CN108432119A - 电力转换装置 - Google Patents

电力转换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN108432119A
CN108432119A CN201680063359.0A CN201680063359A CN108432119A CN 108432119 A CN108432119 A CN 108432119A CN 201680063359 A CN201680063359 A CN 201680063359A CN 108432119 A CN108432119 A CN 108432119A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mentioned
switch
frequency
phase
switch element
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201680063359.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108432119B (zh
Inventor
苏布拉塔·萨哈
岛田有礼
堀田丰
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Aisin AW Co Ltd
Original Assignee
Aisin AW Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Aisin AW Co Ltd filed Critical Aisin AW Co Ltd
Publication of CN108432119A publication Critical patent/CN108432119A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108432119B publication Critical patent/CN108432119B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

减少包括续流二极管(4)的电力转换装置(1)的损耗。对于电力转换装置的臂(9)而言，上段侧和下段侧中的任意一方开关部(2)由第一开关元件(5)和第二整流元件(8)的并联连接构成，另一方开关部(2)由第二开关元件(7)和第一整流元件(6)的并联连接构成。第二开关元件(7)与第一开关元件(5)相比开关响应性高，第二整流元件(8)与第一整流元件(6)相比反向恢复时间短。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及在直流电力与多个相的交流电力之间进行电力转换的电力转换装置。
背景技术
作为用于逆变器电路等电力系统的电路的开关元件，已知MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属-氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等。MOSFET和IGBT根据物性、构造的不同而电特性不同。一般，逆变器电路等电力系统的电路由同一种开关元件构成。然而，也进行利用开关元件的电特性的不同来构成使多种开关元件混合的电路，要在电方面实现广泛的应用范围这样的尝试。在下述表示出处的专利文献1中公开了具备上段侧开关元件为IGBT、下段侧开关元件为MOSFET的臂的逆变器电路。
该逆变器电路在高负载时通过对三相全部进行开关控制的三相调制控制进行驱动，在低负载时，通过使三相内的一相固定而对剩余的二相进行开关控制的二相调制控制进行驱动。在低负载时，由于MOSFET的开关损耗相对较小，所以在二相调制控制时，控制为下段侧的MOSFET的通电率高于上段侧的IGBT的通电率。另一方面，在电流变大的高负载时，由于IGBT的损耗相对较小，所以在三相调制控制时，控制为上段侧的IGBT的通电率高于下段侧的MOSFET的通电率。在专利文献1中，通过这样的控制，在从低负载到高负载的整个运转区域中提高逆变器电路的效率。另外，在专利文献1中，在电流相对较小的动作区域和电流较大的动作区域中，为了选择性地利用主要使用的开关元件而使用上段侧具备IGBT、下段侧具备MOSFET的逆变器电路。没有提及即使MOSFET和IGBT的开关特性(例如开关的响应性等)不同，例如考虑到使下段侧的MOSFET以比上段侧的IGBT高的开关频率进行动作那样的控制方式，而进行逆变器电路的效率的提高、噪声的减少。
然而，在互补地对逆变器电路的臂的上段侧和下段侧进行开关控制的情况下，在根据生成的交流电流的极性而将开关元件控制为接通状态时，从续流二极管观察时有时流动正向的电流。该情况下，由于电流在开关元件和续流二极管双方中流动，所以优选也考虑续流二极管中的损耗。在专利文献1中，针对IGBT以及MOSFET双方，并联连接相同的特性的续流二极管，而没有考虑续流二极管中的损耗。另外，由于这样的损耗在每次进行开关时都产生，所以在提高逆变器电路的开关频率的情况下，特别是损耗容易变大。
专利文献1:日本特开2008－104282号公报
鉴于上述背景，期望提供一种即使为了提高具备上段侧和下段侧由不同的种类的开关元件构成的臂的电力转换装置的效率并且减少噪声而使上段侧和下段侧以不同的开关频率开关，也能够减少包括续流二极管的电力转换装置的损耗的技术。
发明内容
作为一个方式，鉴于上述的电力转换装置将两个在接通状态下导通、在断开状态下非导通的开关部串联连接而成的一相份的臂在直流的正极与负极之间根据多个相的交流的相数而并联连接，将各臂中的两个上述开关部的连接点设为各相的交流输入输出，在直流电力与多个相的交流电力之间进行电力转换，
每个上述开关部具备开关元件和将从上述负极朝向上述正极的方向设为正向而与上述开关元件并联连接的续流二极管，
上述开关元件是第一开关元件或者第二开关元件，上述第二开关元件的在断开状态与接通状态之间的开关响应性高于上述第一开关元件，
上述续流二极管是第一整流元件或者第二整流元件，上述第二整流元件与上述第一整流元件相比反向恢复时间短，
对于每个上述臂而言，与上述正极的一侧连接的上段侧开关部、与上述负极的一侧连接的下段侧开关部中的任意一方上述开关部由上述第一开关元件和上述第二整流元件的并联连接构成，另一方上述开关部由上述第二开关元件和上述第一整流元件的并联连接构成。
在任意一相的交流电流相对于振幅中心为正的相位中，在与该相电流对应的臂的下段侧流动电流的情况下，在从下段侧的续流二极管观察时流动正向的电流。换句话说，在交流电流为正的相位中，在臂的下段侧流动电流的情况下，在下段侧的开关元件的状态为断开时，在下段侧的续流二极管中也流动电流。交流电流为负的情况下也是如此。换句话说，在交流电流为负的相位中，在臂的上段侧流动电流的情况下，在上段侧的开关元件的状态为断开时，在上段侧的续流二极管中也流动电流。
因此，在上段侧开关部的开关元件和下段侧开关部的续流二极管的组合的损耗较小的情况下，在交流电流为正的相位中，能够减少电力转换装置的损耗。或者，在下段侧开关部的开关元件和上段侧开关部的续流二极管的组合的损耗较小的情况下，在交流电流为负的相位中，能够减少电力转换装置的损耗。另外，如果续流二极管的反向恢复时间较短，则产生损耗的时间也变短，所以减少损耗。在交流电流的电角1周期的期间中，多个相中的任意一相为“正”。另外，在交流电流的电角1周期的期间中，多个相中的任意一相为“负”。因此，通过采用着眼于交流电流为“正”的情况的组合，或者着眼于“负”的情况的组合的任意一方，能够在电角的1周期的整个期间中减少电力转换装置的损耗。
根据本结构，上段侧开关部和下段侧开关部的任意一方开关部由第一开关元件和第二整流元件的并联连接构成，另一方开关部由第二开关元件和第一整流元件的并联连接构成。根据该结构，能够实现上段侧的开关元件和下段侧的续流二极管为第二开关元件和第二整流元件的组合，或者，下段侧的开关元件和上段侧的续流二极管为第二开关元件和第二整流元件的组合。由此，能够减少电力转换装置的损耗。即，根据本结构，即使为了提高具备上段侧和下段侧由不同的种类的开关元件构成的臂的电力转换装置的效率并且减少噪声而使上段侧和下段侧以不同的开关频率开关，也能够减少包括续流二极管的电力转换装置的损耗。
电力转换装置的进一步的特征和优点根据参照附图所说明的有关实施方式的以下的记载会变得明确。
附图说明
图1是示意性地表示电力转换装置的系统构成的框图。
图2是示意性地表示与转矩以及旋转速度对应的旋转电机的动作区域的图。
图3是示意性地表示一相份的臂的结构的电路框图。
图4是表示一相份的臂的构成例的示意性的电路图。
图5是表示低调制率侧中的调制的一个例子的波形图。
图6是表示高调制率侧中的调制的一个例子的波形图。
图7是示意性地表示第二实施方式所涉及的旋转电机的动作区域的图。
图8是表示图7的B区域中的调制的一个例子的波形图。
图9是表示图7的C区域中的调制的一个例子的波形图。
图10是表示一相份的臂的其它结构的示意性的电路图。
具体实施方式
1.第一实施方式
以下，基于附图对电力转换装置1的第一实施方式进行说明。图1的框图示意性地示出电力转换装置1的系统构成。在直流电源11与交流的旋转电机80之间具备电力转换装置1，该电力转换装置1在直流与交流之间转换电力。旋转电机80在本实施方式中例如是成为混合动力汽车、电动汽车等车辆的驱动力源的旋转电机。旋转电机80是通过多个相的交流(此处为三相交流)进行动作的旋转电机，能够既作为电动机也作为发电机发挥作用。旋转电机80经由逆变器10(逆变器电路)将来自直流电源11的电力转换为动力(动力运行)。或者，旋转电机80将例如从未图示的内燃机、车轮传递的旋转驱动力转换为电力，并经由逆变器10对直流电源11进行充电(再生)。
在本实施方式中，直流电源11例如是额定电压为50～400[V]左右的高压直流电源。直流电源11例如是镍氢、锂离子等二次电池、电双层电容器等电容器，或将它们组合而成的电源等，是大电压大容量的可蓄电的直流电源。另外，在电力转换装置1具备对直流电源11的输出电压进行升压的直流转换器(converter)(DC－DC转换器)的情况下，能够在直流电源中包括该转换器。另外，该转换器在经由逆变器10向直流电源11再生电力的情况下作为降压转换器发挥作用。
以下，将逆变器10的直流侧的电压(逆变器10的直流侧的正极P与负极N之间的电压、直流电源11的端子间电压、转换器的输出电压)称为直流链路电压(Vdc)。在逆变器10的直流侧具备对直流链路电压进行平滑化的平滑电容器12(直流链路电容器)。平滑电容器12使根据旋转电机80的消耗电力的变动而变动的直流电压(直流链路电压)稳定。
如上述那样，逆变器10将具有直流链路电压的直流电力转换为多个相(将n设为自然数，为n相，此处为三相)的交流电力并供给给旋转电机80，并且将旋转电机80发电出的多个相的交流电力转换为直流电力并供给给直流电源。逆变器10构成为具有多个开关部2。如参照图3、图4等所后述那样，开关部2包括开关元件3和续流二极管4。开关元件3使用以硅(Si)为基材的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor)、以碳化硅(SiC)为基材的SiC－MOSFET(Silicon Carbide-Metal Oxide Semiconductor FET)、SiC－SIT(SiC-Static InductionTransistor)、SiC－IGBT、以氮化镓(GaN)为基材的GaN－MOSFET(Gallium Nitride-MOSFET)等功率半导体元件。
以往，作为逆变器10的开关元件3，广泛利用以硅(Si)为基材的Si－IGBT。近年来，作为电力用的MOSFET、IGBT的基材，碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)等半导体材料也被实用化。SiC、GaN等半导体材料与Si相比带隙较宽(宽带隙半导体)、绝缘破坏强度也比Si高等作为半导体材料的原材料的基本性能比Si高。由于绝缘破坏强度较高，所以在以SiC或GaN为基材的电力用高耐压元件(功率开关元件)中，能够使漂移层的膜厚比以Si为基材的元件薄。电力用高耐压元件的电阻成分大多起因于该漂移层的厚度，所以在以SiC或GaN为基材的电力用高耐压元件中，能够实现与Si基材的元件相比每个单位面积的通态电阻非常低的元件。
在以Si为基材的电力用高耐压元件中，为了改善伴随着高耐压化而产生的通态电阻的增大，具备作为少数载流子器件的双极晶体管的结构的IGBT(Si－IGBT)成为主流。IGBT是在一个半导体元件上在输入段具有FET结构、在输出段具有双极晶体管结构的开关元件。但是，IGBT例如与MOSFET相比开关损耗大，结果也受到产生的热的影响，高频率下的开关有限制。在以SiC或GaN为基材的电力用高耐压元件中，由于如上述那样能够较薄地构成漂移层，所以是高速的器件结构，即使是作为多数载流子器件的MOSFET结构，也能够抑制伴随高耐压化而产生的通态电阻的增大。换句话说，以SiC或GaN为基材的电力用高耐压元件能够实现高耐压、低通态电阻、高频率动作。
例如与Si－IGBT相比，SiC－MOSFET能够进行更高速开关，实现更高开关频率下的利用。另外，也能够期待逆变器10的损耗的减少。但是，SiC或GaN与Si相比高价，有可能使逆变器10、包括逆变器10的电力转换装置1的成本上升。
这样在Si－IGBT等Si原材料的开关元件、和SiC－MOSFET等SiC原材料的开关元件中，各具有优点、缺点。因此，优选较好地利用两者的优点来提供最适合的逆变器10以及具备逆变器10的电力转换装置1。
如图1所示，逆变器10由具备多组的臂9的桥电路构成。逆变器10构成为针对与旋转电机80的各相的定子线圈81(三相的情况下，为U相、V相、W相)对应的每个臂9具备上段侧以及下段侧的一对开关部2。具体而言，如图1所示，交流一相份的臂9由上段侧开关部21和下段侧开关部22的串联电路构成。如参照图3等所后述那样，各开关部2具有开关元件3和续流二极管4。
如图1所示，每个开关元件3基于从驱动控制部(DRV-CNT)20输出的开关控制信号(Su+、Sv+、Sw+、Su－、Sv－、Sw－)来进行动作。开关控制信号例如是驱动IGBT或者MOSFET的栅极端子的栅极驱动信号。驱动控制部20是以具备逆变器10的电力转换装置1为控制对象并经由电力转换装置1对交流的旋转电机80进行驱动控制的控制装置。在本实施方式中，驱动控制部20具备逆变器控制装置(INV-CNT)30和驱动器电路(DRV)40。逆变器控制装置30通过微型计算机、DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理)等逻辑运算处理器等硬件和程序、参数等软件的配合来实现。当然逆变器控制装置30也可以由以逻辑电路等电子电路为核心的硬件构成。逆变器控制装置30的动作电压为3.3～12[V]左右，逆变器控制装置30从未图示的低压直流电源(例如额定电压12～24[V]左右)接受电力的供给来进行动作。
向对高电压进行开关的电力用的IGBT或MOSFET的控制端子(栅极端子)输入的栅极驱动信号需要比构成逆变器控制装置30的电子电路(微型计算机等)的动作电压大的电压振幅。因此，由逆变器控制装置30生成的开关控制信号(开关控制源信号)在通过驱动器电路40而扩大电压振幅、放大电流等被赋予驱动力后输入至逆变器10。在本实施方式中，将逆变器控制装置30和驱动器电路40统称而称为驱动控制部20。另外，在本实施方式中，只要没有特别说明，便不区分逆变器控制装置30生成并输出的控制信号(开关控制源信号)、和经由驱动器电路40向开关元件3传递的控制信号，统称为开关控制信号。
如图1所示，旋转电机80具备检测旋转电机80的转子的各时刻的磁极位置(转子的旋转角度)、旋转速度的旋转传感器14。旋转传感器14例如是分解器(Resolver)等。另外，在旋转电机80的各相的定子线圈81中流动的电流由电流传感器13测量。在本实施方式中，例示三相全部由非接触型的电流传感器13测量的结构。逆变器控制装置30基于旋转电机80的要求转矩、旋转速度、调制率来进行电流反馈控制。要求转矩例如从车辆用控制装置、车辆的行驶控制装置等未图示的其它控制装置提供至逆变器控制装置30。另外，调制率是表示从直流电压(直流链路电压)向交流电压的转换率的指标，是表示多个相的交流电压的线间电压的有效值相对于直流电压的比例的值。调制率能够采用从“0”到物理的(数学的)极限值即“约0.78”的值。
逆变器控制装置30根据这些要求转矩、旋转速度、调制率等来生成用于对逆变器10进行开关控制的脉冲(调制脉冲)并作为开关控制信号而输出。另外，可以每次生成调制脉冲，或也可以是根据旋转电机80或逆变器10的动作条件而预先使存储器等存储脉冲图案，通过DMA转送等而不会对处理器带来负荷地输出的方式。
然而，也可以区分而将从直流向交流转换的情况称为调制、将从交流向直流转换的情况称为解调，也能够将两者一并称为调制解调，但在本实施方式中对于任何的转换，都称为调制来进行说明。在本实施方式中，逆变器控制装置30进行使用了矢量控制法的电流反馈控制，经由逆变器10来控制旋转电机80。对于矢量控制法，限于以下那样的简单的说明，省略详细的说明。
首先，逆变器控制装置30基于直流链路电压、要求转矩、调制率等来对矢量控制的正交矢量坐标系中的电流指令进行运算。该正交矢量坐标系是将旋转电机80的转子的磁极的方向设为一个轴(d轴)、将与该轴(d轴)正交的方向设为另一个轴(q轴)的坐标系。基于磁极位置而在定子线圈81中流动的三相的电流(实际电流)被坐标转换为该正交矢量坐标系。在正交矢量坐标系中，基于电流指令与实际电流的偏差来进行比例积分控制(PI控制)、比例积分微分控制(PID控制)的运算，导出电压指令。基于磁极位置而该电压指令被逆坐标转换为三相的电压指令，并按照所选择的调制方式来生成调制脉冲(开关控制信号)。
例如如图2所示，旋转电机80的动作区域扩展到与要求转矩([Nm])和旋转速度([rpm])对应的较宽的区域。用于控制旋转电机80的调制方式有各种方式，根据基于要求转矩、旋转速度所决定的动作点而最适合的调制方式不同。在本实施方式中，如图2所示，设定两个不同的动作区域，在各个动作区域中采用不同的调制方式。第一动作区域R1是相对低转矩、低旋转速度的动作区域，在本实施方式中实施三相调制。第二动作区域R2是相对高转矩、高旋转速度的动作区域，在本实施方式中实施二相调制。对于各动作区域中的各调制方式的详细，参照图5、图6等来后述。
作为逆变器10的调制方式，已知脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation)。在脉冲宽度调制中，基于作为输出指令的交流波形(例如图5以及图6所示的电压指令V＊)的振幅与三角波(包括锯齿波)状的载波(例如图5以及图6所示的载波CR)的波形的振幅的大小关系来生成脉冲。也存在不依靠与载波的比较而通过数字运算直接生成PWM波形的情况，在该情况下，作为指令值的交流波形的振幅与虚拟的载波波形的振幅也具有相关关系。以下，在称为“开关控制信号的频率”的情况下，只要没有特别说明，表示载波的频率。脉冲宽度调制包括正弦波脉冲宽度调制(SPWM:sinusoidal PWM)、空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM:space vector PWM)、不连续脉冲宽度调制(DPWM：discontinuous PWM)等。对于各个最大调制率，SPWM为“约0.61”，SVPWM“约0.71”，DPWM“约0.78”。另外，如本实施方式那样三相交流的情况下，将对三相全部进行脉冲宽度调制的调制方式称为三相调制，将使三相内的至少一相固定预先决定的期间并对剩余的二相或者一相进行脉冲宽度调制的调制方式称为二相调制。
在说明各调制方式之前，先对本实施方式的逆变器10的结构进行说明。如图1所示，在逆变器10中，将两个在接通状态下导通、在断开状态非导通的开关部2串联连接而成的一相份的臂9在直流的正极P与直流的负极N之间根据多个相的交流的相数而并联连接。各臂9中的两个开关部2的连接点为各相的交流输入输出。在本实施方式中，分别与三相对应的臂9中的两个开关部2的连接点分别与星形连接的旋转电机80的三相的定子线圈81连接。
如图3所示，各开关部2具备开关元件3和续流二极管4。续流二极管4将从下段侧朝向上段侧的方向设为正向而与各开关元件3并联连接。换言之，将与开关元件3为接通状态的情况下的通流方向相反方向设为正向，续流二极管4与各开关元件3并联连接(反并联连接)。另外，上段侧开关部21具有上段侧开关元件31，下段侧开关部22具有下段侧开关元件32。另外，在上段侧开关元件31反并联连接上段侧续流二极管41，在下段侧开关元件32反并联连接下段侧续流二极管42。
如图4所示，在本实施方式中，上段侧开关元件31为Si－IGBT的第一开关元件5，下段侧开关元件32为SiC－MOSFET的第二开关元件7。换句话说，第二开关元件7是开关响应性高于第一开关元件5的元件。例如第二开关元件7是在断开状态与接通状态之间的迁移时间比第一开关元件5短、迁移时的开启(Turn on)/关断(Turn off)损耗(开关损耗)也比第一开关元件5小的元件。另外，下段侧续流二极管42是第一二极管6(第一整流元件)，上段侧续流二极管41是与第一二极管6相比反向恢复时间短的第二二极管8(第二整流元件)。另外，第二二极管8也可以是与第一二极管6相比反向恢复电流小的元件。即，上段侧续流二极管41是与第一二极管6相比反向恢复特性较好的第二二极管8即可。“反向恢复特性较好”意味反向恢复时间短、反向恢复电流小。换句话说，在图4所例示的方式中，上段侧开关部21由第一开关元件5和第二二极管8的并联连接构成，下段侧开关部22由第二开关元件7和第一二极管6的并联连接构成。
在本实施方式中，第一二极管6是以Si为基材的pn接合的二极管(优选是快速恢复二极管(Si－FRD))，第二二极管8是以SiC为基材的肖特基势垒二极管(SiC－SBD)。快速恢复二极管是在从施加正向电压的接通状态切换为断开状态后继续流动正向电流的时间(反向恢复时间)比较短的二极管。pn接合的一般的二极管的反向恢复时间大约为数10[μs]～100[μs]，而快速恢复二极管大约为100[nsec]以下。肖特基势垒二极管不是利用pn接合而利用了肖特基接合(金属与半导体的接触)的整流作用的二极管。对于肖特基势垒二极管，在动作原理上没有反向恢复时间这个概念，与快速恢复二极管相比，能够进行更高速动作。另外，以Si为基材的肖特基势垒二极管在耐压方面存在问题，但以SiC为基材的肖特基势垒二极管中实现高耐压化。
以下，对各调制方式进行说明。如上述那样，在本实施方式中，根据调制率选择性地实施两个调制方式。在相对低调制率以及中调制率的情况下实施三相调制，在高调制率的情况下实施二相调制。另外，在二相调制中，以比三相调制高的调制频率进行调制。例如在三相调制中以载波频率f1[Hz]进行调制，在二相调制中以载波频率f2[Hz]进行调制。此处，“f1＜f2”。图5是表示低调制率侧中的调制的一个例子的波形图，图6是表示高调制率侧中的调制的一个例子的波形图。
在图5以及图6中，从上段起依次示出电压指令V＊、载波CR、三相电流I(目标值、指令值)、调制脉冲(开关控制信号)。通过电压指令V＊与载波CR的比较来生成调制脉冲。在本实施方式中，以第二开关元件7(SiC－MOSFET)的开关控制信号(Su－、Sv－、Sw－)的频率成为比第一开关元件5(Si－IGBT)的开关控制信号(Su+、Sv+、Sw+)的频率高的频率的方式设定载波CR的频率(载波频率)。在本实施方式中，相对而言开关时的损耗少、开关时的响应性也较好的第二开关元件7(SiC－MOSFET)为下段侧开关元件32。因此，例示出下段侧的第二载波CR2为上段侧的第一载波CR1的2倍的频率的方式。以下，只要没有特别说明，相对低的一侧的载波(此处为第一载波CR1)的频率是各调制方式中的基准的频率“f1”以及“f2”。
在图5以及图6中例示第二载波CR2为第一载波CR1的2倍的频率的方式，但第二载波CR2和第一载波CR1可以是相同的频率，也可以是不同的倍率。例如优选第二载波CR2的频率为第一载波CR1的频率的4～8倍左右。另外，倍率无需固定。例如对于第二载波CR2，在低调制率侧中，在f1[Hz]～fx[Hz]的范围中可变，在高调制率侧中，在f2[Hz]～fy[Hz]的范围可变。此处，“fx＜fy”。
从图5以及图6可知，在电角1周期中，三相内的任意一相必须通过高速载波(此处为第二载波CR2)来调制。因此，三相交流的相间电压能够根据高速载波(第二载波CR2)的载波的频率而高频率化。因此，优选至少生成第二开关元件7的开关控制信号的高速载波(此处为第二载波CR2)的频率为可变值。换言之，优选第二开关元件7的开关控制信号的频率为可变值。
如果三相交流的相间电压能够高频率化，则三相交流波形的脉动变小，形变也减少。其结果，减少利用逆变器10的交流电力的供给对象亦即旋转电机80的损耗，效率提高。换句话说，能够减少系统整体的损耗来提高效率。另外，由于也减少直流链路电压的脉动，所以能够减小对直流链路电压进行平滑化的平滑电容器12的静电电容，并能够实现小型化。优选高频率化利用能够进行更高速开关、开关损耗也小的第二开关元件7来实现。因此，第一开关元件5的开关频率可以不是可变值。若增高相对而言开关损耗大的第一开关元件5的开关频率则损耗增大。因此，优选至少生成第一开关元件5的开关控制信号的低速载波(此处为第一载波CR1)的频率是固定值。换言之，优选第一开关元件5的开关控制信号的频率为固定值。
然而，在三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)相对于振幅中心为正的情况下，在与各相电流对应的臂9的上段侧开关部21中，在上段侧开关元件31为接通状态下，从上段侧续流二极管41观察时流动反向的电流。因此，在上段侧续流二极管41中不流动电流。另外，在上段侧开关元件31为断开状态下，不管在上段侧开关元件31中还是在上段侧续流二极管41中都不流动电流。因此，在交流电流(Iu、Iv、Iw)为正的情况下，在与各相电流对应的臂9的下段侧开关部22中，在上段侧开关元件31为断开状态下从下段侧续流二极管42观察时流动正向的电流。因此，在下段侧续流二极管42中流动电流。在上段侧开关元件31为接通状态下(下段侧开关元件32为断开状态下)在臂9的下段侧中不流动电流。
即，在交流电流(Iu、Iv、Iw)为正的相位中，在与各相电流对应的臂9的下段侧开关部22中流动电流的情况下，在从下段侧续流二极管42观察时流动正向的电流。因此，在交流电流(Iu、Iv、Iw)为正的情况下，即使与各相电流对应的臂9的下段侧开关部22没有相对于上段侧而进行互补的开关，也能够通过下段侧续流二极管42在适当的时刻通电。
同样地，在三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)相对于振幅中心为负的情况下，在与各相电流对应的臂9的下段侧开关部22中，在下段侧开关元件32为接通状态时，在从下段侧续流二极管42观察时流动反向的电流。在下段侧开关元件32为断开状态下没有流动电流。在与各相电流对应的臂9的上段侧开关部21中，在下段侧开关元件32为断开状态下，在从上段侧续流二极管41观察时流动正向的电流。在下段侧开关元件32为接通状态下，在臂9的上段侧开关部21中没有流动电流。即，在交流电流(Iu、Iv、Iw)为负的相位中，在与各相电流对应的臂9的上段侧开关部21中流动电流的情况下，在从上段侧续流二极管41观察时流动正向的电流。因此，在交流电流(Iu、Iv、Iw)为负的情况下，即使与各相电流对应的臂9的上段侧开关部21没有相对于下段侧开关部22而进行互补的开关，也能够通过上段侧续流二极管41在适当的时刻通电。
若这样考虑，则在每个臂9中，在续流二极管4流动正向电流的期间中，能够将与该续流二极管4并联连接的开关元件3始终设为断开状态。开关元件3的开关次数减少，由此能够减少逆变器10整体的损耗。
在本实施方式中，如图5以及图6所示，在U相电流为正的期间中，U相下段侧开关控制信号Su－始终是非有效状态(低状态“L”)，在U相电流为负的期间中，U相上段侧开关控制信号Su+始终是非有效状态(L)。同样地，在V相电流为正的期间中，V相下段侧开关控制信号Sv－始终是非有效状态(L)，在V相电流为负的期间中，V相上段侧开关控制信号Sv+始终是非有效状态(L)。同样地，在W相电流为正的期间中，W相下段侧开关控制信号Sw－始终是非有效状态(L)，在W相电流为负的期间中，W相上段侧开关控制信号Sw+始终是非有效状态(L)。
在逆变器10的控制中，设置两开关元件(31、32)成为断开状态的滞后时间以使各臂9的上段侧开关元件31和下段侧开关元件32不同时成为接通状态。该滞后时间的长度成为提高开关频率的瓶颈。如上述那样，在每个臂9中，在续流二极管4流动正向电流的期间中，若将与该续流二极管4并联连接的开关元件3始终控制为断开状态，则在每个臂9中需要考虑滞后时间的必要性降低。通过减少应考虑的滞后时间，能够提高开关频率。
另外，在图5以及图6的脉冲图案中，用符号“D”表示的位置是三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)隔着振幅中心，正和负反转的时刻(零交时刻(Zero Crossing Timing))。在该时刻，由于在上段侧开关元件31与下段侧开关元件32之间更换开关控制的对象，所以仅在该时刻设定滞后时间。
另外，如上述那样，在三相内的任意一相中，利用必须通过高速载波(此处为第二载波CR2)进行调制的高频率的开关控制信号对开关的响应性较好(迁移时间较短)、开关损耗也小的第二开关元件7进行开关。在通过高频率的开关控制信号将该第二开关元件7开关为断开状态时，在与相同的臂9的第一开关元件5并联连接的第二二极管8中流动电流。第二二极管8是反向恢复时间短或反向恢复电流小等反向恢复特性较好的元件。换句话说，在以高频率进行开关的相位(期间)中，各臂9的上段侧以及下段侧双方的交换特性良好的元件进行动作，该臂9的上段侧以及下段侧双方的交换特性较差的元件不进行动作。一般大多情况下交换特性较好的元件是高成本，通过以仅在需要高速动作的场景下进行动作的方式配置交换特性较好的元件，能够抑制伴随逆变器10的高频率化而产生的成本的上升。
2.第二实施方式
接下来，对电力转换装置1的第二实施方式进行说明。在本实施方式中，如图7所示，设定四个不同的动作区域A～D，在每个动作区域中采用不同的调制方式这一点上与上述第一实施方式不同。另外，在本实施方式中，在第一开关元件5的开关控制信号的频率和第二开关元件7的开关控制信号的频率双方为可变值这一点上也与上述第一实施方式不同。根据这些不同点，本实施方式的电力转换装置1为能够比上述第一实施方式进一步减少系统损耗的结构。另外，在本实施方式中，也是相对而言开关时的损耗较少、开关时的响应性也较好的第二开关元件7(SiC－MOSFET)为下段侧开关元件32。以下，以与上述第一实施方式的不同点为中心对本实施方式的电力转换装置1进行说明。对于没有特别说明的点，能够与上述第一实施方式相同。
在本实施方式中，如图7所示，根据旋转电机80的要求转矩和旋转速度来设定A区域、B区域、C区域以及D区域这四个不同的动作区域，在每个动作区域中应用不同的调制方式。A区域是转矩为“正”的区域、且与C区域相比调制率相对地高的区域，即，是转矩高、旋转速度也高的动作区域。在A区域中执行大占空比侧固定二相调制方式。B区域是转矩为“负”的区域、且与C区域相比调制率相对较高的区域，即，是转矩低(负转矩的绝对值与C区域相比大)、旋转速度高的动作区域。在B区域中执行小占空比侧固定二相调制方式。以下，有时将大占空比侧固定二相调制方式和小占空比侧固定二相调制方式统称为二相调制方式。C区域是与A区域以及B区域相比调制率相对较低的区域，即，是转矩的绝对值低、旋转速度也低的动作区域。在C区域中执行三相调制方式。D区域是与A区域以及B区域相比调制率相对较高的区域，即，是旋转速度高的动作区域。在D区域中执行矩形波控制方式。另外，在图7中示出根据旋转电机80的要求转矩和旋转速度来设定A～D的动作区域的例子，但基本上基于调制率来决定这些各区域。因此，可以仅根据调制率来设定这些A～D动作区域。以下，对各动作区域中的各调制方式进行说明。
在二相调制方式中，以比三相调制方式高的调制频率进行调制。另外，在各相的每个臂中，第二开关元件7的开关控制信号的频率是第一开关元件5的开关控制信号的频率以上的频率。并且，在本实施方式中，第一开关元件5的开关控制信号的频率和第二开关元件7的开关控制信号的频率双方为可变值。因此，例如在三相调制方式中，将第一开关元件5的开关控制信号的频率设为“f1～fx1”中的值，将第二开关元件7的开关控制信号的频率设为“f1～fx2”中的值。另一方面，在二相调制方式中，将第一开关元件5的开关控制信号的频率设为“f2～fy1”中的值，将第二开关元件7的开关控制信号的频率设为“f2～fy2”中的值。但是，“f1＜f2”，“fx1＜fx2”，“fy1＜fy2”。另外，在三相调制方式中，将第二开关元件7的开关控制信号的频率设为与第一开关元件5的开关控制信号的频率相同的值，或者比其高的值。另一方面，在二相调制方式中，将第二开关元件7的开关控制信号的频率设为比第一开关元件5的开关控制信号的频率高的值。换言之，至少在二相调制方式中将第二开关元件7的开关控制信号的频率设为比第一开关元件5的开关控制信号的频率高的值。即，具有第二开关元件7的开关控制信号的频率是比第一开关元件5的开关控制信号的频率高的频率的动作状态。
在A区域中所执行的大占空比侧固定二相调制方式与上述第一实施方式的图6所示的二相调制方式相同。即，大占空比侧固定二相调制方式是将三相的电压指令V＊内的一相在大占空比侧固定预先决定的期间并对剩余的二相进行脉冲宽度调制的控制方式。在图6所示的例子中，将三相的电压指令V＊内的一相在占空比100％(始终接通)固定电角为120°的期间。具体而言，在U相电流为正的期间中，将U相下段侧开关控制信号Su－始终设为非有效状态(低状态“L”)，其中的一定期间(电角为120°的期间)，将U相上段侧开关控制信号Su+维持为有效状态(高状态“H”)。另一方面，在U相电流为负的期间中，将U相上段侧开关控制信号Su+始终设为非有效状态(L)，以高频率对U相下段侧开关控制信号Su－进行开关控制。在图6中示出下段侧的第二载波CR2为上段侧的第一载波CR1的2倍的频率、第二开关元件7的开关控制信号的频率为第一开关元件5的开关控制信号的频率的2倍的频率的例子。但是，第二开关元件7的开关控制信号的频率为第一开关元件5的开关控制信号的频率的2倍以上即可，例如优选4～8倍左右。因而，在本例中，U相下段侧开关控制信号Su－以U相上段侧开关控制信号Su+的2倍以上的频率进行开关。而且，也对V相以及W相进行同样的控制。
图8表示在B区域中所执行的小占空比侧固定二相调制方式的调制的一个例子的波形图。如该图所示，小占空比侧固定二相调制方式是将三相的电压指令V＊内的一相在小占空比侧固定预先决定的期间并对剩余的二相进行脉冲宽度调制的控制方式。在图8所示的例子中，将三相的电压指令V＊内的一相在占空比0％(始终断开)固定电角为120°的期间。具体而言，在U相电流为负的期间中，将U相下段侧开关控制信号Su－始终设为非有效状态(低状态“L”)，并在其中的一定期间(电角为120°的期间)中也将U相上段侧开关控制信号Su+维持为非有效状态。另一方面，在U相电流为正的期间中，将U相上段侧开关控制信号Su+始终设为非有效状态(L)，以高频率对U相下段侧开关控制信号Su－U相下段侧开关控制信号Su－进行开关控制。在图8中示出下段侧的第二载波CR2为上段侧的第一载波CR1的2倍的频率、第二开关元件7的开关控制信号的频率为第一开关元件5的开关控制信号的频率的2倍的频率的例子。但是，第二开关元件7的开关控制信号的频率为第一开关元件5的开关控制信号的频率的2倍以上即可，例如优选4～8倍左右。因而，在本例中，U相下段侧开关控制信号Su－以U相上段侧开关控制信号Su+的2倍以上的频率进行开关。而且，也对V相以及W相进行同样的控制。
如以上那样，A区域的大占空比侧固定二相调制方式和B区域的小占空比侧固定二相调制方式均主要使相对而言开关时的损耗较少、开关时的响应性也较好的第二开关元件7进行开关。而且，在通过高频率的开关控制信号将该第二开关元件7开关为断开状态时，与相同的臂9的第一开关元件5并联连接的第二二极管8中流动电流。如上述那样，第二二极管8是反向恢复特性较好的元件。换句话说，在以高频率进行开关的相位(期间)中，各臂9的上段侧以及下段侧双方的交换特性较好的元件进行动作，该臂9的上段侧以及下段侧双方的交换特性较差的元件不进行动作。一般大多数情况下交换特性较好的元件是高成本，所以通过以仅在需要高速动作的情景下进行动作的方式配置交换特性较好的元件，能够抑制伴随着逆变器10的高频率化而产生的成本的上升。
图9示出表示在C区域中所执行的三相调制方式的调制的一个例子的波形图。如该图所示，三相调制方式是对三相全部进行脉冲宽度调制的控制方式。具体而言，在U相电流为正的期间中，将U相下段侧开关控制信号Su－始终设为非有效状态(低状态“L”)，以规定的频率对U相上段侧开关控制信号Su+进行开关控制。另一方面，在U相电流为负的期间中，将U相上段侧开关控制信号Su+始终设为非有效状态(L)，以规定的频率对U相下段侧开关控制信号Su－进行开关控制。这一点与上述第一实施方式的图5相同，但在图8所示的例子中，上段侧的第一载波CR1和下段侧的第二载波CR2为相同的频率，第一开关元件5的开关控制信号的频率和第二开关元件7的开关控制信号的频率为相同的值。另外，将该C区域中的开关控制信号的频率设为比A区域以及B区域低的频率。
C区域是与A区域以及B区域相比相对而言转矩的绝对值较低、旋转速度也较低的动作区域，所以在旋转电机80中流动的电流也较低。因此，即使以低的开关频率对第一开关元件5和第二开关元件7的双方进行开关，旋转电机80中的脉动电流等所造成的损耗与A区域以及B区域相比较小。因此，在本实施方式中，将第二开关元件7的开关频率设为与第一开关元件5同样的低的开关频率。另外，在该C区域中，也可以使第二开关元件7的开关频率比第一开关元件5的开关频率高。然而，在该C区域中，设为三相调制方式是因为由于在旋转电机80中流动的电流较低、第一开关元件5以及第二开关元件7的占空比也较低所以不能够设为如A区域以及B区域那样的二相调制方式。
在这些在A区域、B区域、以及C区域中所执行的二相调制方式以及三相调制方式中，与上述第一实施方式同样地在每个臂9中，在续流二极管4中流动正向电流的期间中，将与该续流二极管4并联连接的开关元件3始终控制为断开状态。而且，仅在图6、图8、图9中符号“D”所示的位置，即，仅在三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)的正和负反转的时刻(零交时刻(Zero Crossing Timing))设定滞后时间。
省略波形图，然而在D区域中所执行的矩形波控制方式是控制交流电力的电压相位来控制逆变器10的方式。交流电力的电压相位相当于三相电压指令V＊的相位。在本实施方式中，矩形波控制是在旋转电机80的电角每1周期中各进行一次逆变器10的第一开关元件5以及第二开关元件7的接通以及断开，并针对各相，在电角每一周期中输出1脉冲的旋转同步控制。一般，矩形波控制与弱磁控制一起实施。
3.其它实施方式
(1)在上述的各实施方式中，如图4所示，以上段侧开关元件31为第一开关元件5、上段侧续流二极管41为第二二极管8、下段侧开关元件32为第二开关元件7、下段侧续流二极管42为第一二极管6的方式为例进行了说明。然而，如图10所示，上段侧开关部21和下段侧开关部22的结构也可以相反。换句话说，也可以是上段侧开关元件31为第二开关元件7，上段侧续流二极管41为第一二极管6，下段侧开关元件32为第一开关元件5，下段侧续流二极管42为第二二极管8。换言之，对于每个臂9而言，上段侧开关部21和下段侧开关部22的任意一方开关部2由第一开关元件5和第二二极管8的并联连接构成，另一方开关部2由第二开关元件7和第一二极管6的并联连接构成即可。
另外，在如图10所示那样构成各臂9的情况下，图5以及图6所示的第一载波CR1、第二载波CR2的频率相反。而且，由此，各相的开关控制信号的频率也相反。在图5以及图6所示的例子中，与上段侧开关元件31的开关控制信号(Su+、Sv+、Sw+)相比下段侧开关元件32的开关控制信号(Su－、Sv－、Sw－)为高频率。然而，在如图10所示那样构成各臂9的情况下，上段侧开关元件31的开关控制信号(Su+、Sv+、Sw+)与下段侧开关元件32的开关控制信号(Su－、Sv－、Sw－)相比为高频率。另外，在上述第二实施方式的情况下，以主要使相对而言开关时的损耗较少、开关时的响应性也较好的第二开关元件7开关的方式在转矩为“正”的A区域和转矩为“负”的B区域中更换控制方式，在A区域中执行小占空比侧固定二相调制方式，在B区域中执行大占空比侧固定二相调制方式即可。对于其它的说明，根据参照了图3～图6的上述的记载也能够容易理解，所以详细的说明省略。
(2)如上述那样，开关控制信号的频率越高，所生成的交流电流的波形越接近正弦波，成为脉动、形变少的波形。何种程度的脉动、形变在允许范围内根据利用电力转换装置1的方式、条件而不同。
作为一个方式，优选根据经由电力转换装置1驱动的旋转电机80的速度、转矩、直流与交流之间的调制率等来设定开关控制信号的频率。即，优选根据旋转电机80的速度、旋转电机80的转矩(要求转矩)、从直流向交流的调制率的至少一个来设定开关控制信号的频率。
例如优选以随着旋转电机80的转矩(要求转矩)变大而变低的方式设定开关控制信号的频率。另外，优选以随着旋转电机80的速度变快而变高的方式设定开关控制信号的频率。另外，优选以随着调制率变高而变低的方式设定开关控制信号的频率。在基于旋转电机80的转矩、旋转电机的旋转速度、调制率中的两个以上来设定该频率的情况下，优选设置规定了这些参数与频率的关系的图等。
另外，在上述，例示了驱动成为混合动力汽车、电机汽车的驱动力源的旋转电机80的方式，但旋转电机80也可以是驱动空气调节器的压缩机、油泵的方式。
(3)在上述的各实施方式中，以开关控制信号的频率与载波的频率相同的情况为例进行了说明。然而，电力转换装置1的结构并不限于此，可以是开关控制信号的频率与载波的频率不同的结构。例如将载波频率的自然数分之一设为开关控制信号的频率的结构也优选。在这种情况下，能够共用第一开关元件5的第一载波CR1和第二开关元件7的第二载波CR2(相同的频率)，将第一开关元件5的开关控制信号的频率设为该共用的载波频率的1/N(N为自然数)，将第二开关元件7的开关控制信号的频率设为该共用的载波频率的1/M(M为自然数，其中M≤N)。由此，能够构成为使用共用的载波频率并且第二开关元件7的开关控制信号的频率成为第一开关元件5的开关控制信号的频率以上的频率。
(4)另外，在本说明书中所公开的实施方式在所有方面不过是例示。因此，能够在不脱离本公开的主旨的范围内适当地进行各种改变。
4.实施方式的概要
以下，简单地对上述中所说明的电力转换装置(1)的概要进行说明。
电力转换装置(1)作为一个方式，
将两个在接通状态下导通、在断开状态下非导通的开关部(2)串联连接而成的一相份的臂(9)在直流的正极(P)与负极(N)之间根据多个相的交流的相数而并联连接，将各臂(9)中的两个上述开关部(2)的连接点设为各相的交流输入输出，在直流电力与多个相的交流电力之间进行电力转换，其中
每个上述开关部(2)具备开关元件(3)和将从上述负极(N)朝向上述正极(P)的方向设为正向而与上述开关元件(3)并联连接的续流二极管(4)，
上述开关元件(3)是第一开关元件(5)或者第二开关元件(7)，该第二开关元件(7)的在断开状态与接通状态之间的开关响应性高于上述第一开关元件(5)，
上述续流二极管(4)是第一整流元件(6)或者第二整流元件(8)，该第二整流元件(8)与上述第一整流元件(6)相比反向恢复时间短，
对于每个上述臂(9)而言，与上述正极(P)的侧连接的上段侧开关部(21)、与上述负极(N)的侧连接的下段侧开关部(22)中的任意一方上述开关部(2)由上述第一开关元件(5)和上述第二整流元件(8)的并联连接构成，另一方上述开关部(2)由上述第二开关元件(7)和上述第一整流元件(6)的并联连接构成。
例如在任意一相的交流电流相对于振幅中心为正的情况下，在与该相电流对应的臂(9)的上段侧开关部(21)中，在开关元件(3(31))为接通状态的情况下，在从与该开关元件(3(31))并联连接的续流二极管(4(41))观察时流动反向的电流。因此，在该续流二极管(4(41))中没有流动电流。在上段侧开关部(21)的开关元件(3(31))为断开状态下，在上段侧开关部(21)中没有流动电流。因此，在交流电流为正的情况下，在臂(9)的下段侧开关部(22)中，在上段侧开关部(21)的开关元件(3(31))为断开状态时在从下段侧开关部(22)的续流二极管(4(42))观察时流动正向的电流。换句话说，在下段侧开关部(22)的开关元件(3(32))以及下段侧的续流二极管(4(42))中流动电流。在上段侧开关部(21)的开关元件(3(31))为接通状态下，在下段侧开关部(22)中没有流动电流。
即，在交流电流为正的相位中，在与各相电流对应的臂(9)的下段侧开关部(22)中流动电流的情况下，在从下段侧开关部(22)的续流二极管(4)观察时流动正向的电流。因此，在交流电流为正的相位中，在与各相电流对应的臂(9)的下段侧开关部(22)中流动电流的情况下，下段侧开关部(22)的续流二极管(4(42))必须导通(开启)。交流电流为负的情况下也是如此。在交流电流为负的相位中，在与各相电流对应的臂(9)的上段侧开关部(21)中流动电流的情况下，在从上段侧开关部(21)的续流二极管(4(41))观察时流动正向的电流。因此，在交流电流为负的相位中，在与各相电流对应的臂(9)的上段侧开关部(21)中流动电流的情况下，与各相电流对应的臂(9)的上段侧开关部(21)的续流二极管(4(41))必须导通。
换句话说，在上段侧开关部(21)的开关元件(3(31))和下段侧开关部(22)的续流二极管(4(42))的组合的损耗较小的情况下，能够减少交流电流为正的相位中的电力转换装置(1)的损耗。或者，在下段侧的开关元件(3(32))和上段侧的续流二极管(4(41))的组合的损耗较小的情况下，在交流电流为负的相位中，能够减少电力转换装置(1)的损耗。另外，由于如果续流二极管(4)的反向恢复时间较短则产生损耗的时间也变短，所以减少损耗。在交流电流的电角1周期期间中，多个相的任意一相为“正”。另外，在交流电流的电角1周期期间中，多个相的任意一相为“负”。因此，通过采用着眼于交流电流为“正”的情况的组合，或者着眼于“负”的情况的组合的任意一方，能够在电角的1周期的整体期间中减少逆变器电路(10)的损耗。
另外，根据线间电压来决定多个相的交流电压的调制频率。因此，通过采用着眼于交流电流为“正”的情况的组合，或者着眼于“负”的情况的组合的任意一方，能够抑制伴随开关次数的增加而产生的损耗的增大，并且提高该调制频率。若调制频率变高，则交流波形更稳定，脉动、形变减少。另外，也减少直流侧的脉动成分的振幅。因此，即使电力转换装置(1)中的损耗的减少在低损耗的开关元件(3)的采用、和开关频率的高频率化下抵消，也有可能能够减少电力转换装置(1)自身、与电力转换装置(1)连接的其它电路中所产生的损耗。
根据本结构，上段侧开关部(21)和下段侧开关部(22)中的任意一方上述开关部(2)由第一开关元件(5)和第二整流元件(8)的并联连接构成，另一方开关部(2)由第二开关元件(7)和第一整流元件(6)的并联连接构成。根据该结构，上段侧的开关元件(3(31))和下段侧的续流二极管(4(42))能够实现第二开关元件(7)和第二整流元件(8)的组合，或下段侧的开关元件(3(32))和上段侧的续流二极管(4(41))能够实现第二开关元件(7)和第二整流元件(8)的组合。由此，至少能够减少电力转换装置(1)的损耗。另外，即使在电力转换装置(1)的损耗的减少如上述那样被抵消的情况下，也有可能能够减少电力转换装置(1)自身、与电力转换装置(1)连接的其它电路中所产生的损耗。即，根据本结构，即使为了提高具备上段侧和下段侧由不同的种类的开关元件(3)构成的臂(2)的电力转换装置(1)的效率并且减少噪声而使上段侧和下段侧以不同的开关频率进行开关，也能够减少包括续流二极管(4)的电力转换装置(1)的损耗。
如上述那样，上述第二开关元件(7)是与上述第一开关元件(5)相比开关响应性高的元件。第二整流元件(8)是与第一整流元件(6)相比反向恢复时间短的元件，所以响应性较高。若第二开关元件(7)和第二整流元件(8)都是响应性高的元件，则能够提高电力转换装置(1)的开关频率，并能够减少交流波形的脉动、形变。由此，在电力转换装置(1)与交流设备连接的情况下，能够减少该交流设备中的损耗，并提高效率。另外，在直流侧中，也能够减少脉动的振幅。例如在直流的正极(P)与负极(N)之间设置平滑电容器的情况下，能够期待其静电电容的减少。
作为一个方式，优选电力转换装置(1)具备驱动控制部(20)，该驱动控制部(20)输出用于对每个上述开关部(2)进行开关控制的开关控制信号，在每个上述臂(9)中具有上述第二开关元件(7)的上述开关控制信号的频率是比上述第一开关元件(5)的上述开关控制信号的频率高的频率的动作状态。
如上述那样，配置有第二开关元件(7)和第二整流元件(8)，以使上段侧的开关元件(3)和下段侧的续流二极管(4)的组合的损耗变小，或者，下段侧的开关元件(3)和上段侧的续流二极管(4)的组合的损耗变小。因此，在相对而言损耗较小的第二开关元件(7)的开关控制信号的频率是比第一开关元件(5)的开关控制信号的频率高的频率的动作状态下，能够抑制损耗的增加并且使调制频率高频率化。
另外，作为一个方式，优选电力转换装置(1)具备驱动控制部(20)，该驱动控制部(20)输出用于对每个上述开关部(2)进行开关控制的开关控制信号，在每个上述臂(9)中，在上述续流二极管(4)流动正向电流的期间中，与该上述续流二极管(4)并联连接的上述开关元件(3)的上述开关控制信号为非有效状态。
如上述那样，在交流电流为正的相位中，在与各相电流对应的臂(9)的下段侧中流动电流的情况下，在从下段侧的续流二极管(4(42))观察时流动正向的电流。即，在交流电流为正的情况下，即使与各相电流对应的臂(9)的下段侧的开关元件(3(32))没有相对于上段侧的开关元件(3(31))互补地进行开关，也能够通过下段侧的续流二极管(4(42))在适当的时刻通电。另外，在交流电流为负的相位中，在与各相电流对应的臂(9)的上段侧中流动电流的情况下，在从上段侧的续流二极管(4(41))观察时流动正向的电流。即，在交流电流为负的情况下，即使与各相电流对应的臂(9)的上段侧的开关元件(3(31))没有相对于下段侧的开关元件(3(32))互补地进行开关，也能够通过上段侧的续流二极管(4(41))在适当的时刻通电。因此，这些不需要进行开关的开关元件(3)的开关控制信号能够在不需要开关的期间(在与该开关元件(3)并联连接的续流二极管(4)中流动正向电流的期间)为非有效状态。由此，能够减少在该开关元件(3)产生的开关损耗。另外，在一个臂(9)中，上段侧开关部(21)和下段侧开关部(22)互补地进行开关的机会减少，考虑将两开关部(21，22)都控制为断开状态的滞后时间的机会减少。在电角1周期中考虑滞后时间的时间减少，相应地能够增加开关的机会，能够使开关频率高频率化。
此处，优选上述第一开关元件(5)的上述开关控制信号的频率为固定值，上述第二开关元件(7)的上述开关控制信号的频率为可变值。如上述那样，通过使相对地损耗较小的第二开关元件(7)的开关控制信号的频率高于第一开关元件(5)的开关控制信号的频率，能够抑制损耗的增加，并且使调制频率高频率化。若使第一开关元件(5)以及第二开关元件(7)双方的开关控制信号的频率可变，则驱动控制部(20)的控制有可能复杂化。调制频率的高频率化通过使第二开关元件(7)的开关频率高频率化而能够实现。通过仅使第二开关元件(7)的开关控制信号的频率为可变值，能够抑制驱动控制部(20)的控制复杂化，并且实现调制频率的高频率化。
或者，也优选上述第一开关元件(5)的上述开关控制信号的频率和上述第二开关元件(7)的上述开关控制信号的频率双方为可变值。这样，虽然驱动控制部(20)的控制稍微复杂化，但能够与各时刻中的电力转换装置的动作状态相匹配地适当设定上述第一开关元件(5)的上述开关控制信号的频率和上述第二开关元件(7)的上述开关控制信号的频率双方。由此，能够进一步减少电力转换装置(1)的系统损耗。
另外，作为一个方式，优选在交流的旋转电机(80)与直流电源(11)之间具备电力转换装置(1)，根据上述旋转电机(80)的速度、上述旋转电机(80)的转矩、从直流向交流的调制率的至少一个来设定上述开关控制信号的频率。开关控制信号的频率越高，所生成的交流电流的波形越接近正弦波，成为脉动、形变较少的波形。何种程度的脉动、形变在允许范围内根据利用电力转换装置(1)的方式、条件而不同。因此，优选根据经由电力转换装置(1)驱动的旋转电机(80)的速度、转矩、直流与交流之间的调制率等来设定开关控制信号的频率。
另外，作为一个方式，优选上述第一开关元件(5)是Si－IGBT或者Si－MOSFET，上述第二开关元件(7)是SiC－MOSFET、GaN－MOSFET、或者SiC－IGBT。
碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)等半导体材料与硅(Si)相比带隙较宽，被称为宽带隙半导体，作为半导体材料的原材料的性能高于硅。例如与Si原材料的IGBT(Si－IGBT)相比，SiC原材料的IGBT(SiC－IGBT)、MOSEFT(SiC－MOSFET)能够进行高速开关，损耗也小，实现更高开关频率下的利用。因此，这些元件最适合作为第二开关元件(7)。但是，以SiC或GaN为基材的元件自实用化以来历史较短，当前价格比Si高。第一开关元件(5)不必像第二开关元件(7)那样要求高速的开关速度、低损耗。因此，以相对廉价的Si为基材的元件适合作为第一开关元件(5)。
另外，作为一个方式，优选上述第一整流元件(6)是快速恢复二极管，上述第二整流元件(8)是SiC－肖特基势垒二极管。快速恢复二极管是从施加正向电压的接通状态切换为断开状态后继续流动正向电流的时间(反向恢复时间)比较短的二极管。因此，快速恢复二极管适合作为逆变器电路(10)的续流二极管(4)。肖特基势垒二极管在动作原理上不存在反向恢复时间，所以与快速恢复二极管相比能够进行更高速动作。因此，肖特基势垒二极管适合作为与第一整流元件(6)相比反向恢复时间短的第二整流元件(8)。另外，以Si为基材的肖特基势垒二极管在耐压方面存在课题，但以SiC为基材的肖特基势垒二极管中实现高耐压化。因此，优选将SiC－肖特基势垒二极管应用于第二整流元件(8)。第一整流元件(6)的快速恢复二极管可以是以Si为基材的元件，也可以是以SiC为基材的元件。
符号说明
1：电力转换装置
2：开关部
3：开关元件
4：续流二极管
5：第一开关元件
6：第一二极管(第一整流元件)
7：第二开关元件
8：第二二极管(第二整流元件)
9：臂
10：逆变器(逆变器电路)
11：直流电源
20：驱动控制部
21：上段侧开关部
22：下段侧开关部
80：旋转电机
N：负极
P：正极

Claims (8)

1.一种电力转换装置，将两个在接通状态下导通、在断开状态下非导通的开关部串联连接而成的一相份的臂在直流的正极与负极之间根据多个相的交流的相数而并联连接，将各臂中的两个上述开关部的连接点设为各相的交流输入输出，在直流电力与多个相的交流电力之间进行电力转换，其中，
每个上述开关部具备开关元件和将从上述负极朝向上述正极的方向设为正向而与上述开关元件并联连接的续流二极管，
上述开关元件是第一开关元件或者第二开关元件，上述第二开关元件的在断开状态与接通状态之间的开关响应性高于上述第一开关元件，
上述续流二极管是第一整流元件或者第二整流元件，上述第二整流元件与上述第一整流元件相比反向恢复时间短，
对于每个上述臂而言，与上述正极的一侧连接的上段侧开关部、与上述负极的一侧连接的下段侧开关部中的任意一方上述开关部由上述第一开关元件和上述第二整流元件的并联连接构成，另一方上述开关部由上述第二开关元件和上述第一整流元件的并联连接构成。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
具备驱动控制部，上述驱动控制部输出用于对每个上述开关部进行开关控制的开关控制信号，
在每个上述臂中具有上述第二开关元件的上述开关控制信号的频率是比上述第一开关元件的上述开关控制信号的频率高的频率的动作状态。
3.根据权利要求1或者2所述的电力转换装置，其中，
具备驱动控制部，上述驱动控制部输出用于对每个上述开关部进行开关控制的开关控制信号，
在每个上述臂中，在上述续流二极管流动正向电流的期间中，与该上述续流二极管并联连接的上述开关元件的上述开关控制信号为非有效状态。
4.根据权利要求2或者3所述的电力转换装置，其中，
上述第一开关元件的上述开关控制信号的频率为固定值，上述第二开关元件的上述开关控制信号的频率为可变值。
5.根据权利要求2或者3所述的电力转换装置，其中，
上述第一开关元件的上述开关控制信号的频率和上述第二开关元件的上述开关控制信号的频率双方为可变值。
6.根据权利要求2～5中的任意一项所述的电力转换装置，其中，
在交流的旋转电机与直流电源之间具备上述电力转换装置，
根据上述旋转电机的速度、上述旋转电机的转矩、从直流向交流的调制率的至少一个来设定上述开关控制信号的频率。
7.根据权利要求1～6中的任意一项所述的电力转换装置，其中，
上述第一开关元件是Si－IGBT或者Si－MOSFET，上述第二开关元件是SiC－MOSFET、GaN－MOSFET，或者SiC－IGBT。
8.根据权利要求1～7中的任意一项所述的电力转换装置，其中，
上述第一整流元件是快速恢复二极管，上述第二整流元件是SiC－肖特基势垒二极管。
CN201680063359.0A 2015-11-16 2016-11-15 电力转换装置 Active CN108432119B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015-224239 2015-11-16
JP2015224239 2015-11-16
JP2016-068556 2016-03-30
JP2016068556 2016-03-30
PCT/JP2016/083816 WO2017086310A1 (ja) 2015-11-16 2016-11-15 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108432119A true CN108432119A (zh) 2018-08-21
CN108432119B CN108432119B (zh) 2020-06-05

Family

ID=58718838

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680063359.0A Active CN108432119B (zh) 2015-11-16 2016-11-15 电力转换装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10312827B2 (zh)
JP (1) JP6477915B2 (zh)
CN (1) CN108432119B (zh)
DE (1) DE112016004035T5 (zh)
WO (1) WO2017086310A1 (zh)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105991052A (zh) * 2015-03-16 2016-10-05 德尔福技术有限公司 具有减小的反向恢复时间的整流器电路
CN108809131A (zh) * 2018-09-29 2018-11-13 上海颛芯企业管理咨询合伙企业（有限合伙） 逆变器系统
CN111725951A (zh) * 2019-03-20 2020-09-29 丰田自动车株式会社 马达系统
CN113131727A (zh) * 2021-04-19 2021-07-16 珠海拓芯科技有限公司 驱动电路、升压电路及空调器
CN115425866A (zh) * 2022-09-06 2022-12-02 锦浪科技股份有限公司 Mos与igbt混合串联逆变电路及其控制方法
US11611288B2 (en) 2020-04-03 2023-03-21 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Composite switching device with switching device and diode in parallel

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102018200995A1 (de) * 2018-01-23 2019-07-25 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Betrieb eines Lenksystems mit einer Kompensationsvorrichtung zur Reduktion einer Drehmomentwelligkeit einer Drehstrommaschine
US11509253B2 (en) * 2021-02-25 2022-11-22 GM Global Technology Operations LLC Electric drive assembly with dynamic control of pulse width modulation switching
WO2022208909A1 (ja) * 2021-03-31 2022-10-06 日本電産株式会社 電力変換器およびモータモジュール
EP4369594A4 (en) * 2021-07-06 2024-09-04 Nissan Motor MOTOR CONTROL METHOD AND MOTOR CONTROL DEVICE
JP2024094083A (ja) * 2022-12-27 2024-07-09 オムロン株式会社 インバータ、インバータの制御方法及びプログラム

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103378757A (zh) * 2012-04-17 2013-10-30 三菱电机株式会社 功率转换装置
CN105075102A (zh) * 2013-04-12 2015-11-18 三菱电机株式会社 电力转换装置、具备其的电动机驱动装置、具备其的鼓风机、压缩机、以及具备这些的空调机、冰箱和制冷机

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5047582B2 (ja) 2006-10-18 2012-10-10 東芝キヤリア株式会社 インバータ装置
JP2015144554A (ja) * 2013-12-24 2015-08-06 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103378757A (zh) * 2012-04-17 2013-10-30 三菱电机株式会社 功率转换装置
CN105075102A (zh) * 2013-04-12 2015-11-18 三菱电机株式会社 电力转换装置、具备其的电动机驱动装置、具备其的鼓风机、压缩机、以及具备这些的空调机、冰箱和制冷机

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105991052A (zh) * 2015-03-16 2016-10-05 德尔福技术有限公司 具有减小的反向恢复时间的整流器电路
CN105991052B (zh) * 2015-03-16 2020-03-06 德尔福技术有限公司 具有减小的反向恢复时间的整流器电路
CN108809131A (zh) * 2018-09-29 2018-11-13 上海颛芯企业管理咨询合伙企业（有限合伙） 逆变器系统
CN111725951A (zh) * 2019-03-20 2020-09-29 丰田自动车株式会社 马达系统
CN111725951B (zh) * 2019-03-20 2022-10-18 株式会社电装 马达系统
US11611288B2 (en) 2020-04-03 2023-03-21 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Composite switching device with switching device and diode in parallel
CN113131727A (zh) * 2021-04-19 2021-07-16 珠海拓芯科技有限公司 驱动电路、升压电路及空调器
CN115425866A (zh) * 2022-09-06 2022-12-02 锦浪科技股份有限公司 Mos与igbt混合串联逆变电路及其控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP6477915B2 (ja) 2019-03-06
CN108432119B (zh) 2020-06-05
US20180278178A1 (en) 2018-09-27
US10312827B2 (en) 2019-06-04
JPWO2017086310A1 (ja) 2018-06-07
DE112016004035T5 (de) 2018-05-24
WO2017086310A1 (ja) 2017-05-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108432119A (zh) 电力转换装置
CN108370223B (zh) 电力转换装置
US11258391B2 (en) Rotating electrical machine control device
CN102396144B (zh) 逆变器装置、电动机驱动装置、制冷空调装置以及发电系统
CN103354973B (zh) 功率转换装置
US11456686B2 (en) Rotating electrical machine control device
CN102570967B (zh) 低电感、高效率的感应电机及其制造方法
JP2016181949A (ja) 電力変換装置
CN107148738A (zh) 电力变换装置
CN107710596B (zh) 旋转电机控制装置
JP6218906B1 (ja) 電力変換装置
JP7169595B2 (ja) 回転電機制御装置
CN105765837A (zh) 逆变器控制装置
CN102447434A (zh) 电机控制系统
CN107231101B (zh) 逆变器控制装置及逆变器控制方法
JP4736641B2 (ja) 電圧変換装置及びその制御方法並びにハイブリッドシステム及びその制御方法
CN104040866B (zh) 逆变器装置
JP2019213396A (ja) 車両用回転電機

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant