching element (5).
  • the freewheel diode (4) is the first rectifier element (6) or the second rectifier element (8) having a shorter reverse recovery time than the first rectifier element (6),
  • Each of the arms (9) includes either an upper switch unit (21) connected to the positive electrode (P) side or a lower switch unit (22) connected to the negative electrode (N) side.
  • One of the switch parts (2) is constituted by a parallel connection of the first switching element (5) and the second rectifying element (8), and the other switch part (2) is the second switching element.
  • An element (7) and the first rectifying element (6) are connected in parallel.
  • the switching element (3 (31)) when the alternating current of any phase is positive with respect to the amplitude center, the switching element (3 (31)) is turned on in the upper switch unit (21) of the arm (9) corresponding to the phase current. In this case, a current in the reverse direction flows when viewed from the free wheel diode (4 (41)) connected in parallel to the switching element (3 (31)). Therefore, no current flows through the free wheel diode (4 (41)).
  • the switching element (31)) of the upper stage switch section (21) When the switching element (31)) of the upper stage switch section (21) is in the OFF state, no current flows through the upper stage switch section (21). Therefore, when the alternating current is positive, the lower switch unit (22) of the arm (9) has a lower switch unit (22) when the switching element (3 (31)) of the upper switch unit (21) is off.
  • the switching element (3 (31)) of the upper stage side switch part (21) is in the ON state, no current flows through the lower stage side switch part (22).
  • the alternating current is The loss of the power conversion device (1) in the positive phase can be reduced.
  • the alternating current is in a negative phase and the power converter (1 ) Loss can be reduced.
  • the reverse recovery time of the free wheel diode (4) is short, the loss generation time is also shortened, so that the loss is reduced.
  • any one of the phases is “positive”.
  • any one of the plural phases is “negative” during one electrical angle cycle of the alternating current. Accordingly, by adopting either one of the combination focused on when the alternating current is “positive” or the combination focused on when “alternating”, the inverter circuit (10) has an entire period of one electrical angle. Loss can be reduced.
  • the modulation frequency of the AC voltage of multiple phases is determined by the line voltage. Therefore, by adopting either one of the combinations focused on when the alternating current is “positive” or the combination focused on when “negative”, the modulation is suppressed while suppressing an increase in loss due to an increase in the number of switching.
  • the frequency can be increased.
  • the modulation frequency increases, the AC waveform becomes more stable and pulsation and distortion are reduced. Further, the amplitude of the DC side pulsation component is also reduced. Therefore, even if the reduction of the loss in the power converter (1) is offset by the adoption of the low-loss switching element (3) and the increase in the switching frequency, the power converter (1) itself, There is a possibility that loss caused in other circuits connected to the conversion device (1) can be reduced.
  • any one of the switch unit (2) of the upper switch unit (21) and the lower switch unit (22) includes the first switching element (5) and the second rectifier element (8).
  • the other switch unit (2) is configured by a parallel connection of the second switching element (7) and the first rectifying element (6).
  • the upper switching element (33)) and the lower free wheel diode (4 (42)) serve as the second switching element (7) and the second rectifying element (8).
  • the loss generated in the power conversion device (1) itself and other circuits connected to the power conversion device (1) is reduced.
  • the efficiency of the power conversion device (1) including the arm (2) including the switching elements (3) of different types on the upper side and the lower side is improved and noise is reduced. Therefore, even if the upper stage side and the lower stage side are switched at different switching frequencies, the loss of the power conversion device (1) including the freewheel diode (4) can be reduced.
  • the second switching element (7) is an element having a higher switching response than the first switching element (5). Since the second rectifying element (8) is an element having a shorter reverse recovery time than the first rectifying element (6), the responsiveness is high. If the second switching element (7) and the second rectifying element (8) are both highly responsive elements, the switching frequency of the power converter (1) can be increased, and the pulsation and distortion of the AC waveform can be reduced. Can be reduced. Thereby, when a power converter device (1) is connected to AC equipment, loss in the AC equipment can be reduced and efficiency can be improved. Also, the pulsation amplitude can be reduced on the DC side. For example, when a smoothing capacitor is provided between the direct current positive electrode (P) and the negative electrode (N), a reduction in the capacitance can be expected.
  • P direct current positive electrode
  • N negative electrode
  • the power conversion device (1) includes a drive control unit (20) that outputs a switching control signal for switching control of each of the switch units (2), and in each of the arms (9).
  • the frequency of the switching control signal of the second switching element (7) is preferably higher than the frequency of the switching control signal of the first switching element (5).
  • the loss of the combination of the upper switching element (3) and the lower freewheel diode (4) is reduced, or the lower switching element (3) and the upper freewheel are reduced.
  • the second switching element (7) and the second rectifying element (8) are arranged so that the loss of the combination with the diode (4) is reduced. Therefore, in the operating state in which the frequency of the switching control signal of the second switching element (7) having a relatively small loss is higher than the frequency of the switching control signal of the first switching element (5), the loss is increased.
  • the modulation frequency can be increased while suppressing.
  • the power conversion device (1) includes a drive control unit (20) that outputs a switching control signal for switching control of each of the switch units (2), and the arm (9)
  • the switching control signal of the switching element (3) connected in parallel to the freewheel diode (4) is in an invalid state. Is preferred.
  • the alternating current when the alternating current is in a positive phase and the current flows to the lower stage side of the arm (9) corresponding to each phase current, the order is viewed from the lower freewheel diode (4 (42)).
  • Directional current flows. That is, when the alternating current is positive, the lower switching element (3 (32)) of the arm (9) corresponding to each phase current is complementary to the upper switching element (3 (31)). Even if it does not switch, it can supply with an appropriate timing through the freewheel diode (4 (42)) of a lower stage.
  • the alternating current when the alternating current is in a negative phase and the current flows to the upper stage side of the arm (9) corresponding to each phase current, the forward current as viewed from the upper freewheel diode (4 (41)). Flows.
  • the switching control signal of the switching element (3) that does not need to be switched is a period during which no switching is required (a period in which a forward current flows through the freewheel diode (4) connected in parallel to the switching element (3)). ) Can be disabled. Thereby, the switching loss which arises in the said switching element (3) can be reduced.
  • both switch units (21, 22) are both turned off.
  • the opportunity to consider the dead time to be controlled is reduced. Since the time for considering the dead time in one cycle of the electrical angle is reduced, switching opportunities can be increased, and the switching frequency can be increased.
  • the frequency of the switching control signal of the first switching element (5) is a fixed value
  • the frequency of the switching control signal of the second switching element (7) is a variable value.
  • the increase in loss is suppressed by making the frequency of the switching control signal of the second switching element (7) with relatively small loss higher than the frequency of the switching control signal of the first switching element (5).
  • the modulation frequency can be increased. If the frequency of the switching control signals of both the first switching element (5) and the second switching element (7) is variable, the control by the drive control unit (20) may be complicated. Increasing the modulation frequency can be achieved by increasing the switching frequency of the second switching element (7). By realizing only the frequency of the switching control signal of the second switching element (7) as a variable value, it is possible to increase the modulation frequency while suppressing the control by the drive control unit (20) from becoming complicated. Can do.
  • both the frequency of the switching control signal of the first switching element (5) and the frequency of the switching control signal of the second switching element (7) are preferably variable values.
  • the control by the drive control unit (20) is slightly complicated, the frequency of the switching control signal of the first switching element (5) and the switching control of the second switching element (7) are obtained. Both the frequency of the signal can be appropriately set according to the operating state of the power converter at each time point. Thereby, the system loss of a power converter device (1) can be reduced further.
  • the power conversion device (1) is provided between an AC rotating electrical machine (80) and a DC power supply (11), and the frequency of the switching control signal is set to the rotating electrical machine (80). It is preferable to set according to at least one of the following speed, the torque of the rotating electric machine (80), and the modulation factor from DC to AC. As the frequency of the switching control signal is higher, the waveform of the generated alternating current is closer to a sine wave and becomes a waveform with less pulsation and distortion. How much pulsation or distortion is in the allowable range varies depending on the form and condition in which the power conversion device (1) is used. Therefore, it is preferable that the frequency of the switching control signal is set according to the speed and torque of the rotating electrical machine (80) driven via the power converter (1), the modulation rate between direct current and alternating current, and the like. is there.
  • the first switching element (5) is a Si-IGBT or a Si-MOSFET
  • the second switching element (7) is a SiC-MOSFET, a GaN-MOSFET, or a SiC-IGBT. It is preferable.
  • SiC silicon carbide
  • GaN gallium nitride
  • SiC-IGBT IGBTs made of Si
  • SiC-IGBT SiC-IGBT
  • MOSEFT SiC-MOSFET
  • SiC-MOSFET MOSEFT
  • the first rectifier element (6) is a fast recovery diode and the second rectifier element (8) is a SiC-Schottky barrier diode.
  • the fast recovery diode is a diode in which the forward current continues to flow (reverse recovery time) after switching from the on state to which the forward voltage is applied to the off state. Therefore, the fast recovery diode is suitable as the free wheel diode (4) of the inverter circuit (10). Since the Schottky barrier diode has no reverse recovery time in terms of operation principle, it can operate at a higher speed than the fast recovery diode.
  • the Schottky barrier diode is suitable as the second rectifier element (8) having a shorter reverse recovery time than the first rectifier element (6).
  • the Schottky barrier diode based on Si has a problem in withstand voltage, but the Schottky barrier diode based on SiC realizes high breakdown voltage. Therefore, it is preferable to apply the SiC-shot barrier diode to the second rectifier element (8).
  • the fast recovery diode of the first rectifying element (6) may be an element based on Si or an element based on SiC.
  • Power converter 2 Switch part 3: Switching element 4: Freewheel diode 5: 1st switching element 6: 1st diode (1st rectifier element) 7: Second switching element 8: Second diode (second rectifying element) 9: Arm 10: Inverter (inverter circuit) 11: DC power supply 20: Drive control unit 21: Upper stage switch unit 22: Lower stage switch unit 80: Rotating electric machine N: Negative electrode P: Positive electrode

Abstract

フリーホイールダイオード（４）を含む電力変換装置（１）の損失を低減する。電力変換装置のアーム（９）は、上段側と下段側との何れか一方のスイッチ部（２）が、第１スイッチング素子（５）と第２整流素子（８）との並列接続により構成され、他方のスイッチ部（２）が、第２スイッチング素子（７）と第１整流素子（６）との並列接続により構成されている。第２スイッチング素子（７）は、第１スイッチング素子（５）よりもスイッチング応答性が高く、第２整流素子（８）は第１整流素子６よりも逆回復時間が短い。

Description

電力変換装置
　本発明は、直流電力と複数相の交流電力との間で電力変換する電力変換装置に関する。
　インバータ回路などの電力系の回路に用いられるスイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などが知られている。ＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴは、物性や構造の違いにより、電気的特性が異なる。一般的に、インバータ回路などの電力系の回路は、同一種のスイッチング素子によって構成されている。しかし、スイッチング素子の電気的特性の違いを利用して、複数種のスイッチング素子を混在させた回路を構成し、電気的に幅広い適用範囲を実現しようという試みもなされている。下記に出典を示す特許文献１には、上段側スイッチング素子がＩＧＢＴ、下段側スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴのアームを備えたインバータ回路が開示されている。
　このインバータ回路は、高負荷時には３相全てをスイッチング制御する３相変調制御で駆動され、低負荷時には３相の内の１相を固定し、残りの２相をスイッチング制御する２相変調制御で駆動される。低負荷では、相対的にＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失の方が小さいので、２相変調制御時には、下段側のＭＯＳＦＥＴの通電率が上段側のＩＧＢＴの通電率よりも高くなるように制御される。一方、電流が大きくなる高負荷時では、相対的にＩＧＢＴの損失の方が小さくなるので、３相変調制御時には、上段側のＩＧＢＴの通電率が下段側のＭＯＳＦＥＴの通電率よりも高くなるように制御される。特許文献１では、このような制御により、低負荷から高負荷までの全運転域でインバータ回路の効率を向上させている。尚、特許文献１では、相対的に電流が小さい動作領域と電流が大きい動作領域とで、主として用いるスイッチング素子を選択的に利用するために、上段側にＩＧＢＴ、下段側にＭＯＳＦＥＴを備えたインバータ回路を用いている。ＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴとのスイッチング特性（例えばスイッチングの応答性など）に違いがあっても、例えば下段側のＭＯＳＦＥＴを上段側のＩＧＢＴよりも高いスイッチング周波数で動作させるような制御形態まで考慮して、インバータ回路の効率の向上や、ノイズの低減を行うようなことには言及されてはいない。
　ところで、インバータ回路のアームの上段側と下段側とが相補的にスイッチング制御される場合、生成される交流電流の極性に応じて、スイッチング素子がオン状態に制御されたときに、フリーホイールダイオードから見て順方向の電流が流れることがある。この場合、電流はスイッチング素子とフリーホイールダイオードとの双方を流れるので、フリーホイールダイオードにおける損失も考慮することが好ましい。特許文献１では、ＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴの双方に対して、同じ特性のフリーホイールダイオードが並列接続されており、フリーホイールダイオードにおける損失は考慮されていない。また、このような損失は、スイッチングの都度生じるので、インバータ回路のスイッチング周波数を高くする場合には、特に損失が大きくなり易い。
特開２００８－１０４２８２号公報
　上記背景に鑑みて、上段側と下段側とが異なる種類のスイッチング素子により構成されたアームを備えた電力変換装置の効率を向上すると共にノイズを低減するために、上段側と下段側とを異なるスイッチング周波数でスイッチングさせても、フリーホイールダイオードを含む電力変換装置の損失を低減することができる技術の提供が望まれる。
　１つの態様として、上記に鑑みた電力変換装置は、
　オン状態で導通しオフ状態で非導通となるスイッチ部が２つ直列接続された１相分のアームが、直流の正極と負極との間に、複数相の交流の相数に応じて並列接続され、各アームにおける２つの前記スイッチ部の接続点を各相の交流入出力として、直流電力と複数相の交流電力との間で電力変換するものであって、
　前記スイッチ部のそれぞれは、スイッチング素子と、前記負極から前記正極へ向かう方向を順方向として前記スイッチング素子に並列接続されたフリーホイールダイオードとを備え、
　前記スイッチング素子は、第１スイッチング素子、又は、オフ状態とオン状態との間でのスイッチング応答性が前記第１スイッチング素子よりも高い第２スイッチング素子であり、
　前記フリーホイールダイオードは、第１整流素子、又は、前記第１整流素子よりも逆回復時間が短い第２整流素子であり、
　前記アームのそれぞれは、前記正極の側に接続された上段側スイッチ部と、前記負極の側に接続された下段側スイッチ部との何れか一方の前記スイッチ部が、前記第１スイッチング素子と前記第２整流素子との並列接続により構成され、他方の前記スイッチ部が、前記第２スイッチング素子と前記第１整流素子との並列接続により構成されている。
　何れかの相の交流電流が振幅中心に対して正である位相において、この相電流に対応するアームの下段側に電流が流れる場合には、下段側のフリーホイールダイオードから見て順方向の電流が流れる。つまり、交流電流が正である位相において、アームの下段側に電流が流れる場合には、下段側のスイッチング素子の状態がオフの場合、下段側のフリーホイールダイオードにも電流が流れる。同様のことは、交流電流が負の場合にも言える。つまり、交流電流が負である位相において、アームの上段側に電流が流れる場合には、上段側のスイッチング素子の状態がオフの場合、上段側のフリーホイールダイオードにも電流が流れる。
　従って、上段側スイッチ部のスイッチング素子と下段側スイッチ部のフリーホイールダイオードとの組み合わせの損失が小さい場合には、交流電流が正の位相において、電力変換装置の損失を低減させることができる。或いは、下段側スイッチ部のスイッチング素子と上段側スイッチ部のフリーホイールダイオードとの組み合わせの損失が小さい場合には、交流電流が負の位相において、電力変換装置の損失を低減させることができる。尚、フリーホイールダイオードの逆回復時間が短ければ、損失の発生する時間も短くなるので、損失は低減される。交流電流の電気角１周期の間では、複数相の何れかの相が「正」である。また、交流電流の電気角１周期の間では、複数相の何れかの相が「負」である。従って、交流電流が「正」の場合に着目した組み合わせ、又は「負」の場合に着目した組み合わせの何れか一方の採用により、電気角の１周期の全期間に亘って電力変換装置の損失を低減させることができる。
　本構成によれば、上段側スイッチ部と、下段側スイッチ部との何れか一方のスイッチ部が、第１スイッチング素子と第２整流素子との並列接続により構成され、他方のスイッチ部が、第２スイッチング素子と第１整流素子との並列接続により構成されている。この構成によれば、上段側のスイッチング素子と下段側のフリーホイールダイオードとが、第２スイッチング素子と第２整流素子となる組み合わせ、或いは、下段側のスイッチング素子と上段側のフリーホイールダイオードとが、第２スイッチング素子と第２整流素子となる組み合わせが実現できる。これによって、電力変換装置の損失を低減させることができる。即ち、本構成によれば、上段側と下段側とが異なる種類のスイッチング素子により構成されたアームを備えた電力変換装置の効率を向上すると共にノイズを低減するために、上段側と下段側とを異なるスイッチング周波数でスイッチングさせても、フリーホイールダイオードを含む電力変換装置の損失を低減することができる。
　電力変換装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。
電力変換装置のシステム構成を模式的に示すブロック図 トルク及び回転速度に応じた回転電機の動作領域を模式的に示す図 １相分のアームの構成を模式的に示す回路ブロック図 １相分のアームの構成例を示す模式的回路図 低変調率側での変調の一例を示す波形図 高変調率側での変調の一例を示す波形図 第２の実施形態に係る回転電機の動作領域を模式的に示す図 図７のＢ領域での変調の一例を示す波形図 図７のＣ領域での変調の一例を示す波形図 １相分のアームの他の構成を示す模式的回路図
１．第１の実施形態
　以下、電力変換装置１の第１の実施形態を図面に基づいて説明する。図１のブロック図は、電力変換装置１のシステム構成を模式的に示している。電力変換装置１は、直流電源１１と、交流の回転電機８０との間に備えられ、直流と交流との間で電力を変換する。回転電機８０は、本実施形態では、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源となる回転電機である。回転電機８０は、複数相の交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。回転電機８０は、インバータ１０（インバータ回路）を介して直流電源１１からの電力を動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、例えば不図示の内燃機関や車輪から伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ１０を介して直流電源１１を充電する（回生）。
　本実施形態において、直流電源１１は、例えば定格電圧が５０～４００［Ｖ］程度の高圧直流電源である。直流電源１１は、例えば、ニッケル水素やリチウムイオンなどの二次電池や、電気二重層キャパシタなどのキャパシタ、或いはこれらを組み合わせたものなどであり、大電圧大容量の蓄電可能な直流電源である。尚、電力変換装置１が直流電源１１の出力電圧を昇圧する直流コンバータ（ＤＣ－ＤＣコンバータ）を備える場合には、直流電源に当該コンバータを含めることができる。尚、このコンバータは、インバータ１０を介して直流電源１１へ電力が回生される場合には、降圧コンバータとして機能する。
　以下、インバータ１０の直流側の電圧（インバータ１０の直流側の正極Ｐと負極Ｎとの間の電圧、直流電源１１の端子間電圧やコンバータの出力電圧）を直流リンク電圧（Ｖｄｃ）と称する。インバータ１０の直流側には、直流リンク電圧を平滑化する平滑コンデンサ１２（直流リンクコンデンサ）が備えられている。平滑コンデンサ１２は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧）を安定化させる。
　上述したように、インバータ１０は、直流リンク電圧を有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機８０に供給すると共に、回転電機８０が発電した複数相の交流電力を直流電力に変換して直流電源に供給する。インバータ１０は、複数のスイッチ部２を有して構成される。スイッチ部２には、図３、図４等を参照して後述するように、スイッチング素子３とフリーホイールダイオード４とが含まれている。スイッチング素子３には、シリコン（Ｓｉ）を基材としたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）を基材としたＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ－ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＳｉＣ－ＩＧＢＴ、窒化ガリウム（ＧａＮ）を基材としたＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などのパワー半導体素子が用いられる。
　従来、インバータ１０のスイッチング素子３としては、ケイ素（Ｓｉ）を基材としたＳｉ－ＩＧＢＴが広く利用されてきた。近年、電力用のＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴの基材として、炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）などの半導体材料も実用化されてきている。ＳｉＣやＧａＮなどの半導体材料は、Ｓｉに比べてバンドギャップが広く（ワイドバンドギャップ半導体）、絶縁破壊強度もＳｉよりも高いなど、半導体材料の素材としての基本性能がＳｉよりも高い。絶縁破壊強度が高いことより、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子（パワースイッチング素子）では、ドリフト層の膜厚を、Ｓｉを基材とする素子よりも薄くすることができる。電力用高耐圧素子の抵抗成分の多くは、このドリフト層の厚みに起因するので、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子では、Ｓｉ基材の素子と比べて、単位面積当たりのオン抵抗が非常に低い素子を実現できる。
　Ｓｉを基材とする電力用高耐圧素子では、高耐圧化に伴うオン抵抗の増大を改善するために、少数キャリアデバイスであるバイポーラトランジスタの構造を備えたＩＧＢＴ（Ｓｉ－ＩＧＢＴ）が主流となっている。ＩＧＢＴは、1つの半導体素子上において、入力段にＦＥＴ構造を、出力段にバイポーラトランジスタ構造を持つスイッチング素子である。但し、ＩＧＢＴは、例えばＭＯＳＦＥＴに比べると、スイッチング損失が大きく、その結果として発生する熱の影響もあって、高周波数でのスイッチングには限界がある。ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子では、上述したようにドリフト層が薄く構成できるので、高速なデバイス構造であり、多数キャリアデバイスであるＭＯＳＦＥＴ構造であっても、高耐圧化に伴うオン抵抗の増大を抑制することができる。つまり、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子は、高耐圧、低オン抵抗、高周波数動作を実現することができる。
　例えば、Ｓｉ－ＩＧＢＴに比べて、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴは、さらに高速スイッチングが可能であり、より高いスイッチング周波数での利用が可能である。また、インバータ１０の損失の低減も期待できる。但し、ＳｉＣやＧａＮは、Ｓｉに比べて高価であり、インバータ１０やインバータ１０を含む電力変換装置１のコストを上昇させるおそれがある。
　このように、Ｓｉ－ＩＧＢＴなどのＳｉ素材のスイッチング素子と、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴなどのＳｉＣ素材のスイッチング素子とでは、それぞれが長所・短所を有する。このため、両者の長所をうまく活かして最適なインバータ１０及びインバータ１０を備えた電力変換装置１を提供することが好ましい。
　図１に示すように、インバータ１０は、複数組のアーム９を備えたブリッジ回路により構成されている。インバータ１０は、回転電機８０の各相のステータコイル８１（３相の場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応するそれぞれのアーム９について上段側及び下段側の一対のスイッチ部２を備えて構成されている。具体的には、図１に示すように、交流１相分のアーム９が上段側スイッチ部２１と下段側スイッチ部２２との直列回路により構成されている。各スイッチ部２は、図３等を参照して後述するように、スイッチング素子３と、フリーホイールダイオード４とを有している。
　スイッチング素子３のそれぞれは、図１に示すように、駆動制御部（DRV-CNT）２０から出力されるスイッチング制御信号（Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋，Ｓｕ－，Ｓｖ－，Ｓｗ－）に基づいて動作する。スイッチング制御信号は、例えば、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのゲート端子を駆動するゲート駆動信号である。駆動制御部２０は、インバータ１０を備えた電力変換装置１を制御対象とし、電力変換装置１を介して交流の回転電機８０を駆動制御する制御装置である。本実施形態では、駆動制御部２０は、インバータ制御装置（INV-CNT）３０とドライブ回路（DRV）４０とを備えている。インバータ制御装置３０は、マイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの論理演算プロセッサなどのハードウェアと、プログラムやパラメータなどのソフトウェアとの協働によって実現される。当然ながら、インバータ制御装置３０は、論理回路などの電子回路を中核としたハードウェアによって構成されてもよい。インバータ制御装置３０の動作電圧は、３．３～１２［Ｖ］程度であり、インバータ制御装置３０は、不図示の低圧直流電源（例えば定格電圧が１２～２４［Ｖ］程度）から電力の供給を受けて動作する。
　高電圧をスイッチングする電力用のＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの制御端子（ゲート端子）に入力されるゲート駆動信号は、インバータ制御装置３０を構成する電子回路（マイクロコンピュータなど）の動作電圧よりも大きい電圧振幅を必要とする。このため、インバータ制御装置３０により生成されたスイッチング制御信号（スイッチング制御源信号）は、ドライブ回路４０によって、電圧振幅の拡大や電流の増幅など、駆動力を付与された後で、インバータ１０に入力される。本実施形態では、インバータ制御装置３０とドライブ回路４０とを総称して、駆動制御部２０と称する。また、本実施形態では、特に断らない限り、インバータ制御装置３０が生成して出力する制御信号（スイッチング制御源信号）と、ドライブ回路４０を経てスイッチング素子３に伝達される制御信号とを区別せず、スイッチング制御信号と総称する。
　回転電機８０には、図１に示すように、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置（ロータの回転角度）や回転速度を検出する回転センサ１４が備えられている。回転センサ１４は、例えばレゾルバ等である。また、回転電機８０の各相のステータコイル８１を流れる電流は、電流センサ１３により測定される。本実施形態では、３相の全てが非接触型の電流センサ１３により測定される構成を例示している。インバータ制御装置３０は、回転電機８０の要求トルクや回転速度、変調率に基づき、電流フィードバック制御を行う。要求トルクは、例えば車両用制御装置や車両の走行制御装置などの不図示の他の制御装置からインバータ制御装置３０に提供される。尚、変調率は、直流電圧（直流リンク電圧）から交流電圧への変換率を示す指標であり、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す値である。変調率は、“０”から、物理的（数学的）な限界値である“約０．７８”までの値を採ることができる。
　インバータ制御装置３０は、これらの要求トルク、回転速度、変調率等に応じて、インバータ１０をスイッチング制御するためのパルス（変調パルス）を生成してスイッチング制御信号として出力する。尚、変調パルスは都度生成されても良いし、回転電機８０或いはインバータ１０の動作条件に応じて予めメモリ等にパルスパターンを記憶させておき、ＤＭＡ転送等によってプロセッサに負荷をかけることなく出力される形態であってもよい。
　ところで、直流から交流へ変換する場合を変調、交流から直流へ変換する場合を復調と、区別して称することも可能であり、両者を併せて変復調と称することもできるが、本実施形態では何れの変換についても変調と称して説明する。本実施形態において、インバータ制御装置３０は、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。ベクトル制御法については、以下のような簡単な説明に留め、詳細な説明は省略する。
　まず、インバータ制御装置３０は、直流リンク電圧、要求トルク、変調率等に基づいて、ベクトル制御における直交ベクトル座標系における電流指令を演算する。この直交ベクトル座標系は、回転電機８０のロータの磁極の方向を一方の軸（ｄ軸）、この軸（ｄ軸）に直交する方向を他方の軸（ｑ軸）とする座標系である。ステータコイル８１を流れる３相の電流（実電流）も、磁極位置に基づいてこの直交ベクトル座標系に座標変換される。直交ベクトル座標系において、電流指令と実電流との偏差に基づき、比例積分制御（ＰＩ制御）や比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）の演算が行われ、電圧指令が導出される。この電圧指令が磁極位置に基づいて、３相の電圧指令に逆座標変換され、選択された変調方式に従って変調パルス（スイッチング制御信号）が生成される。
　回転電機８０の動作領域は、例えば図２に示すように、要求トルク（［Ｎｍ］）と回転速度（［ｒｐｍ］）に応じた広い領域に広がっている。回転電機８０を制御するための変調方式には、種々の形態があるが、要求トルクや回転速度に応じて定まる動作点によって最適な変調方式は異なる。本実施形態においては、図２に示すように、２つの異なる動作領域が設定され、それぞれの動作領域において異なる変調方式が採用されている。第１動作領域Ｒ１は、相対的に低トルク・低回転速度の動作領域であり、本実施形態では３相変調が実施される。第２動作領域Ｒ２は、相対的に高トルク・高回転速度の動作領域であり、本実施形態では２相変調が実施される。各動作領域における各変調方式の詳細については、図５、図６等を参照して後述する。
　インバータ１０の変調方式としては、パルス幅変調（Pulse Width Modulation）が知られている。パルス幅変調では、出力指令としての交流波形（例えば図５及び図６に示す電圧指令Ｖ＊）の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリア（例えば図５及び図６に示すキャリアＣＲ）の波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。以下、「スイッチング制御信号の周波数」と称した場合は、特に断らない限り、キャリアの周波数を示す。パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : sinusoidal PWM）や、空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : space vector PWM）、不連続パルス幅変調（DPWM：discontinuous PWM）などが含まれる。それぞれ最大変調率は、ＳＰＷＭが“約０．６１”、ＳＶＰＷＭが“約０．７１”、ＤＰＷＭが“約０．７８”である。尚、本実施形態のように３相交流の場合、３相の全てをパルス幅変調する変調方式を３相変調と称し、３相の内の少なくとも１相を予め定められた期間固定して残りの２相又は１相をパルス幅変調する変調方式を２相変調と称する。
　各変調方式の説明に先立って、本実施形態のインバータ１０の構成について説明する。図１に示すように、インバータ１０には、オン状態で導通しオフ状態で非導通となるスイッチ部２が２つ直列接続された１相分のアーム９が、直流の正極Ｐと直流の負極Ｎとの間に、複数相の交流の相数に応じて並列接続されている。各アーム９における２つのスイッチ部２の接続点が、各相の交流入出力である。本実施形態では、３相それぞれに対応するアーム９における２つのスイッチ部２の接続点が、星形接続された回転電機８０の３相のステータコイル８１のそれぞれに接続されている。
　図３に示すように、各スイッチ部２は、スイッチング素子３と、フリーホイールダイオード４とを有している。フリーホイールダイオード４は、各スイッチング素子３に対して、下段側から上段側へ向かう方向を順方向として、並列に接続されている。換言すれば、スイッチング素子３がオン状態の場合の通流方向と逆方向を順方向として、各スイッチング素子３に対して、フリーホイールダイオード４が並列接続（逆並列接続）されている。尚、上段側スイッチ部２１は、上段側スイッチング素子３１を有し、下段側スイッチ部２２は、下段側スイッチング素子３２を有している。また、上段側スイッチング素子３１には上段側フリーホイールダイオード４１が逆並列接続され、下段側スイッチング素子３２には下段側フリーホイールダイオード４２が逆並列接続されている。
　図４に示すように、本実施形態では、上段側スイッチング素子３１は、Ｓｉ－ＩＧＢＴの第１スイッチング素子５であり、下段側スイッチング素子３２は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの第２スイッチング素子７である。つまり、第２スイッチング素子７は、第１スイッチング素子５よりもスイッチング応答性の高い素子である。例えば、第２スイッチング素子７は、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が第１スイッチング素子５よりも短く、遷移時のターン・オン／ターン・オフ損失（スイッチング損失）も第１スイッチング素子５よりも小さい素子である。また、下段側フリーホイールダイオード４２は、第１ダイオード６（第１整流素子）であり、上段側フリーホイールダイオード４１は、第１ダイオード６よりも逆回復時間が短い第２ダイオード８（第２整流素子）である。尚、第２ダイオード８は、第１ダイオード６よりも逆回復電流が小さい素子であってもよい。即ち、上段側フリーホイールダイオード４１は、第１ダイオード６よりも逆回復特性が良い第２ダイオード８であればよい。「逆回復特性が良い」とは、逆回復時間が短いことや、逆回復電流が小さいことを意味する。つまり、図４に例示する形態では、上段側スイッチ部２１が、第１スイッチング素子５と第２ダイオード８との並列接続により構成され、下段側スイッチ部２２が、第２スイッチング素子７と第１ダイオード６との並列接続により構成されている。
　本実施形態では、第１ダイオード６は、Ｓｉを基材とするｐｎ接合のダイオード（好ましくはファストリカバリーダイオード（Ｓｉ－ＦＲＤ））であり、第２ダイオード８は、ＳｉＣを基材とするショットキーバリアダイオード（ＳｉＣ－ＳＢＤ）である。ファストリカバリーダイオードは、順方向電圧が掛かっているオン状態からオフ状態に切り替わった後に引き続き順方向電流が流れている時間（逆回復時間）が、比較的短いダイオードである。ｐｎ接合の一般的なダイオードの逆回復時間はおよそ数１０［μｓ］～１００［μｓ］であるのに対して、ファストリカバリーダイオードはおよそ１００［ｎｓｅｃ］以下である。ショットキーバリアダイオードは、ｐｎ接合ではなくショットキー接合（金属と半導体との接触）による整流作用を利用したダイオードである。ショットキーバリアダイオードには、動作原理上、逆回復時間というものがなく、ファストリカバリーダイオードよりも、さらに高速動作が可能である。尚、Ｓｉを基材とするショットキーバリアダイオードは、耐圧に課題があったが、ＳｉＣを基材とするショットキーバリアダイオードでは、高耐圧化が実現されている。
　以下、各変調方式について説明する。上述したように、本実施形態では、変調率に応じて２つの変調方式が選択的に実施される。相対的に低変調率及び中変調率の場合には、３相変調が実施され、高変調率の場合には、２相変調が実施される。尚、２相変調では、３相変調に比べて高い変調周波数で変調される。例えば、３相変調ではキャリア周波数ｆ１［Ｈｚ］で変調され、２相変調ではキャリア周波数ｆ２［Ｈｚ］で変調される。ここで、“ｆ１＜ｆ２”である。図５は、低変調率側での変調の一例を示す波形図であり、図６は、高変調率側での変調の一例を示す波形図である。
　図５及び図６において、上段から順番に、電圧指令Ｖ＊、キャリアＣＲ、３相電流Ｉ（目標値・指令値）、変調パルス（スイッチング制御信号）を示している。電圧指令Ｖ＊とキャリアＣＲとの比較により、変調パルスが生成される。本実施形態では、第２スイッチング素子７（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ）のスイッチング制御信号（Ｓｕ－，Ｓｖ－，Ｓｗ－）の周波数が、第１スイッチング素子５（Ｓｉ－ＩＧＢＴ）のスイッチング制御信号（Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋）の周波数よりも高い周波数となるように、キャリアＣＲの周波数（キャリア周波数）が設定されている。本実施形態では、相対的にスイッチングの際の損失が少なくスイッチングの際の応答性も良い第２スイッチング素子７（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ）が下段側スイッチング素子３２である。従って、下段側の第２キャリアＣＲ２が上段側の第１キャリアＣＲ１の２倍の周波数である形態を例示している。以下、特に断らない限り、相対的に低い側のキャリア（ここでは、第１キャリアＣＲ１）の周波数が、各変調方式における基準の周波数“ｆ１”及び“ｆ２”であるものとする。
　図５及び図６では、第２キャリアＣＲ２が第１キャリアＣＲ１の２倍の周波数である形態を例示しているが、第２キャリアＣＲ２と第１キャリアＣＲ１とが同じ周波数であってもよいし、異なる倍率であってもよい。例えば、第２キャリアＣＲ２の周波数が第１キャリアＣＲ１の周波数の４～８倍程度であると好適である。また、倍率は固定である必要もない。例えば、第２キャリアＣＲ２は、低変調率側では、ｆ１［Ｈｚ］～ｆｘ［Ｈｚ］の範囲で可変であり、高変調率側では、ｆ２［Ｈｚ］～ｆｙ［Ｈｚ］の範囲で可変である。ここで、“ｆｘ＜ｆｙ”である。
　図５及び図６から明らかなように、電気角１周期の中で、３相の内の何れか１相が、必ず高速キャリア（ここでは第２キャリアＣＲ２）により変調されている。このため、３相交流の相間電圧は、高速キャリア（第２キャリアＣＲ２）のキャリアの周波数に応じて高周波数化することができる。このため、少なくとも第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号を生成する高速キャリア（ここでは第２キャリアＣＲ２）の周波数は可変値であると好適である。換言すれば、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数が可変値であると好適である。
　３相交流の相間電圧が高周波数化できると、３相交流波形の脈動が小さくなり、歪みも低減される。その結果、インバータ１０による交流電力の供給対象である回転電機８０の損失が低減され、効率が向上する。つまり、システム全体の損失を低減して効率を向上させることができる。また、直流リンク電圧の脈動も低減されるので、直流リンク電圧を平滑化する平滑コンデンサ１２の静電容量を小さくすることができ、小型化が実現できる。高周波数化には、より高速スイッチングが可能でスイッチング損失も小さい第２スイッチング素子７を利用して実現することが好ましい。従って、第１スイッチング素子５のスイッチング周波数は可変値でなくてもよい。相対的にスイッチング損失の大きい第１スイッチング素子５のスイッチング周波数を高くすると損失が増大する。このため、少なくとも第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号を生成する低速キャリア（ここでは第１キャリアＣＲ１）の周波数は固定値であると好適である。換言すれば、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数は、固定値であると好適である。
　ところで、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が振幅中心に対して正の場合、各相電流に対応するアーム９の上段側スイッチ部２１には、上段側スイッチング素子３１がオン状態では、上段側フリーホイールダイオード４１から見て逆方向の電流が流れる。従って、上段側フリーホイールダイオード４１には電流は流れない。また、上段側スイッチング素子３１がオフ状態では、上段側スイッチング素子３１にも上段側フリーホイールダイオード４１にも電流は流れない。従って、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が正の場合、各相電流に対応するアーム９の下段側スイッチ部２２には、上段側スイッチング素子３１がオフ状態では下段側フリーホイールダイオード４２から見て順方向の電流が流れる。従って、下段側フリーホイールダイオード４２に電流が流れる。上段側スイッチング素子３１がオン状態では（下段側スイッチング素子３２がオフ状態では）アーム９の下段側には電流は流れない。
　即ち、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が正の位相において、各相電流に対応するアーム９の下段側スイッチ部２２に電流が流れる場合には、下段側フリーホイールダイオード４２から見て順方向の電流が流れる。従って、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が正の場合、各相電流に対応するアーム９の下段側スイッチ部２２は、上段側に対して相補的にスイッチングしなくても、下段側フリーホイールダイオード４２を通じて、適切なタイミングで通電することができる。
　同様に、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が振幅中心に対して負の場合、各相電流に対応するアーム９の下段側スイッチ部２２には、下段側スイッチング素子３２がオン状態では、下段側フリーホイールダイオード４２から見て逆方向の電流が流れる。下段側スイッチング素子３２がオフ状態では電流は流れない。各相電流に対応するアーム９の上段側スイッチ部２１には、下段側スイッチング素子３２がオフ状態では、上段側フリーホイールダイオード４１から見て順方向の電流が流れる。下段側スイッチング素子３２がオン状態では、アーム９の上段側スイッチ部２１には電流は流れない。即ち、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が負の位相において、各相電流に対応するアーム９の上段側スイッチ部２１に電流が流れる場合には、上段側フリーホイールダイオード４１から見て順方向の電流が流れる。従って、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が負の場合、各相電流に対応するアーム９の上段側スイッチ部２１は、下段側スイッチ部２２に対して相補的にスイッチングしなくても、上段側フリーホイールダイオード４１を通じて、適切なタイミングで通電することができる。
　このように考えると、アーム９のそれぞれにおいて、フリーホイールダイオード４に順方向電流が流れる期間では、当該フリーホイールダイオード４に並列接続されたスイッチング素子３を常時オフ状態とすることができる。スイッチング素子３のスイッチング回数が減少することによって、インバータ１０の全体の損失を低減することができる。
　本実施形態では、図５及び図６に示すように、Ｕ相電流が正の期間では、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が常時、非有効状態（ロー状態“Ｌ”）であり、Ｕ相電流が負の期間では、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋が常時、非有効状態（Ｌ）である。同様に、Ｖ相電流が正の期間では、Ｖ相下段側スイッチング制御信号Ｓｖ－が常時、非有効状態（Ｌ）であり、Ｖ相電流が負の期間では、Ｖ相上段側スイッチング制御信号Ｓｖ＋が常時、非有効状態（Ｌ）である。同様に、Ｗ相電流が正の期間では、Ｗ相下段側スイッチング制御信号Ｓｗ－が常時、非有効状態（Ｌ）であり、Ｗ相電流が負の期間では、Ｗ相上段側スイッチング制御信号Ｓｗ＋が常時、非有効状態（Ｌ）である。
　インバータ１０の制御では、各アーム９の上段側スイッチング素子３１と下段側スイッチング素子３２とが同時にオン状態とならないように、両スイッチング素子（３１，３２）がオフ状態となるデッドタイムが設けられる。このデッドタイムの長さは、スイッチング周波数を高くする上でのボトルネックとなる。上述したように、アーム９のそれぞれにおいて、フリーホイールダイオード４に順方向電流が流れる期間では、当該フリーホイールダイオード４に並列接続されたスイッチング素子３を常時オフ状態に制御すると、それぞれのアーム９においてデッドタイムを考慮する必要性が低下する。考慮すべきデッドタイムが低減されることで、スイッチング周波数を高くすることが可能となる。
　尚、図５及び図６のパルスパターンにおいて、符号“Ｄ”で示す箇所は、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が振幅中心を挟んで、正と負とが反転するタイミング（ゼロクロスタイミング（Zero Crossing Timing））である。このタイミングでは、スイッチング制御の対象が、上段側スイッチング素子３１と下段側スイッチング素子３２との間で入れ替わるため、このタイミングでのみデッドタイムが設定される。
　また、上述したように、３相の内の何れか１相において、スイッチングの応答性が良く（遷移時間が短い）、スイッチング損失も小さい第２スイッチング素子７が、必ず高速キャリア（ここでは第２キャリアＣＲ２）により変調された高周波数のスイッチング制御信号でスイッチングされる。この第２スイッチング素子７が高周波数のスイッチング制御信号により、オフ状態にスイッチングされる際には、同じアーム９の第１スイッチング素子５に並列接続された第２ダイオード８に電流が流れる。第２ダイオード８は、逆回復時間が短い、或いは、逆回復電流が小さいなど、逆回復特性の良い素子である。つまり、高周波数でスイッチングを行う位相（期間）では、各アーム９の上段側及び下段側双方のスイッチング特性の良い素子が動作し、当該アーム９の上段側及び下段側双方のスイッチング特性の劣る素子は動作しない。一般的には、スイッチング特性の良い素子の方が高コストである場合が多いから、高速動作が必要な場面にのみ動作するようにスイッチング特性のよい素子が配置されていることで、インバータ１０の高周波数化に伴うコストの上昇を抑制することができる。
２．第２の実施形態
　次に、電力変換装置１の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、図７に示すように、４つの異なる動作領域Ａ～Ｄが設定され、それぞれの動作領域において異なる変調方式が採用されている点で、上記第１の実施形態とは異なる。また、本実施形態では、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数と、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数と、の双方が可変値である点でも、上記第１の実施形態とは異なる。これらの相違点により、本実施形態の電力変換装置１は、上記第１の実施形態よりもさらにシステム損失を低減できる構成となっている。尚、本実施形態でも、相対的にスイッチングの際の損失が少なくスイッチングの際の応答性も良い第２スイッチング素子７（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ）が下段側スイッチング素子３２である。以下では、本実施形態に係る電力変換装置１について、上記第１の実施形態との相違点を中心として説明する。特に説明しない点については、上記第１の実施形態と同様とすることができる。
　本実施形態においては、図７に示すように、回転電機８０の要求トルクと回転速度に応じて、Ａ領域、Ｂ領域、Ｃ領域、及びＤ領域の４つの異なる動作領域が設定され、それぞれの動作領域において異なる変調方式が適用される。Ａ領域は、トルクが「正」の領域であって、Ｃ領域に比べて相対的に変調率が高い領域、すなわち、トルクが高く、回転速度も高い動作領域である。Ａ領域では、大デューティー側固定２相変調方式が実行される。Ｂ領域は、トルクが「負」の領域であって、Ｃ領域に比べて相対的に変調率が高い領域、すなわち、トルクが低く（負トルクの絶対値はＣ領域より大きい）、回転速度が高い動作領域である。Ｂ領域では、小デューティー側固定２相変調方式が実行される。以下では、大デューティー側固定２相変調方式と小デューティー側固定２相変調方式とを合わせて、単に２相変調方式と呼ぶ場合がある。Ｃ領域は、Ａ領域及びＢ領域に比べて相対的に変調率が低い領域、すなわち、トルクの絶対値が低く、回転速度も低い動作領域である。Ｃ領域では、３相変調方式が実行される。Ｄ領域は、Ａ領域及びＢ領域に比べて相対的に変調率が高い領域、すなわち、回転速度が高い動作領域である。Ｄ領域では、矩形波制御方式が実行される。尚、図７には、回転電機８０の要求トルクと回転速度に応じてＡ～Ｄの動作領域が設定されている例を示しているが、これらの各領域は、基本的に変調率に基づいて決定されている。従って、これらのＡ～Ｄの動作領域は、単に変調率に応じて設定されてもよい。以下、各動作領域における各変調方式について説明する。
　２相変調方式では、３相変調方式に比べて高い変調周波数で変調される。また、各相のアームのそれぞれにおいて、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数以上の周波数である。さらに、本実施形態では、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数と、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数と、の双方が可変値である。従って、例えば、３相変調方式では、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数は“ｆ１～ｆｘ１”の中の値とされ、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は“ｆ１～ｆｘ２” の中の値とされる。一方、２相変調方式では、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数は“ｆ２～ｆｙ１” の中の値とされ、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は“ｆ２～ｆｙ２” の中の値とされる。但し、“ｆ１＜ｆ２”であり、“ｆｘ１＜ｆｘ２”であり、“ｆｙ１＜ｆｙ２”である。また、３相変調方式では、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数と同じ値、又はそれより高い値とされる。一方、２相変調方式では、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数より高い値とされる。言い換えると、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、少なくとも２相変調方式において、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数より高い値とされる。すなわち、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数より高い周波数である動作状態を有する。
　Ａ領域で実行される、大デューティー側固定２相変調方式は、上記第１の実施形態に係る図６に示した２相変調方式と同じである。すなわち、大デューティー側固定２相変調方式は、３相の電圧指令Ｖ＊の内の１相を、予め定められた期間、大デューティー側に固定し、残りの２相をパルス幅変調する制御方式である。図６に示した例では、３相の電圧指令Ｖ＊の内の１相を、電気角で１２０°の期間、デューティー１００％（常時オン）に固定する。具体的には、Ｕ相電流が正の期間では、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が常時、非有効状態（ロー状態“Ｌ”）とされ、その中の一定期間（電気角で１２０°の期間）、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋が有効状態（ハイ状態“Ｈ”）に維持される。一方、Ｕ相電流が負の期間では、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋が常時、非有効状態（Ｌ）とされ、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が高周波数でスイッチング制御される。図６には、下段側の第２キャリアＣＲ２が上段側の第１キャリアＣＲ１の２倍の周波数であり、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数の２倍の周波数である例を示している。但し、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数の２倍以上であればよく、例えば、４～８倍程度であると好適である。よって、本例では、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－は、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋の２倍以上の周波数でオンオフされる。そして、Ｖ相及びＷ相についても同様の制御が行われる。
　Ｂ領域で実行される、小デューティー側固定２相変調方式の変調の一例を示す波形図を図８示す。この図に示すように、小デューティー側固定２相変調方式は、３相の電圧指令Ｖ＊の内の１相を、予め定められた期間、小デューティー側に固定し、残りの２相をパルス幅変調する制御方式である。図８に示した例では、３相の電圧指令Ｖ＊の内の１相を、電気角で１２０°の期間、デューティー０％（常時オフ）に固定する。具体的には、Ｕ相電流が負の期間では、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が常時、非有効状態（ロー状態“Ｌ”）とされ、その中の一定期間（電気角で１２０°の期間）、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋も非有効状態に維持される。一方、Ｕ相電流が正の期間では、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋が常時、非有効状態（Ｌ）とされ、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が高周波数でスイッチング制御される。図８には、下段側の第２キャリアＣＲ２が上段側の第１キャリアＣＲ１の２倍の周波数であり、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数の２倍の周波数である例を示している。但し、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数の２倍以上であればよく、例えば、４～８倍程度であると好適である。よって、本例では、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－は、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋の２倍以上の周波数でオンオフされる。そして、Ｖ相及びＷ相についても同様の制御が行われる。
　以上のとおり、Ａ領域の大デューティー側固定２相変調方式と、Ｂ領域の小デューティー側固定２相変調方式とは、何れも、相対的にスイッチングの際の損失が少なくスイッチングの際の応答性も良い第２スイッチング素子７を主にスイッチングさせるようになっている。そして、この第２スイッチング素子７が高周波数のスイッチング制御信号により、オフ状態にスイッチングされる際には、同じアーム９の第１スイッチング素子５に並列接続された第２ダイオード８に電流が流れる。上記のとおり、第２ダイオード８は、逆回復特性の良い素子である。つまり、高周波数でスイッチングを行う位相（期間）では、各アーム９の上段側及び下段側双方のスイッチング特性の良い素子が動作し、当該アーム９の上段側及び下段側双方のスイッチング特性の劣る素子は動作しない。一般的には、スイッチング特性の良い素子の方が高コストである場合が多いから、高速動作が必要な場面にのみ動作するようにスイッチング特性のよい素子が配置されていることで、インバータ１０の高周波数化に伴うコストの上昇を抑制することができる。
　Ｃ領域で実行される、３相変調方式の変調の一例を示す波形図を図９示す。この図に示すように、３相変調方式は、３相の全てをパルス幅変調する制御方式である。具体的には、Ｕ相電流が正の期間では、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が常時、非有効状態（ロー状態“Ｌ”）とされ、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋が所定の周波数でスイッチング制御される。一方、Ｕ相電流が負の期間では、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋が常時、非有効状態（Ｌ）とされ、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が所定の周波数でスイッチング制御される。この点は、上記第１の実施形態に係る図５と同様であるが、図８に示す例では、上段側の第１キャリアＣＲ１と下段側の第２キャリアＣＲ２とが同じ周波数であり、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数と第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数とが同じ値とされている。また、このＣ領域でのスイッチング制御信号の周波数は、Ａ領域及びＢ領域に比べて低い周波数とされている。
　Ｃ領域は、Ａ領域及びＢ領域に比べて相対的にトルクの絶対値が低く、回転速度も低い動作領域であるため、回転電機８０に流れる電流も低い。そのため、第１スイッチング素子５と第２スイッチング素子７の双方を低いスイッチング周波数でスイッチングしても、回転電機８０におけるリップル電流等による損失は、Ａ領域及びＢ領域に比べて小さい。そこで、本実施形態では、第２スイッチング素子７のスイッチング周波数を、第１スイッチング素子５と同じ低いスイッチング周波数としている。尚、このＣ領域においても、第２スイッチング素子７のスイッチング周波数を、第１スイッチング素子５のスイッチング周波数より高くしてもよい。ところで、このＣ領域において、３相変調方式としているのは、回転電機８０に流れる電流が低く、第１スイッチング素子５及び第２スイッチング素子７のデューティーも低いため、Ａ領域及びＢ領域のような２相変調方式とすることができないためである。
　これらのＡ領域、Ｂ領域、及びＣ領域で実行される２相変調方式及び３相変調方式では、上記第１の実施形態と同様、アーム９のそれぞれにおいて、フリーホイールダイオード４に順方向電流が流れる期間では、当該フリーホイールダイオード４に並列接続されたスイッチング素子３を常時オフ状態に制御される。そして、図６、図８、図９において符号“Ｄ”で示す箇所、すなわち、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の正と負とが反転するタイミング（ゼロクロスタイミング（Zero Crossing Timing））でのみデッドタイムが設定される。
　波形図は省略するが、Ｄ領域で実行される、矩形波制御方式は、交流電力の電圧位相を制御してインバータ１０を制御する方式である。交流電力の電圧位相とは、３相電圧指令Ｖ＊の位相に相当する。本実施形態では、矩形波制御は、インバータ１０の第１スイッチング素子５及び第２スイッチング素子７のオン及びオフが回転電機８０の電気角１周期に付き１回ずつ行われ、各相について電気角１周期に付き１パルスが出力される回転同期制御である。一般的には、矩形波制御は、弱め界磁制御と共に実施される。
３．その他の実施形態
（１）上記の各実施形態においては、図４に示したように、上段側スイッチング素子３１が第１スイッチング素子５、上段側フリーホイールダイオード４１が第２ダイオード８、下段側スイッチング素子３２が第２スイッチング素子７、下段側フリーホイールダイオード４２が第１ダイオード６である形態を例として説明した。しかし、図１０に示すように、上段側スイッチ部２１と下段側スイッチ部２２との構造が逆であってもよい。つまり、上段側スイッチング素子３１が第２スイッチング素子７、上段側フリーホイールダイオード４１が第１ダイオード６、下段側スイッチング素子３２が第１スイッチング素子５、下段側フリーホイールダイオード４２が第２ダイオード８であってもよい。換言すれば、それぞれのアーム９は、上段側スイッチ部２１と下段側スイッチ部２２との何れか一方のスイッチ部２が、第１スイッチング素子５と第２ダイオード８との並列接続により構成され、他方のスイッチ部２が、第２スイッチング素子７と第１ダイオード６との並列接続により構成されていればよい。
　尚、各アーム９が図１０に示すように構成されている場合、図５及び図６に示す第１キャリアＣＲ１、第２キャリアＣＲ２の周波数が逆となる。そして、これにより、各相のスイッチング制御信号の周波数も逆となる。図５及び図６に示す例では、上段側スイッチング素子３１のスイッチング制御信号（Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋）よりも下段側スイッチング素子３２のスイッチング制御信号（Ｓｕ－，Ｓｖ－，Ｓｗ－）の方が高周波数である。しかし、各アーム９が図１０に示すように構成されている場合には、上段側スイッチング素子３１のスイッチング制御信号（Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋）の方が、下段側スイッチング素子３２のスイッチング制御信号（Ｓｕ－，Ｓｖ－，Ｓｗ－）よりも高周波数である。また、上記第２実施形態の場合では、相対的にスイッチングの際の損失が少なくスイッチングの際の応答性も良い第２スイッチング素子７を主にスイッチングさせるように、トルクが「正」のＡ領域とトルクが「負」のＢ領域とで制御方式を入れ替え、Ａ領域で小デューティー側固定２相変調方式を実行し、Ｂ領域で大デューティー側固定２相変調方式を実行するとよい。その他の説明についても、図３～図６を参照した上記の記載より容易に理解することができるので、詳細な説明は省略する。
（２）上述したように、スイッチング制御信号の周波数が高いほど、生成される交流電流の波形は正弦波に近づき、脈動や歪みの少ない波形となる。どの程度の脈動や歪みが許容範囲となるかは、電力変換装置１が利用される形態や条件によって異なる。
　１つの態様として、電力変換装置１を介して駆動される回転電機８０の速度やトルク、直流と交流との間の変調率等に応じて、スイッチング制御信号の周波数が設定されると好適である。即ち、スイッチング制御信号の周波数は、回転電機８０の速度、回転電機８０のトルク（要求トルク）、直流から交流への変調率の少なくとも１つに応じて設定されると好適である。
　例えば、回転電機８０のトルク（要求トルク）が大きくに従って低くなるようにスイッチング制御信号の周波数が設定されると好適である。また、回転電機８０の速度が速くなるに従って高くなるようにスイッチング制御信号の周波数が設定されると好適である。また、変調率が高くなるに従って、低くなるようにスイッチング制御信号の周波数が設定されると好適である。回転電機８０のトルク、回転電機の回転速度、変調率の２つ以上に基づいて当該周波数が設定される場合には、これらのパラメータと周波数との関係を規定したマップ等が設けられていると好適である。
　尚、上記においては、ハイブリッド自動車や電機自動車の駆動力源となる回転電機８０を駆動する形態を例示したが、回転電機８０はエアコンディショナーのコンプレッサーや、オイルポンプを駆動するものであってもよい。
（３）上記の各実施形態では、スイッチング制御信号の周波数がキャリアの周波数と同じである場合を例として説明した。しかし、電力変換装置１の構成はこれに限定されるものではなく、スイッチング制御信号の周波数がキャリアの周波数と異なる構成としてもよい。例えば、キャリア周波数の自然数分の１をスイッチング制御信号の周波数とする構成としても好適である。この場合において、第１スイッチング素子５の第１キャリアＣＲ１と第２スイッチング素子７の第２キャリアＣＲ２とを共通（同じ周波数）とし、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数を当該共通のキャリア周波数の１／Ｎ（Ｎは自然数）とし、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数を当該共通のキャリア周波数の１／Ｍ（Ｍは自然数、但しＭ≦Ｎ）とすることができる。これにより、共通のキャリア周波数を用いながら、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数が、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数以上の周波数となるように構成することができる。
（４）尚、本明細書において開示された実施形態は全ての点で単なる例示に過ぎない。従って、本開示の趣旨を逸脱しない範囲内で、適宜、種々の改変を行うことが可能である。
４．実施形態の概要
　以下、上記において説明した電力変換装置（１）の概要について簡単に説明する。
　電力変換装置（１）は、１つの態様として、
　オン状態で導通しオフ状態で非導通となるスイッチ部（２）が２つ直列接続された１相分のアーム（９）が、直流の正極（Ｐ）と負極（Ｎ）との間に、複数相の交流の相数に応じて並列接続され、各アーム（９）における２つの前記スイッチ部（２）の接続点を各相の交流入出力として、直流電力と複数相の交流電力との間で電力変換するものであって、
　前記スイッチ部（２）のそれぞれは、スイッチング素子（３）と、前記負極（Ｎ）から前記正極（Ｐ）へ向かう方向を順方向として前記スイッチング素子（３）に並列接続されたフリーホイールダイオード（４）とを備え、
　前記スイッチング素子（３）は、第１スイッチング素子（５）、又は、オフ状態とオン状態との間でのスイッチング応答性が前記第１スイッチング素子（５）よりも高い第２スイッチング素子（７）であり、
　前記フリーホイールダイオード（４）は、第１整流素子（６）、又は、前記第１整流素子（６）よりも逆回復時間が短い第２整流素子（８）であり、
　前記アーム（９）のそれぞれは、前記正極（Ｐ）の側に接続された上段側スイッチ部（２１）と、前記負極（Ｎ）の側に接続された下段側スイッチ部（２２）との何れか一方の前記スイッチ部（２）が、前記第１スイッチング素子（５）と前記第２整流素子（８）との並列接続により構成され、他方の前記スイッチ部（２）が、前記第２スイッチング素子（７）と前記第１整流素子（６）との並列接続により構成されている。
　例えば、何れかの相の交流電流が振幅中心に対して正の場合、当該相電流に対応するアーム（９）の上段側スイッチ部（２１）では、スイッチング素子（３（３１））がオン状態の場合、当該スイッチング素子（３（３１））に並列接続されたフリーホイールダイオード（４（４１））から見て逆方向の電流が流れる。従って、当該フリーホイールダイオード（４（４１））には電流は流れない。上段側スイッチ部（２１）のスイッチング素子（３（３１））がオフ状態では、上段側スイッチ部（２１）には電流は流れない。従って、交流電流が正の場合、アーム（９）の下段側スイッチ部（２２）には、上段側スイッチ部（２１）のスイッチング素子（３（３１））がオフ状態では下段側スイッチ部（２２）のフリーホイールダイオード（４（４２））から見て順方向の電流が流れる。つまり、下段側スイッチ部（２２）のスイッチング素子（３（３２））及び下段側のフリーホイールダイオード（４（４２））に電流が流れる。上段側スイッチ部（２１）のスイッチング素子（３（３１））がオン状態では下段側スイッチ部（２２）には電流は流れない。
　即ち、交流電流が正の位相において、各相電流に対応するアーム（９）の下段側スイッチ部（２２）に電流が流れる場合には、下段側スイッチ部（２２）のフリーホイールダイオード（４）から見て順方向の電流が流れる。従って、交流電流が正の位相において、各相電流に対応するアーム（９）の下段側スイッチ部（２２）に電流が流れる場合には、下段側スイッチ部（２２）のフリーホイールダイオード（４（４２））が必ず導通する（ターン・オンする）。同様のことは、交流電流が負の場合にも言える。交流電流が負の位相において、各相電流に対応するアーム（９）の上段側スイッチ部（２１）に電流が流れる場合には、上段側スイッチ部（２１）のフリーホイールダイオード（４（４１））から見て順方向の電流が流れる。従って、交流電流が負の位相において、各相電流に対応するアーム（９）の上段側スイッチ部（２１）に電流が流れる場合には、各相電流に対応するアーム（９）の上段側スイッチ部（２１）のフリーホイールダイオード（４（４１））が必ず導通する。
　つまり、上段側スイッチ部（２１）のスイッチング素子（３（３１））と下段側スイッチ部（２２）のフリーホイールダイオード（４（４２））との組み合わせの損失が小さい場合には、交流電流が正の位相における電力変換装置（１）の損失を低減させることができる。或いは、下段側のスイッチング素子（３（３２））と上段側のフリーホイールダイオード（４（４１））との組み合わせの損失が小さい場合には、交流電流が負の位相において、電力変換装置（１）の損失を低減させることができる。尚、フリーホイールダイオード（４）の逆回復時間が短ければ、損失の発生する時間も短くなるので、損失は低減される。交流電流の電気角１周期の間では、複数相の何れかの相が「正」である。また、交流電流の電気角１周期の間では、複数相の何れかの相が「負」である。従って、交流電流が「正」の場合に着目した組み合わせ、又は「負」の場合に着目した組み合わせの何れか一方の採用により、電気角の１周期の全期間に亘ってインバータ回路（１０）の損失を低減させることができる。
　また、複数相の交流電圧の変調周波数は、線間電圧によって決まる。このため、交流電流が「正」の場合に着目した組み合わせ、又は「負」の場合に着目した組み合わせの何れか一方の採用により、スイッチング回数の増加に伴う損失の増大を抑制しながら、当該変調周波数を高くすることができる。変調周波数が高くなると、交流波形がより安定し、脈動や歪みが減少する。また、直流側の脈動成分の振幅も低減される。従って、電力変換装置（１）における損失の低減が、低損失のスイッチング素子（３）の採用と、スイッチング周波数の高周波数化とで相殺されたとしても、電力変換装置（１）自身や、電力変換装置（１）に接続される他の回路で生じる損失を低減できる可能性がある。
　本構成によれば、上段側スイッチ部（２１）と、下段側スイッチ部（２２）との何れか一方の前記スイッチ部（２）が、第１スイッチング素子（５）と第２整流素子（８）との並列接続により構成され、他方のスイッチ部（２）が、第２スイッチング素子（７）と第１整流素子（６）との並列接続により構成されている。この構成によれば、上段側のスイッチング素子（３（３１））と下段側のフリーホイールダイオード（４（４２））とが、第２スイッチング素子（７）と第２整流素子（８）となる組み合わせ、或いは、下段側のスイッチング素子（３（３２））と上段側のフリーホイールダイオード（４（４１））とが、第２スイッチング素子（７）と第２整流素子（８）となる組み合わせが実現できる。これによって、少なくとも電力変換装置（１）の損失を低減させることができる。また、電力変換装置（１）の損失の低減が上述したように相殺された場合でも、電力変換装置（１）自身や、電力変換装置（１）に接続される他の回路で生じる損失を低減できる可能性がある。即ち、本構成によれば、上段側と下段側とが異なる種類のスイッチング素子（３）により構成されたアーム（２）を備えた電力変換装置（１）の効率を向上すると共にノイズを低減するために、上段側と下段側とを異なるスイッチング周波数でスイッチングさせても、フリーホイールダイオード（４）を含む電力変換装置（１）の損失を低減することができる。
　上述したように、前記第２スイッチング素子（７）は、前記第１スイッチング素子（５）よりもスイッチング応答性の高い素子である。第２整流素子（８）は、第１整流素子（６）よりも逆回復時間が短い素子であるから、応答性が高い。第２スイッチング素子（７）と第２整流素子（８）とが共に応答性の高い素子であると、電力変換装置（１）のスイッチング周波数を高くすることができ、交流波形の脈動や歪みを低減することができる。これにより、電力変換装置（１）が交流機器に接続される場合に、当該交流機器における損失を低減し、効率を向上させることができる。また、直流側においても、脈動の振幅を低減することができる。例えば、直流の正極（Ｐ）と負極（Ｎ）との間に平滑コンデンサが設けられる場合に、その静電容量の低減が期待できる。
　１つの態様として、電力変換装置（１）は、前記スイッチ部（２）のそれぞれをスイッチング制御するためのスイッチング制御信号を出力する駆動制御部（２０）を備え、前記アーム（９）のそれぞれにおいて、前記第２スイッチング素子（７）の前記スイッチング制御信号の周波数は、前記第１スイッチング素子（５）の前記スイッチング制御信号の周波数よりも高い周波数である動作状態を有すると好適である。
　上述したように、上段側のスイッチング素子（３）と下段側のフリーホイールダイオード（４）との組み合わせの損失が小さくなるように、又は、下段側のスイッチング素子（３）と上段側のフリーホイールダイオード（４）との組み合わせの損失が小さくなるように、第２スイッチング素子（７）と第２整流素子（８）とが配置されている。従って、相対的に損失の小さい第２スイッチング素子（７）のスイッチング制御信号の周波数が、第１スイッチング素子（５）のスイッチング制御信号の周波数よりも高い周波数である動作状態において、損失の増加を抑制しながら変調周波数を高周波数化することができる。
　また、１つの態様として、電力変換装置（１）は、前記スイッチ部（２）のそれぞれをスイッチング制御するためのスイッチング制御信号を出力する駆動制御部（２０）を備え、前記アーム（９）のそれぞれにおいて、前記フリーホイールダイオード（４）に順方向電流が流れる期間では、当該前記フリーホイールダイオード（４）に並列接続された前記スイッチング素子（３）の前記スイッチング制御信号が非有効状態であると好適である。
　上述したように、交流電流が正の位相において、各相電流に対応するアーム（９）の下段側に電流が流れる場合には、下段側のフリーホイールダイオード（４（４２））から見て順方向の電流が流れる。即ち、交流電流が正の場合、各相電流に対応するアーム（９）の下段側のスイッチング素子（３（３２））は、上段側のスイッチング素子（３（３１））に対して相補的にスイッチングしなくても、下段側のフリーホイールダイオード（４（４２））を通じて、適切なタイミングで通電することができる。また、交流電流が負の位相において、各相電流に対応するアーム（９）の上段側に電流が流れる場合には、上段側のフリーホイールダイオード（４（４１））から見て順方向の電流が流れる。即ち、交流電流が負の場合、各相電流に対応するアーム（９）の上段側のスイッチング素子（３（３１））は、下段側のスイッチング素子（３（３２））に対して相補的にスイッチングしなくても、上段側のフリーホイールダイオード（４（４１））を通じて、適切なタイミングで通電することができる。従って、これらスイッチングする必要がないスイッチング素子（３）のスイッチング制御信号は、スイッチングを必要としない期間（当該スイッチング素子（３）に並列接続されたフリーホイールダイオード（４）に順方向電流が流れる期間）非有効状態とすることができる。これにより、当該スイッチング素子（３）にて生じるスイッチング損失を低減することができる。また、１つのアーム（９）において、上段側スイッチ部（２１）と下段側スイッチ部（２２）とが相補的にスイッチングする機会が減少するので、両スイッチ部（２１，２２）を共にオフ状態に制御するデッドタイムを考慮する機会が減少する。電気角１周期においてデッドタイムを考慮する時間が減少する分、スイッチングの機会を増やすことができ、スイッチング周波数を高周波数化することができる。
　ここで、前記第１スイッチング素子（５）の前記スイッチング制御信号の周波数は固定値であり、前記第２スイッチング素子（７）の前記スイッチング制御信号の周波数は可変値であると好適である。上述したように、相対的に損失の小さい第２スイッチング素子（７）のスイッチング制御信号の周波数を第１スイッチング素子（５）のスイッチング制御信号の周波数よりも高くすることで、損失の増加を抑制しながら、変調周波数を高周波数化することができる。第１スイッチング素子（５）及び第２スイッチング素子（７）の双方のスイッチング制御信号の周波数を可変とすると、駆動制御部（２０）による制御が複雑化するおそれがある。変調周波数の高周波数化は、第２スイッチング素子（７）のスイッチング周波数を高周波数化することで実現できる。第２スイッチング素子（７）のスイッチング制御信号の周波数だけを可変値とすることで、駆動制御部（２０）による制御が複雑化することを抑制しつつ、変調周波数の高周波数化を実現することができる。
　或いは、前記第１スイッチング素子（５）の前記スイッチング制御信号の周波数と、前記第２スイッチング素子（７）の前記スイッチング制御信号の周波数と、の双方が可変値であっても好適である。このようにすれば、駆動制御部（２０）による制御がやや複雑化するものの、前記第１スイッチング素子（５）の前記スイッチング制御信号の周波数と、前記第２スイッチング素子（７）の前記スイッチング制御信号の周波数と、の双方を、各時点での電力変換装置の動作状態に合わせて適切に設定することができる。これにより、電力変換装置（１）のシステム損失をより一層低減することができる。
　また、１つの態様として、電力変換装置（１）は、交流の回転電機（８０）と、直流電源（１１）との間に備えられ、前記スイッチング制御信号の周波数が、前記回転電機（８０）の速度、前記回転電機（８０）のトルク、直流から交流への変調率の少なくとも１つに応じて設定されると好適である。スイッチング制御信号の周波数が高いほど、生成される交流電流の波形は正弦波に近づき、脈動や歪みの少ない波形となる。どの程度の脈動や歪みが許容範囲となるかは、電力変換装置（１）が利用される形態や条件によって異なる。従って、電力変換装置（１）を介して駆動される回転電機（８０）の速度やトルク、直流と交流との間の変調率等に応じて、スイッチング制御信号の周波数が設定されると好適である。
　また、１つの態様として、前記第１スイッチング素子（５）は、Ｓｉ－ＩＧＢＴ又はＳｉ－ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子（７）は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ－ＩＧＢＴであると好適である。
　炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）などの半導体材料は、ケイ素（Ｓｉ）に比べてバンドギャップが広く、ワイドバンドギャップ半導体と称され、半導体材料の素材としての性能がケイ素よりも高い。例えば、Ｓｉ素材のＩＧＢＴ（Ｓｉ－ＩＧＢＴ）に比べて、ＳｉＣ素材のＩＧＢＴ（ＳｉＣ－ＩＧＢＴ）やＭＯＳＥＦＴ（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ）は、高速スイッチングが可能であり、損失も小さく、より高いスイッチング周波数での利用が可能である。従って、これらの素子は、第２スイッチング素子（７）として好適である。但し、ＳｉＣやＧａＮを基材とした素子は、実用化されてからの歴史が浅く、現在はＳｉに比べて高価である。第１スイッチング素子（５）は、第２スイッチング素子（７）ほど、高速なスイッチング速度や低損失が求められない。従って、相対的に安価なＳｉを基材とした素子は、第１スイッチング素子（５）として好適である。
　また、１つの態様として、前記第１整流素子（６）は、ファストリカバリーダイオードであり、前記第２整流素子（８）はＳｉＣ－ショットキーバリアダイオードであると好適である。ファストリカバリーダイオードは、順方向電圧が掛かっているオン状態からオフ状態に切り替わった後に引き続き順方向電流が流れている時間（逆回復時間）が、比較的短いダイオードである。従って、ファストリカバリーダイオードは、インバータ回路（１０）のフリーホイールダイオード（４）として好適である。ショットキーバリアダイオードは、動作原理上、逆回復時間がないため、ファストリカバリーダイオードよりも、さらに高速動作が可能である。従って、ショットキーバリアダイオードは、第１整流素子（６）よりも逆回復時間の短い第２整流素子（８）として好適である。尚、Ｓｉを基材とするショットキーバリアダイオードは、耐圧に課題があったが、ＳｉＣを基材とするショットキーバリアダイオードでは、高耐圧化が実現されている。従って、ＳｉＣ－ショットバリアダイオードを第２整流素子（８）に適用すると好適である。第１整流素子（６）のファストリカバリーダイオードは、Ｓｉを基材とする素子でもＳｉＣを基材とする素子でもよい。
１　　　　：電力変換装置
２　　　　：スイッチ部
３　　　　：スイッチング素子
４　　　　：フリーホイールダイオード
５　　　　：第１スイッチング素子
６　　　　：第１ダイオード（第１整流素子）
７　　　　：第２スイッチング素子
８　　　　：第２ダイオード（第２整流素子）
９　　　　：アーム
１０　　　：インバータ（インバータ回路）
１１　　　：直流電源
２０　　　：駆動制御部
２１　　　：上段側スイッチ部
２２　　　：下段側スイッチ部
８０　　　：回転電機
Ｎ　　　　：負極
Ｐ　　　　：正極

Claims (8)

  1. 　オン状態で導通しオフ状態で非導通となるスイッチ部が２つ直列接続された１相分のアームが、直流の正極と負極との間に、複数相の交流の相数に応じて並列接続され、各アームにおける２つの前記スイッチ部の接続点を各相の交流入出力として、直流電力と複数相の交流電力との間で電力変換する電力変換装置であって、
    　前記スイッチ部のそれぞれは、スイッチング素子と、前記負極から前記正極へ向かう方向を順方向として前記スイッチング素子に並列接続されたフリーホイールダイオードとを備え、
    　前記スイッチング素子は、第１スイッチング素子、又は、オフ状態とオン状態との間でのスイッチング応答性が前記第１スイッチング素子よりも高い第２スイッチング素子であり、
    　前記フリーホイールダイオードは、第１整流素子、又は、前記第１整流素子よりも逆回復時間が短い第２整流素子であり、
    　前記アームのそれぞれは、前記正極の側に接続された上段側スイッチ部と、前記負極の側に接続された下段側スイッチ部との何れか一方の前記スイッチ部が、前記第１スイッチング素子と前記第２整流素子との並列接続により構成され、他方の前記スイッチ部が、前記第２スイッチング素子と前記第１整流素子との並列接続により構成されている、電力変換装置。
  2. 　前記スイッチ部のそれぞれをスイッチング制御するためのスイッチング制御信号を出力する駆動制御部を備え、
    　前記アームのそれぞれにおいて、前記第２スイッチング素子の前記スイッチング制御信号の周波数は、前記第１スイッチング素子の前記スイッチング制御信号の周波数よりも高い周波数である動作状態を有する請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記スイッチ部のそれぞれをスイッチング制御するためのスイッチング制御信号を出力する駆動制御部を備え、
    　前記アームのそれぞれにおいて、前記フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる期間では、当該前記フリーホイールダイオードに並列接続された前記スイッチング素子の前記スイッチング制御信号が非有効状態である請求項１又は２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第１スイッチング素子の前記スイッチング制御信号の周波数は固定値であり、前記第２スイッチング素子の前記スイッチング制御信号の周波数は可変値である請求項２又は３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記第１スイッチング素子の前記スイッチング制御信号の周波数と、前記第２スイッチング素子の前記スイッチング制御信号の周波数と、の双方が可変値である請求項２又は３に記載の電力変換装置。
  6. 　交流の回転電機と、直流電源との間に備えられ、
    　前記スイッチング制御信号の周波数が、前記回転電機の速度、前記回転電機のトルク、直流から交流への変調率の少なくとも１つに応じて設定される請求項２から５の何れか一項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記第１スイッチング素子は、Ｓｉ－ＩＧＢＴ又はＳｉ－ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ－ＩＧＢＴである、請求項１から６の何れか一項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記第１整流素子は、ファストリカバリーダイオードであり、前記第２整流素子はＳｉＣ－ショットキーバリアダイオードである、請求項１から７の何れか一項に記載の電力変換装置。
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