CN108370223B - 电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明使用组合电特性不同的多种开关元件而构成的电力转换装来使系统整体更加高效化。开关部(2)是第一开关元件(5)和第二开关元件(7)的并联电路，该第二开关元件(7)与第一开关元件(5)相比开关时的迁移时间较短。驱动控制部(20)独立输出第一开关控制信号(S1)和第二开关控制信号(S2)，该第一开关控制信号(S1)是向与第一开关元件(5)连接的第一控制信号线(L1)输出的信号，该第二开关控制信号(S2)是向与第二开关元件(7)连接的第二控制信号线(L2)输出的信号，两开关元件(3)被独立控制。第一开关元件(5)和第二开关元件(7)被开关控制为开启的时刻不同。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及在直流电力与多个相的交流电力之间进行电力转换的电力转换装置。
背景技术
作为用于逆变器电路等电力系统的电路的开关元件，已知MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属-氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)。MOSFET和IGBT根据物性、构造的不同而电特性不同。一般，逆变器电路等电力系统的电路由同一种开关元件构成。然而，也进行利用开关元件的电特性的不同来构成使多种开关元件混合的电路，要在电方面实现广泛的应用范围这样的尝试。在下述表示出处的专利文献1中公开了在同一封装内并联连接MOSFET和IGBT的功率模块(开关元件)。
在专利文献1的图1以及图4中例示出在MOSFET的控制端子和IGBT的控制端子分别独立地设置有控制线的示意图，参照图2对具体的控制方法进行说明。具体而言，通过将具有2阶段的正的电压电平的同一控制信号赋予两元件的控制端子而控制为仅使MOSFET动作的情况、和使MOSFET以及IGBT动作的情况。专利文献1所公开的技术的优点在于能够根据条件而分开使用电特性不同的开关元件。然而，在专利文献1中详细地明示的例子中，虽然是对电特性不同的开关元件分开进行开关，但使用相同的控制信号来控制。因此，较难进一步精细地控制两开关元件的开关时刻，如果考虑包括逆变器电路上所附带的各种电路部件、逆变器电路的交流电力的供给对象等的系统整体，则还有更加高效化的余地。
专利文献1:日本特开2012－253202号公报
发明内容
鉴于上述背景，期望使用组合电特性不同的多种开关元件而构成的电力转换装置来使系统整体更加高效化。
作为一个方式，鉴于上述的在直流电力与多个相的交流电力之间进行电力转换的电力转换装置具备：
逆变器电路，将两个在接通状态下导通、在断开状态下非导通的开关部串联连接而成的一相份的臂在直流的正极与直流的负极之间根据多个相的交流的相数而并联连接，并将各臂中的两个上述开关部的连接点设为各相的交流输入输出；以及
驱动控制部，输出用于对每个上述开关部进行开关控制的开关控制信号，
其中，每个上述开关部是第一开关元件和第二开关元件的并联电路，上述第二开关元件的在断开状态和接通状态之间的迁移时间短于上述第一开关元件，
独立设置每个上述开关部中的、将上述第一开关元件的控制端子和上述驱动控制部连接的第一控制信号线和将上述第二开关元件的控制端子和上述驱动控制部连接的第二控制信号线，
上述驱动控制部独立输出第一开关控制信号和第二开关控制信号，上述第一开关控制信号是向上述第一控制信号线输出的信号，上述第二开关控制信号是与上述第一开关控制信号不同、且向上述第二控制信号线输出的信号，
上述第一开关控制信号和上述第二开关控制信号是在上述第一开关元件以及上述第二开关元件从断开状态成为接通状态的开启时，以上述第一开关元件开启的时刻和上述第二开关元件开启的时刻不同的方式对上述第一开关元件以及上述第二开关元件进行开关的信号。
根据该结构，能够分别独立地对电特性相互不同的第一开关元件和第二开关元件进行开关控制。换句话说，驱动控制部能够根据元件的电特性而精细地控制两开关元件的开关时刻。例如在开启时使各开关元件中所产生的电涌的出现时刻分散，能够抑制两开关元件的电涌叠加而成为更大的电涌。另外，在延迟成为接通状态的任意一方开关元件开启时，能够将输入输出端子间(例如漏极-源极间、集电极－发射极间)的电压抑制得较低。因此，能够减少该开关元件开启时所产生的过渡电流、电涌的大小。由此，能够提高包括逆变器电路上所附带的各种电路部件、逆变器电路的交流电力的供给对象等的系统整体的效率。即，能够使用组合电特性不同的多种开关元件而构成的电力转换装置来使系统整体更加高效化。
电力转换装置的进一步的特征和优点根据参照附图所说明的有关实施方式的以下的记载会变得明确。
附图说明
图1是示意性地表示电力转换装置的系统构成的框图。
图2是示意性地表示一相份的臂的结构的电路框图。
图3是示意性地表示与转矩以及旋转速度对应的旋转电机的动作区域的图。
图4是在低电流区域内具有最大振幅的三相交流波形的波形图。
图5是在至第一高电流区域为止的范围内具有最大振幅的三相交流波形的波形图。
图6是表示基于图案B的两个开关元件的开关时刻的一个例子的时间图。
图7是在至第二高电流区域为止的范围内具有最大振幅的三相交流波形的波形图。
图8是表示基于图案C的两个开关元件的开关时刻的一个例子的时间图。
具体实施方式
以下，基于附图对电力转换装置的实施方式进行说明。图1的框图示意性地示出电力转换装置1的系统构成。在直流电源11与交流的旋转电机80之间具备电力转换装置1，该电力转换装置1在直流与交流之间转换电力。旋转电机80在本实施方式中例如是成为混合动力汽车、电动汽车等车辆的驱动力源的旋转电机。旋转电机80是通过多个相的交流(此处为三相交流)进行动作的旋转电机，能够既作为电动机也作为发电机发挥作用。旋转电机80经由逆变器10(逆变器电路)将来自直流电源11的电力转换为动力(动力运行)。或者，旋转电机80将例如从未图示的内燃机、车轮传递的旋转驱动力转换为电力，并经由逆变器10对直流电源11进行充电(再生)。
在本实施方式中，直流电源11例如是额定电压为50～400[V]左右的高压直流电源。直流电源11例如是镍氢、锂离子等二次电池、电双层电容器等电容器，或将它们组合而成的电源等，是大电压大容量的可蓄电的直流电源。另外，在电力转换装置1具备对直流电源11的输出电压进行升压的直流转换器(DC－DC转换器)的情况下，能够在直流电源中包括该转换器。另外，该转换器在经由逆变器10向直流电源11再生电力的情况下作为降压转换器发挥作用。
以下，将逆变器10的直流侧的电压(逆变器10的直流侧的正极P与负极N之间的电压、直流电源11的端子间电压、转换器的输出电压)称为直流链路电压(Vdc)。在逆变器10的直流侧具备对直流链路电压进行平滑化的平滑电容器12(直流链路电容器)。平滑电容器12使根据旋转电机80的消耗电力的变动而变动的直流电压(直流链路电压)稳定化。
如上述那样，逆变器10将具有直流链路电压的直流电力转换为多个相(将n设为自然数，为n相，此处为三相)的交流电力并供给给旋转电机80，并且将旋转电机80发电出的多个相的交流电力转换为直流电力并供给给直流电源。逆变器10构成为具有多个开关部2。如参照图2等所后述那样，开关部2包括开关元件3和续流二极管4。开关元件3使用以硅(Si)为基材的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor)、以碳化硅(SiC)为基材的SiC－MOSFET(Silicon Carbide-Metal Oxide Semiconductor FET)、SiC－SIT(SiC-Static InductionTransistor)、SiC－IGBT、以氮化镓(GaN)为基材的GaN－MOSFET(Gallium Nitride-MOSFET)等功率半导体元件。
以往，作为逆变器10的开关元件3，广泛利用以硅(Si)为基材的Si－IGBT。近年来，作为电力用的MOSFET、IGBT的基材，碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)等半导体材料也被实用化。SiC、GaN等半导体材料与Si相比带隙较宽(宽带隙半导体)、绝缘破坏强度也比Si高等作为半导体材料的原材料的基本性能比Si高。由于绝缘破坏强度较高，所以在以SiC或GaN为基材的电力用高耐压元件(功率开关元件)中，能够使漂移层的膜厚比以Si为基材的元件薄。电力用高耐压元件的电阻成分大多起因于该漂移层的厚度，所以在以SiC或GaN为基材的电力用高耐压元件中，能够实现与Si基材的元件相比每个单位面积的通态电阻非常低的元件。
在以Si为基材的电力用高耐压元件中，为了改善伴随着高耐压化而产生的通态电阻的增大，具备作为少数载流子器件的双极晶体管的结构IGBT(Si－IGBT)成为主流。IGBT是在一个半导体元件上在输入段具有FET结构、在输出段具有双极晶体管结构的开关元件。但是，IGBT例如与MOSFET相比开关损耗大，结果也受到产生的热的影响，高频率下的开关有限制。在以SiC或GaN为基材的电力用高耐压元件中，由于如上述那样能够较薄地构成漂移层，所以是高速的器件结构，即使是作为多数载流子器件的MOSFET结构，也能够抑制伴随高耐压化而产生的通态电阻的增大。换句话说，以SiC或GaN为基材的电力用高耐压元件能够实现高耐压、低通态电阻、高频率动作。
例如与Si－IGBT相比，SiC－MOSFET能够进行更高速开关，实现更高开关频率下的利用。另外，也能够期待逆变器10的损耗的减少。但是，SiC或GaN与Si相比高价，有可能使逆变器10、包括逆变器10的电力转换装置1的成本上升。
这样在Si－IGBT等Si原材料的开关元件、和SiC－MOSFET等SiC原材料的开关元件中，各具有优点、缺点。因此，优选较好地利用两者的优点来提供最适合的逆变器10以及具备逆变器10的电力转换装置1。
如图1所示，逆变器10由具备多组的臂9的桥电路构成。逆变器10构成为针对与旋转电机80的各相的定子线圈81(三相的情况下，为U相、V相、W相)对应的每个臂9具备上段侧以及下段侧的一对开关部2。具体而言，如图1所示，交流一相份的臂9由上段侧开关部21和下段侧开关部22的串联电路构成。如图2所示，各开关部2具有开关元件3和续流二极管4。续流二极管4将从下段侧朝向上段侧的方向设为正向而与各开关元件3并联连接。换言之，将与开关元件3为接通状态的情况下的通流方向相反方向设为正向，续流二极管4与各开关元件3并联连接(反并联连接)。
如图2所示，每个开关元件3基于从驱动控制部20(MG-CNT)输出的开关控制信号(例如驱动IGBT或者MOSFET的栅极端子的栅极驱动信号)S1、S2来进行动作。驱动控制部20是以具备逆变器10的电力转换装置1为控制对象并经由电力转换装置1对交流的旋转电机80进行驱动控制的控制装置。在本实施方式中，驱动控制部20具备逆变器控制装置30(INV-CNT)和驱动器电路40(DRV)。逆变器控制装置30通过微型计算机、DSP(Digital SignalProcessor：数字信号处理)等逻辑运算处理器等硬件和程序、参数等软件的配合来实现。当然逆变器控制装置30也可以由以逻辑电路等电子电路为核心的硬件构成。逆变器控制装置30的动作电压为3.3～12[V]左右，逆变器控制装置30从未图示的低压直流电源(例如额定电压12～24[V]左右)接受电力的供给来进行动作。
向对高电压进行开关的电力用的IGBT或MOSFET的控制端子(栅极端子)输入的栅极驱动信号需要比构成逆变器控制装置30的电子电路(微型计算机等)的动作电压大的电压振幅。因此，由逆变器控制装置30生成的开关控制信号(开关控制源信号)在通过驱动器电路40而扩大电压振幅、放大电流等被赋予驱动力后输入至逆变器10。在本实施方式中，将逆变器控制装置30和驱动器电路40统称为驱动控制部20。另外，在本实施方式中，只要没有特别说明，便不区分逆变器控制装置30生成并输出的控制信号(开关控制源信号)、和经由驱动器电路40向开关元件3传递的控制信号，统称为开关控制信号。
如图1所示，旋转电机80具备检测旋转电机80的转子的各时刻的磁极位置(转子的旋转角度)、旋转速度的旋转传感器14。旋转传感器14例如是分解器(Resolver)等。另外，在旋转电机80的各相的定子线圈81中流动的电流由电流传感器13测量。在本实施方式中，例示三相全部由非接触型的电流传感器13测量的结构。逆变器控制装置30基于旋转电机80的要求转矩、旋转速度、调制率来进行电流反馈控制。要求转矩例如从车辆用控制装置、车辆的行驶控制装置等未图示的其它控制装置提供至逆变器控制装置30。另外，调制率是表示从直流电压(直流链路电压)向交流电压的转换率的指标，是表示相对于直流电压的多个相的交流电压的线间电压的有效值的比例的值。
逆变器控制装置30根据这些要求转矩、旋转速度、调制率等来生成用于对逆变器10进行开关控制的脉冲(调制脉冲)并作为开关控制信号而输出。另外，可以每次生成调制脉冲，或也可以是根据旋转电机80或逆变器10的动作条件而预先使存储器等存储脉冲图案，通过DMA转送等不会对处理器带来负荷地输出的方式。
然而，也可以进行区分而将从直流向交流转换的情况称为调制、将从交流向直流转换的情况称为解调，也能够将两者一并称为调制解调，但在本实施方式中对于任何的转换，都称为调制来进行说明。在本实施方式中，逆变器控制装置30进行使用了矢量控制法的电流反馈控制，经由逆变器10来控制旋转电机80。对于矢量控制法，限于以下那样的简单的说明，省略详细的说明。
首先，逆变器控制装置30基于直流链路电压、要求转矩、调制率等来对矢量控制的正交矢量坐标系中的电流指令进行运算。该正交矢量坐标系是将旋转电机80的转子的磁极的方向设为一个轴(d轴)、将与该轴(d轴)正交的方向设为另一个轴(q轴)的坐标系。基于磁极位置也将在定子线圈81中流动的三相的电流(实际电流)坐标转换为该正交矢量坐标系。在正交矢量坐标系中，基于电流指令与实际电流的偏差来进行比例积分控制(PI控制)、比例积分微分控制(PID控制)的运算，导出电压指令。基于磁极位置将该电压指令逆坐标转换为三相的电压指令，并按照所选择的调制方式来生成调制脉冲(开关控制信号)。
例如如图3所示，旋转电机80的动作区域扩展到与要求转矩和旋转速度对应的较宽的区域。用于控制旋转电机80的调制方式有各种方式，但根据基于要求转矩、旋转速度所决定的动作点而适合的调制方式不同。在本实施方式中，如图3所示，根据转矩设定三个不同的动作区域，在每个动作区域中采用不同的调制方式(动作模式：mode 1、mode 2、mode3)。对于各动作模式的详细，使用图4～图8等来后述。
然而作为调制方式，已知脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation)。在脉冲宽度调制中，基于作为输出指令的交流波形(例如交流电压波形)的振幅与三角波(包括锯齿波)状的载波的波形的振幅的大小关系来生成脉冲。也存在不依靠与载波的比较而通过数字运算直接生成PWM波形的情况，在该情况下，作为指令值的交流波形的振幅与虚拟的载波波形的振幅也具有相关关系。以下，在称为“开关控制信号的频率”的情况下，只要没有特别说明，表示载波的频率。脉冲宽度调制包括正弦波脉冲宽度调制(SPWM:sinusoidal PWM)、空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM:space vector PWM)、不连续脉冲宽度调制(DPWM：discontinuous PWM)等。
在说明各动作方式之前，先对本实施方式的逆变器10的结构进行说明。如图1所示，在逆变器10中，将两个在接通状态下导通、在断开状态非导通的开关部2串联连接而成的一相份的臂9在直流的正极P与直流的负极N之间根据多个相的交流的相数而并联连接。各臂9中的两个开关部2的连接点为各相的交流输入输出。在本实施方式中，分别与三相对应的臂9中的两个开关部2的连接点分别与星形连接的旋转电机80的三相的定子线圈81连接。
如图2所示，在本实施方式中，每个开关部2由两个开关元件3的并联电路构成。具体而言，各开关部2的每一个由第一开关元件5和第二开关元件7的并联电路构成。此处，例示出第一开关元件5是Si－IGBT，第二开关元件7是SiC－MOSFET的方式。如上述那样，SiC－MOSFET是断开状态与接通状态之间的迁移时间比Si－IGBT短的开关元件3。第一开关元件5和第二开关元件7并不限于该组合，第二开关元件7是与第一开关元件5相比断开状态与接通状态之间的迁移时间短的开关元件3即可。
另外，在本实施方式中，作为续流二极管4，例示在Si－IGBT的第一开关元件5并联连接pn接合的二极管(优选是快速恢复二极管)、在SiC―MOSFET的第二开关元件7并联连接肖特基势垒二极管的方式。快速恢复二极管是在从施加正向电压的接通状态切换为断开状态后继续流动正向电流的时间(反向恢复时间)比较短的二极管。pn接合的一般的二极管的反向恢复时间大约为数10[μs]～100[μs]，而快速恢复二极管大约为100[nsec]以下。肖特基势垒二极管是不利用pn接合而利用了肖特基接合(金属与半导体的接触)的整流作用的二极管。对于肖特基势垒二极管而言，在动作原理上没有反向恢复时间这个概念，与快速恢复二极管相比，能够进行更高速动作。一般，以Si为基材的肖特基势垒二极管在耐压方面存在问题，所以在用作续流二极管的情况下，优选是以SiC为基材的元件。
另外，作为续流二极管4，也可以是第一开关元件5具备肖特基势垒二极管，第二开关元件7具备快速恢复二极管。另外，对于两开关元件(5、7)，可以都具备快速恢复二极管，也可以都具备肖特基势垒二极管。另外，在本实施方式中，上段侧开关部21和下段侧开关部22为同样的结构。因此，以下，只要没有特别说明，便不区分上段侧和下段侧，而仅称为开关部2来进行说明。
如图2所示，独立设置每个开关部2中的、将第一开关元件5的控制端子(栅极端子)和驱动控制部20连接的第一控制信号线L1、和将第二开关元件7的控制端子(栅极端子)和驱动控制部20连接的第二控制信号线L2。因此，驱动控制部20通过经由第一控制信号线L1的第一开关控制信号S1的传递、以及经由第二控制信号线L2的第二开关控制信号S2的传递而能够分别独立地分开控制第一开关元件5和第二开关元件7。驱动控制部能够独立输出第一开关控制信号S1和第二开关控制信号S2，该第一开关控制信号S1是向第一控制信号线L1输出的信号，该第二开关控制信号S2是与第一开关控制信号S1不同、且向第二控制信号线L2输出的信号。
当然，针对上段侧开关部21的控制信号线和针对下段侧开关部22的控制信号线都独立设置。具体而言，独立设置将上段侧开关部21的各个的第一开关元件5的控制端子和驱动控制部20连接的各个上段侧第一控制信号线L11、将上段侧开关部21的各个的第二开关元件7的控制端子和驱动控制部20连接的各个上段侧第二控制信号线L21、将下段侧开关部22的各个的第一开关元件5的控制端子和驱动控制部20连接的各个下段侧第一控制信号线L12、以及将下段侧开关部22的各个的第二开关元件7的控制端子和驱动控制部20连接的各个下段侧第二控制信号线L22。
如参照图3上述那样，在本实施方式中，根据转矩来设定三个动作区域，在每个动作区域中如以下那样采用不同的调制方式(动作模式)。
第一动作模式(mode 1)：要求转矩＜|T1|
第二动作模式(mode 2)：|T1|≤要求转矩＜|T2|
第三动作模式(mode 3)：|T2|≤要求转矩＜|T3|
在本实施方式中，进一步在各动作模式中，基于三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)的瞬时值并通过三个的不同的开关图案对开关元件3进行开关控制。各开关图案与三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)的瞬时值的关系如下。另外，只要没有特别说明，“瞬时值”表示“绝对值”。
图案A：{Iu、Iv、Iw}＜|I1|
图案B：|I1|≤{Iu、Iv、Iw}＜|I2|
图案C：|I2|≤{Iu、Iv、Iw}＜|I3|
如图4所示，应用图案A的条件是三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)的瞬时值小于低电流基准值(|I1|)的低电流区域的情况。在图案A中，由于在开关部2中流动的电流较小，所以即使将在各开关部2中并联连接的两个开关元件3内的一方的开关元件3固定为断开状态而仅在另一方开关元件3中流动电流也没有问题。在本实施方式中，仅对相对地断开状态与接通状态之间的迁移时的时间(迁移时间)较短、该迁移时的损耗也少的第二开关元件7进行开关控制，第一开关元件5被固定为断开状态。
即，在三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)的瞬时值小于低电流基准值(|I1|)的低电流区域中，通过经由第二控制信号线L2的第二开关控制信号S2的传递仅对第二开关元件7进行开关控制。第一开关元件5在该低电流区域中通过经由第一控制信号线L1的非有效状态的第一开关控制信号S1的传递而始终被控制为断开状态。SiC－MOSEFT的第二开关元件7与Si－IGBT的第一开关元件5相比，在关断时输入输出端子间电压(Vds)复原的时间(恢复时间)较短，开关损耗也少。由于恢复时间较短，所以能够缩短在各臂9中使上段侧开关部21以及下段侧开关部22都成为断开状态的期间(滞后时间)。能够缩短滞后时间，相应地能够提高开关频率。若开关频率变高，则三相交流波形的脉动变小，也减少形变。由此，由于也减少直流链路电压的脉动，所以能够减小对直流链路电压进行平滑化的平滑电容器12的静电电容，并能够实现小型化。
应用图案B以及图案C的条件是三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)的瞬时值为低电流基准值(|I1|)以上的高电流区域的情况。在高电流区域中，与低电流区域相比，在开关元件3中流动的电流较大，所以对各开关部2中并联连接的两个开关元件3双方进行调制控制。即，在三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)的瞬时值为低电流基准值(|I1|)以上的高电流区域中，通过经由第一控制信号线L1的第一开关控制信号S1的传递、以及经由第二控制信号线L2的第二开关控制信号S2的传递对第一开关元件5以及第二开关元件7双方进行开关控制。另外，优选在各开关部2中，以第一开关元件5在断开状态与接通状态之间迁移的时刻和第二开关元件7在断开状态与接通状态之间迁移的时刻不一致的方式对两开关元件3(5、7)进行开关控制。
图5示出应用图案A以及图案B的情况下的最大的三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)。应用图案B的情况下的交流电流的瞬时值的最大值为“|I2|”(后述的“高电流基准值”)。如图5所示，在三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)的瞬时值在电角θ的一周期的期间中为低电流基准值(|I1|)以上的情况下，在电角θ的一周期的期间中，进行基于图案A以及图案B双方的开关控制。即，在各相的交流电流接近振幅中心且其瞬时值小于低电流基准值(|I1|)的相位(θ)中，进行基于图案A的开关控制。另一方面，在各相的交流电流的瞬时值为低电流基准值(|I1|)以上的相位(θ)中，进行基于图案B的开关控制。
如上述那样，在高电流区域中，在各开关部2中，以第一开关元件5在断开状态与接通状态之间迁移的时刻和第二开关元件7在断开状态与接通状态之间迁移的时刻不一致的方式对两开关元件3(5、7)进行开关控制。作为一个方式，在应用图案B的情况下，在使第二开关元件7迁移为接通状态后使第一开关元件5迁移为接通状态，在使第一开关元件5迁移为断开状态后使第二开关元件7迁移为断开状态。
以下，参照图6的时间图来进行说明，但此处，忽略开关元件3的内部电阻、浮游阻抗等来进行说明。在图6所示的例子中，在时刻t1，第二开关控制信号S2成为有效状态，通过经由第二控制信号线L2的第二开关控制信号S2的传递，第二开关元件7从断开状态迁移为接通状态(开启)。若经过从时刻t1至时刻t2的迁移时间，则第二开关元件7的端子间电压(漏极-源极间电压Vds)几乎为零，在第二开关元件7中流动的电流(漏极-源极间电流Ids)也增加到最大值。由于第一开关元件5和第二开关元件7并联连接，所以第一开关元件5的端子间电压(集电极－发射极间电压Vce)也几乎为零。
在第一开关元件5的端子间电压(Vce)几乎为零的时刻t2之后的时刻t3，第一开关控制信号S1成为有效状态。通过经由第一控制信号线L1的第一开关控制信号S1的传递，第一开关元件5从断开状态迁移为接通状态(开启)。此时，由于第一开关元件5的端子间电压(Vce)几乎为零，所以几乎不会流动伴随开启而产生的过渡电流，实现所谓的零电压开关(Zero Voltage Switching)。因此，较大地减少由开关损耗比第二开关元件7大的第一开关元件5的关断所引起的损耗的产生。这样，在应用图案B的情况下，驱动控制部20在使第二开关元件7迁移为接通状态迁移后使第一开关元件5迁移为接通状态。
在第一开关元件5以及第二开关元件7从接通状态向断开状态迁移(关断)时，也在第一开关元件5能够实现零电压开关的时刻，对两元件(5、7)进行开关控制。具体而言，在第二开关元件7开始关断的时刻t5之前的时刻t4，第一开关控制信号S1成为非有效状态。通过经由第一控制信号线L1的第一开关控制信号S1的传递，第一开关元件5关断。在第一开关元件5迁移为断开状态后，在时刻t6，第二开关控制信号S2成为非有效状态。通过经由第二控制信号线L2的第二开关控制信号S2的传递，第二开关元件7关断。这样在应用图案B的情况下，驱动控制部20使第一开关元件5迁移为断开状态后使第二开关元件7迁移为断开状态。
图7示出应用图案A以及图案B以及图案C全部的情况下的最大的三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)。如上述那样，在高电流区域中有应用图案B的区域和应用图案C的区域。在高电流区域内，将应用图案B的区域称为第一高电流区域，将应用图案C的区域称为第二高电流区域。第一高电流区域是三相各相的交流电流的瞬时值为低电流基准值(|I1|)以上且小于比低电流基准值(|I1|)大的高电流基准值(|I2|)的区域。第二高电压区域是三相各相的交流电流的瞬时值为高电流基准值(|I2|)以上的区域。另外，“|I3|”表示开关部2能够允许的最大的电流值。在包含最大值来定义的情况下，第二高电压区域是三相各相的交流电流的瞬时值为高电流基准值(|I2|)以上且小于最大电流基准值(|I3|)的区域。
如图7所示，在三相各相的交流电流(Iu、Iv、Iw)的瞬时值在电角θ的一周期的期间中成为高电流基准值(|I2|)以上的情况下，在电角θ的一周期的期间中，进行基于图案A以及图案B以及图案C的全部的开关图案的开关控制。即，在各相的交流电流接近振幅中心、且其瞬时值小于低电流基准值(|I1|)的相位(θ)中，进行基于图案A的开关控制。在各相的交流电流的瞬时值为低电流基准值(|I1|)以上且小于高电流基准值(|I2|)的相位(θ)中，进行基于图案B的开关控制。并且，在各相的交流电流的瞬时值为高电流基准值(|I2|)以上的相位(θ)中，进行基于图案C的开关控制。
如上述那样，在高电流区域中，在各开关部2中，以第一开关元件5在断开状态与接通状态之间迁移的时刻和第二开关元件7在断开状态与接通状态之间迁移的时刻不一致的方式进行开关控制。对于应用图案B的情况，即第一高电流区域中的例子，如参照图6所上述那样。在应用图案C的第二高电压区域中也同样地以两开关元件(5、7)在断开状态与接通状态之间迁移的时刻不一致的方式进行开关控制。但是，如图8所例示那样，在图案C中，与图案B相反，在使第一开关元件5迁移为接通状态后使第二开关元件7迁移为接通状态，在使第二开关元件7迁移为断开状态后使第一开关元件5迁移为断开状态。
在第二高电流区域中，与第一高电流区域相比交流电流的瞬时值较大。第二开关元件7是与第一开关元件5相比断开状态与接通状态之间的迁移时间较短的元件。在第二开关元件7为那样的元件的情况下，与第一开关元件5相比，浪涌电压变高。例如一般SiC－MOSFET与Si－IGBT相比浪涌电压较高。因此，若在与第一高电流区域相比交流电流的瞬时值较大的第二高电流区域中，第二开关元件7先开启，则有可能将超过允许值的浪涌电压施加给开关元件3。
在第一高电流区域中，通过形成第二开关元件7单独成为接通状态的状态，并对开关损耗相对大的第一开关元件5进行零电压开关，从而减少一次的开启以及关断时所产生的损耗。在第二高电流区域中，形成第一开关元件5单独成为接通状态的状态，对浪涌电压相对高的第二开关元件7进行零电压开关，由此减少过渡浪涌电压的产生。另外，在第二开关元件7成为接通状态的状态下，使电流分流到两个开关元件3，所以即使瞬时值变大也抑制在开关元件3中流动的电流。
在图8所示的例子中，在时刻t11，第一开关控制信号S1成为有效状态，通过经由第一控制信号线L1的第一开关控制信号S1的传递，第一开关元件5开启。若经过从时刻t11至时刻t12的迁移时间，则第一开关元件5的端子间电压(Vce)几乎成为零，在第一开关元件5中流动的电流(Ice)也成为最大值。与第一开关元件5并联连接的第二开关元件7的端子间电压(Vds)也几乎为零。
在第二开关元件7的端子间电压(Vds)几乎成为零的时刻t12之后的时刻t13，第二开关控制信号S2成为有效状态。通过经由第二控制信号线L2的第二开关控制信号S2的传递，第二开关元件7开启。此时，由于第二开关元件7的端子间电压(Vds)几乎为零，所以几乎不会流动伴随开启而产生的过渡电流，实现所谓的零电压开关。这样在应用图案C的情况下，驱动控制部20在使第一开关元件5迁移为接通状态后使第二开关元件7迁移为接通状态。
也在第一开关元件5以及第二开关元件7关断时，在第二开关元件7能够实现零电压开关的时刻对两元件(5、7)进行开关控制。具体而言，在第一开关元件5开始关断的时刻t15之前的时刻t14，第二开关控制信号S2成为非有效状态。通过经由第二控制信号线L2的第二开关控制信号S2的传递，第二开关元件7关断。在第二开关元件7迁移为断开状态后，在时刻t16，第一开关控制信号S1成为非有效状态。通过经由第一控制信号线L1的第一开关控制信号S1的传递，第一开关元件5关断。这样在应用图案C的情况下，驱动控制部20在使第二开关元件7迁移为断开状态后使第一开关元件5迁移为断开状态。
如上述那样，特别是在包括图案B以及图案C的情况下，即使是同一相，开关图案也根据交流电流的相位(θ)而不同。另外，三相的交流电流(Iu、Iv、Iw)的瞬时值根据相位(θ)而不同。由于根据交流电流(Iu、Iv、Iw)的瞬时值来选择各相的开关图案，所以三相各相的开关图案根据相位(θ)而不同，并分别独立生成开关控制信号(S1、S2)。例如在图7所示的时刻t20，利用图案A控制U相，利用图案B控制V相，利用图案C控制W相。
由于分别独立生成三相各相的开关控制信号(S1、S2)，所以优选每个相具有分别独立的频率(开关频率)。换句话说，优选以不同的频率(载波频率)对图案A、图案B、图案C进行调制。开关控制信号(S1、S2)的频率越高，生成的交流电流的波形越接近正弦波，成为脉动、形变越少的波形。因此，优选开关控制信号(S1、S2)的频率尽可能地高。但是，若该频率变高，当然开关损耗也有增加的倾向。流向开关元件(3)的电流越少，开关损耗越小。因此，优选交流电流的瞬时值越小，该频率越高。换言之，优选三相各相的开关控制信号(S1、S2)的频率是低电流区域比高电流区域高的频率。
即，优选图案B的频率高于图案C的频率、图案A的频率高于图案B的频率。在第二动作模式中，在电角的1周期中，图案A和图案B的脉冲混合。换句话说，由开关频率高的图案A调制的相位、和由开关频率低的图案B调制的相位在电角的1周期的期间中混合。然而，如果着眼于三相交流的线间电压，则每个相的相位相差2π/3[rad]，所以以始终高的频率对任意一相进行调制(参照图5)。即，与整体以高的频率对三相交流进行调制等效。通过三相交流高频率化，减少三相交流的脉动、形变。结果减少作为逆变器10的交流电力的供给对象的旋转电机80的损耗，效率提高。换句话说，能够减少系统整体的损耗来提高效率。在第三动作模式中，在电角的1周期中，图案A、图案B和图案C的脉冲混合。由于使三相交流高频化这一点是相同的，所以省略详细的说明(参照图7)。
并且，如下述所例示那样，优选图案B的频率高于图案C的频率、图案A的频率高于图案B的频率，并且这些频率在下述的范围中可变。
图案A：f1[Hz]～f10[Hz]
图案B：f2[Hz]～f20[Hz]，其中f2＜f1，f20＜f10
图案C：f3[Hz]～f30[Hz]，其中f3＜f2，f30＜f20
如上述那样，开关控制信号(S1、S2)的频率越高，生成的交流电流的波形越接近正弦波，成为脉动、形变越少的波形。何种程度的脉动、形变在允许范围内根据利用电力转换装置1的方式、条件而不同。
作为一个方式，优选根据经由电力转换装置1驱动的旋转电机80的速度、转矩、直流与交流之间的调制率等来设定开关控制信号(S1、S2)的频率。即，优选根据旋转电机80的速度、旋转电机80的转矩(要求转矩)、从直流向交流的调制率的至少一个来设定开关控制信号的频率。
例如优选以随着旋转电机80的转矩(要求转矩)变大而变低的方式设定开关控制信号(S1、S2)的频率。另外，优选以随着旋转电机80的速度变快而变高的方式设定开关控制信号(S1、S2)的频率。另外，优选以随着调制率变高而变低的方式设定开关控制信号(S1、S2)的频率。优选在基于旋转电机80的转矩、旋转电机的旋转速度、调制率中的两个以上来设定该频率的情况下，设置规定了这些参数与频率的关系的图表等。
另外，在上述，例示了驱动成为混合动力汽车、电机汽车的驱动力源的旋转电机80的方式，但旋转电机80也可以驱动空气调节器的压缩机、油泵。
另外，在上述中，例示了以第一开关元件5在断开状态与接通状态之间迁移的时刻和第二开关元件7在断开状态与接通状态之间迁移的时刻不一致的方式进行开关控制的方式，但并不限于该方式。也可以是至少以第一开关元件5从断开状态迁移为接通状态的开启的时刻和第二开关元件7从断开状态迁移为接通状态的开启的时刻不一致的方式进行开关控制的方式。
另外，在上述中，例示了在低电流区域中通过经由第二控制信号线L2的第二开关控制信号S2的传递仅对第二开关元件7进行开关控制，在高电流区域中，通过经由第一控制信号线L1的第一开关控制信号S1的传递、以及经由第二控制信号线L2的第二开关控制信号S2的传递对第一开关元件5以及第二开关元件7双方进行开关控制的方式。然而，并不阻止在低电流区域中也对第一开关元件5以及第二开关元件7双方进行开关控制的方式。
另外，在本说明书中所公开的实施方式在所有方面不过是例示。因此，能够在不脱离本公开的主旨的范围内适当地进行各种改变。
〔实施方式的概要〕
以下，简单地对上述中所说明的电力转换装置(1)的概要进行说明。
作为一个方式，在直流电力与多个相的交流电力之间进行电力转换的电力转换装置(1)具备：
逆变器电路(10)，将两个在接通状态导通、在断开状态下非导通的开关部(2)串联连接而成的一相份的臂(9)在直流的正极(P)与直流的负极(N)之间根据多个相的交流的相数而并联连接，并将各臂(9)中的两个上述开关部(2)的连接点设为各相的交流输入输出；以及
驱动控制部(20)，输出用于对每个上述开关部(2)进行开关控制的开关控制信号(S1、S2)，
其中，每个上述开关部(2)是第一开关元件(5)和第二开关元件(7)的并联电路，该第二开关元件(7)的在断开状态与接通状态之间的迁移时间短于上述第一开关元件(5)，
独立设置每个上述开关部(2)中的、将上述第一开关元件(5)的控制端子和上述驱动控制部(20)连接的第一控制信号线(L1)和将上述第二开关元件(7)的控制端子和上述驱动控制部(20)连接的第二控制信号线(L2)，
上述驱动控制部(20)独立输出第一开关控制信号(S1)和第二开关控制信号(S2)，该第一开关控制信号(S1)是向上述第一控制信号线(L1)输出的信号，该第二开关控制信号(S2)是与上述第一开关控制信号(S1)不同、且向上述第二控制信号线(L2)输出的信号，
上述第一开关控制信号(S1)和上述第二开关控制信号(S2)是在上述第一开关元件(5)以及上述第二开关元件(7)从断开状态成为接通状态的开启时，以上述第一开关元件(5)开启的时刻和上述第二开关元件(7)开启的时刻不同的方式对上述第一开关元件(5)以及上述第二开关元件(7)进行开关的信号。
根据该结构，能够分别独立地对电特性相互不同的第一开关元件(5)和第二开关元件(7)进行开关控制。换句话说，驱动控制部(20)能够根据元件的电特性而精细地控制两开关元件(5、7)的开关时刻。例如使开启时各开关元件(3)中所产生的电涌的出现时刻分散，能够抑制两开关元件(3)的电涌叠加而成为更大的电涌。另外，在延迟成为接通状态的任意一方开关元件(3)开启时，能够将输入输出端子间(例如漏极-源极间、集电极－发射极间)的电压抑制得较低。因此，能够减少该开关元件(3)开启时所产生的过渡电流、电涌的大小。由此，能够提高包括逆变器电路(10)上所附带的各种电路部件、逆变器电路(10)的交流电力的供给对象等的系统整体的效率。即，能够使用组合电特性不同的多种开关元件(3)而构成的电力转换装置(1)来使系统整体更加高效化。
此处，优选将上述逆变器电路(10)的各相的交流电流的瞬时值小于预先规定的低电流基准值的动作区域设为低电流区域，将各相的上述交流电流的瞬时值为上述低电流基准值以上的动作区域设为高电流区域，至少在上述高电流区域中，通过上述第一开关控制信号(S1)以及上述第二开关控制信号(S2)对上述第一开关元件(5)以及上述第二开关元件(7)双方进行开关控制。另外，“上述交流电流的瞬时值”以及“上述低电流基准值”都为绝对值。
在高电流区域中，通过使用并联连接的第一开关元件(5)以及第二开关元件(7)双方的开关元件，能够适当地使大电流流动。另外，此时，通过适当地控制第一开关元件(5)以及第二开关元件(7)的关断的时刻，能够使系统整体高效化。
并且，优选在上述低电流区域中，通过上述第二开关控制信号(S2)仅对上述第二开关元件(7)进行开关控制。
由于开关部(2)并联连接两个开关元件(3(5、7))，所以各相的交流电流分开流向两个开关元件(3)。因此，能够使超过各开关元件(3)的单独的允许值的电流流向开关部(2)。但是，在交流电流的瞬时值较小的情况下，能够使电流仅流向一个开关元件(3)。由于开关部(2)并联连接特性不同的开关元件(3)，所以例如通过仅使用在断开状态与接通状态之间的迁移时间相对短的第二开关元件(7)，能够减少开关部(2)的损耗。第一开关元件(5)的控制端子和第二开关元件(7)的控制端子通过独立的不同的控制信号线(L1、L2)与驱动控制部(20)电连接。另外，驱动控制部(20)独立输出第一开关控制信号(S1)和与第一开关控制信号(S1)不同的第二开关控制信号(S2)。因此，在低电流区域中，能够适当地将第一开关元件(5)固定为断开状态，并使第二开关元件(7)进行开关动作。这样，根据本结构，能够考虑包括逆变器电路(10)上所附带的各种电路部件、逆变器电路(10)的交流电力的供给对象等的系统整体来进行更适当的开关动作。因此，能够使用组合电特性不同的多种开关元件(3)而构成的电力转换装置(1)来使系统整体更加高效化。
此处，优选上述第一开关控制信号(S1)和上述第二开关控制信号(S2)是进一步在上述第一开关元件(5)以及上述第二开关元件(7)从接通状态成为断开状态的关断时，以上述第一开关元件(5)关断的时刻和上述第二开关元件(7)关断的时刻不同的方式对上述第一开关元件(5)以及上述第二开关元件(7)进行开关的信号。
即，电力转换装置(1)以上述第一开关元件(5)在断开状态与接通状态之间迁移的时刻和上述第二开关元件(7)在断开状态与接通状态之间迁移的时刻不一致的方式进行开关控制。根据该结构，例如使开关时各开关元件(3)中所产生的电涌的出现时刻分散，并能够抑制两开关元件(3)的电涌叠加而成为更大的电涌。另外，根据该结构，在延迟从断开状态成为接通状态的任意一方开关元件(3)，或延迟从断开状态成为接通状态的任意一方开关元件(3)开关时，能够将输入输出端子间(例如漏极-源极间、集电极－发射极间)的电压抑制得较低。因此，能够减少该开关元件(3)开关时所产生的过渡电流、电涌的大小。
并且，优选在不同的时刻对上述第一开关元件(5)和上述第二开关元件(7)进行开关控制的情况下，
在各相的上述交流电流(Iu、Iv、Iw)的瞬时值为上述低电流基准值(|I1|)以上且小于比上述低电流基准值(|I1|)大的高电流基准值(|L2|)的第一高电流区域中，在使上述第二开关元件(7)迁移为接通状态后使上述第一开关元件(5)迁移为接通状态，在使上述第一开关元件(5)迁移为断开状态后使上述第二开关元件(7)迁移为断开状态，
在各相的上述交流电流(Iu、Iv、Iw)的瞬时值为上述高电流基准值(|I2|)以上的第二高电流区域中，在使上述第一开关元件(5)迁移为接通状态后使上述第二开关元件(7)迁移为接通状态，在使上述第二开关元件(7)迁移为断开状态后使上述第一开关元件(5)迁移为断开状态。
若在使第二开关元件(7)迁移为接通状态后使第一开关元件(5)迁移为接通状态，在使第一开关元件(5)迁移为断开状态后使第二开关元件(7)迁移为断开状态，则能够减少第一开关元件(5)的开关损耗。换句话说，将第一开关元件(5)开关时的输入输出端子间(例如漏极-源极间、集电极－发射极间)的电压抑制得比第二开关元件(7)开关时的输入输出端子间的电压低。第一开关元件(5)与第二开关元件(7)相比，开关时的损耗较大，所以通过减少第一开关元件(5)的开关损耗，能够减少开关部(2)的损耗。
在第二高电流区域中，与第一高电流区域相比，交流电流的瞬时值较大。第二开关元件(7)是与第一开关元件(5)相比在断开状态与接通状态之间的迁移时间较短的元件。在第二开关元件(7)为那样的元件的情况下，与第一开关元件(5)相比，浪涌电压变高。因此，在交流电流的瞬时值比第一高电流区域大的第二高电流区域中，若第二开关元件(7)先迁移为接通状态，则有可能将超过允许值的浪涌电压施加给开关元件(3)。在第二高电流区域中，先单独使浪涌电压相对低的第一开关元件(5)成为接通状态，使浪涌电压相对高的第二开关元件(7)在输入输出端子间(例如漏极-源极间、集电极－发射极间)的电压较低的状态下开启。即，能够减少伴随浪涌电压相对高的第二开关元件(7)的开关而产生的浪涌电压的大小。
另外，作为一个方式作为，优选上述开关控制信号按照多个相的交流的每个相具有分别独立的频率，并且，各相的上述开关控制信号的频率是上述低电流区域比上述高电流区域高的频率。
开关控制信号(S1、S2)的频率越高，生成的交流电流的波形越接近正弦波，成为脉动、形变越少的波形。因此，优选开关控制信号(S1、S2)的频率尽可能地高。但是，若该频率变高，当然开关损耗也有增加的倾向。在开关元件(3)中流动的电流越少，开关损耗越小。因此，优选低电流区域的三相各相的开关控制信号(S1、S2)的频率高于高电流区域的三相各相的开关控制信号(S1、S2)的频率。另外，三相的交流电流(Iu、Iv、Iw)的瞬时值根据相位(θ)而不同。由于根据交流电流的瞬时值来选择各相的开关控制信号的脉冲图案，所以三相各相的脉冲图案根据相位(θ)而不同，分别独立。因此，优选开关控制信号(S1、S2)按照多个相的交流的每个相具有分别独立的频率。
另外，作为一个方式，优选上述第一开关元件(5)是Si－IGBT或者Si－MOSFET，上述第二开关元件(7)是SiC－MOSFET、GaN－MOSFET或者SiC－IGBT。
碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)等半导体材料与硅(Si)相比带隙较宽，被称为宽带隙半导体，作为半导体材料的原材料的性能高于硅。例如与Si原材料的IGBT(Si－IGBT)相比，SiC原材料的IGBT(SiC－IGBT)、MOSEFT(SiC－MOSFET)能够进行高速开关，能够实现更高开关频率的利用。但是，以SiC或GaN为基材的元件自实用化以来历史较短，当前比Si高价。另外，例如对于开关元件能够允许的最大过渡电流而言，一般大多数情况下Si的元件比SiC的元件大。例如与SiC－MOSFET相比Si－IGBT能够允许的过渡电流较大。这样在以Si为基材的开关元件、和以SiC为基材的开关元件中，各具有优点、缺点。根据本结构，能够较好地利用两者的优点来获得适当的逆变器电路(10)以及具备逆变器电路(10)的电力转换装置(1)。
另外，作为一个方式，优选在交流的旋转电机(80)与直流电源(11)之间具备电力转换装置(1)，根据上述旋转电机(80)的速度、上述旋转电机(80)的转矩、从直流向交流的调制率的至少一个来设定上述开关控制信号(S1、S2)的频率。如上述那样，开关控制信号(S1、S2)的频率越高，生成的交流电流的波形越接近正弦波，成为脉动、形变越少的波形。何种程度的脉动、形变在允许范围内根据利用电力转换装置(1)的方式、条件而不同。因此，优选根据经由电力转换装置(1)驱动的旋转电机(80)的速度、转矩、直流与交流之间的调制率等来设定开关控制信号(S1、S2)的频率。
符号说明
1 ：电力转换装置
2 ：开关部
5 ：第一开关元件
7 ：第二开关元件
9 ：臂
10 ：逆变器(逆变器电路)
11 ：直流电源
20 ：驱动控制部
80 ：旋转电机
N ：负极
P ：正极
L1 ：第一控制信号线
L2 ：第二控制信号线
S1 ：第一开关控制信号(开关控制信号)
S2 ：第二开关控制信号(开关控制信号)

Claims (8)

1.一种车辆驱动用马达的电力转换装置，在直流电力与多个相的交流电力之间进行电力转换，具备：
逆变器电路，将两个在接通状态下导通、在断开状态下非导通的开关部串联连接而成的一相份的臂在直流的正极与直流的负极之间根据多个相的交流的相数而并联连接，并将各臂中的两个上述开关部的连接点设为各相的交流输入或输出；以及
驱动控制部，输出用于对每个上述开关部进行开关控制的开关控制信号，
其中，每个上述开关部是第一开关元件和第二开关元件的并联电路，上述第二开关元件的在断开状态和接通状态之间的迁移时间短于上述第一开关元件的在断开状态和接通状态之间的迁移时间，
独立设置每个上述开关部中的、将上述第一开关元件的控制端子和上述驱动控制部连接的第一控制信号线和将上述第二开关元件的控制端子和上述驱动控制部连接的第二控制信号线，
上述驱动控制部独立输出第一开关控制信号和第二开关控制信号，上述第一开关控制信号是向上述第一控制信号线输出的信号，上述第二开关控制信号是与上述第一开关控制信号不同、且向上述第二控制信号线输出的信号，
上述第一开关控制信号和上述第二开关控制信号是在上述第一开关元件以及上述第二开关元件从断开状态成为接通状态的开启时，以上述第一开关元件开启的时刻和上述第二开关元件开启的时刻不同的方式对上述第一开关元件以及上述第二开关元件进行开关的信号，
将上述逆变器电路的各相的交流电流的瞬时值小于预先规定的低电流基准值的动作区域设为低电流区域，
将各相的上述交流电流的瞬时值为上述低电流基准值以上的动作区域设为高电流区域，
至少在上述高电流区域中，通过上述第一开关控制信号以及上述第二开关控制信号对上述第一开关元件以及上述第二开关元件双方进行开关控制，
在上述低电流区域中，通过上述第二开关控制信号仅对上述第二开关元件进行开关控制。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
上述第一开关控制信号和上述第二开关控制信号是进一步在上述第一开关元件以及上述第二开关元件从接通状态成为断开状态的关断时，以上述第一开关元件关断的时刻和上述第二开关元件关断的时刻不同的方式对上述第一开关元件以及上述第二开关元件进行开关的信号。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
上述第一开关控制信号和上述第二开关控制信号是进一步在上述第一开关元件以及上述第二开关元件从接通状态成为断开状态的关断时，以上述第一开关元件关断的时刻和上述第二开关元件关断的时刻不同的方式对上述第一开关元件以及上述第二开关元件进行开关的信号，
在各相的上述交流电流的瞬时值为上述低电流基准值以上且小于比上述低电流基准值大的高电流基准值的第一高电流区域中，在使上述第二开关元件迁移为接通状态后使上述第一开关元件迁移为接通状态，在使上述第一开关元件迁移为断开状态后使上述第二开关元件迁移为断开状态，
在各相的上述交流电流的瞬时值为上述高电流基准值以上的第二高电流区域中，在使上述第一开关元件迁移为接通状态后使上述第二开关元件迁移为接通状态，在使上述第二开关元件迁移为断开状态后使上述第一开关元件迁移为断开状态。
4.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
上述第一开关控制信号以及上述第二开关控制信号按照多个相的交流的每个相具有分别独立的频率，并且，各相的上述第一开关控制信号以及上述第二开关控制信号的频率是上述低电流区域比上述高电流区域高的频率。
5.根据权利要求3所述的电力转换装置，其中，
上述第一开关控制信号以及上述第二开关控制信号按照多个相的交流的每个相具有分别独立的频率，并且，各相的上述第一开关控制信号以及上述第二开关控制信号的频率是上述低电流区域比上述高电流区域高的频率。
6.根据权利要求1～5中的任意一项所述的电力转换装置，其中，
上述第一开关元件是Si－IGBT或者Si－MOSFET，上述第二开关元件是SiC－MOSFET、GaN－MOSFET或者SiC－IGBT。
7.根据权利要求1～5中的任意一项所述的电力转换装置，其中，
在交流的旋转电机与直流电源之间具备上述电力转换装置，
根据上述旋转电机的速度、上述旋转电机的转矩、从直流向交流的调制率的至少一个来设定上述第一开关控制信号以及上述第二开关控制信号的频率。
8.根据权利要求6所述的电力转换装置，其中，
在交流的旋转电机与直流电源之间具备上述电力转换装置，
根据上述旋转电机的速度、上述旋转电机的转矩、从直流向交流的调制率的至少一个来设定上述第一开关控制信号以及上述第二开关控制信号的频率。
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