CN102835017B - 逆变器装置以及使用该逆变器装置的电气设备 - Google Patents

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Abstract

本发明是一种具备上臂开关电路、下臂开关电路以及驱动它们的控制部的逆变器装置，还具备构成上臂开关电路的多个电压驱动型的开关元件、构成下臂开关电路的多个电流驱动型的开关元件以及向上臂开关电路和下臂开关电路的开关元件施加驱动电压的自举电路，由此降低电路损耗来提高效率。

Description

逆变器装置以及使用该逆变器装置的电气设备
技术领域
本发明涉及一种由多个开关元件构成并进行马达等负载的驱动的逆变器装置以及使用该逆变器装置的电气设备，特别涉及一种用于风扇马达的驱动装置的吸尘器。
背景技术
逆变器装置将来自电源的输入电力转换为期望的输出频率的交流电，用于驱动马达等。并且，逆变器装置一般由具有多个串联电路的开关电路构成，该串联电路中按照电源电压的施加方向将上游侧和下游侧的两个开关元件串联连接。此外，在后文中，将构成上游侧的开关电路称为“上臂开关电路”、构成下游侧的开关电路称为“下臂开关电路”。并且，使用电压驱动型的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅极双极型晶体管)、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor：金属-氧化层-半导体-场效晶体管)等作为开关元件。
以往，在一般的逆变器装置中，上臂开关电路和下臂开关电路的全部的开关元件由相同的元件构成。
另一方面，公开了上臂开关电路中使用IGBT而下臂开关电路中使用MO SFET的逆变器装置(例如，参照专利文献1)。其利用了如下特性：IGBT导通(ON)时的两端间电压为固定值所引起的高电压、高电流输出时的损耗小的特性、由MO SFET的导通、截止速度快所引起的高频开关特性以及低电压、低电流输出时的损耗小的特性。由此，能够提高逆变器装置的效率。
但是，上述逆变器装置中，以不同的种类(IGBT和MOSFET)的电压驱动型的开关元件构成上臂开关电路和下臂开关电路，因此，考虑不同的开关元件的导通损耗和开关损耗两者来使逆变器装置的效率最大化是很困难的。
另外，公开了一种具备逆变器电路的动力产生装置，该逆变器电路具有自举电路，该自举电路中使用蓄积在电容器中的电荷作为上臂开关电路和下臂开关电路的开关元件的驱动电源(例如，参照专利文献2)。
此时，使用电压驱动型的相同的元件(IGBT)作为上臂开关电路和下臂开关电路的开关元件。并且，为了防止自举电路的电容器的电压下降，以规定值以下的占空比的PWM信号驱动上臂开关电路。由此，简化电路结构，能够实现小型、轻量化且廉价的逆变器电路。
但是，在上述逆变器电路中，难以利用上臂开关电路和下臂开关电路的电压驱动型的开关元件来实现导通损耗、开关损耗等电路损耗的降低、高速驱动。
因此，当在上臂开关电路和下臂开关电路中使用电路损耗小且能够进行高速驱动的电流驱动型的开关元件时，需要大的驱动电力。因此，需要自举电路以外的新的驱动电源、或需要由大容量的电容器来构成自举电路。其结果，无法实现高效率的、小型、轻量化的且廉价的逆变器电路。
专利文献1:日本特开2007-129848号公报
专利文献2:日本特开平11-252970号公报
发明内容
发明要解决的问题
本发明是一种逆变器装置，具备上臂开关电路、下臂开关电路以及驱动它们的控制部，该逆变器装置还具备：上臂开关电路的电压驱动型的开关元件、下臂开关电路的电流驱动型的开关元件、向各开关元件施加驱动电压的自举电路。
由此，能够降低电路成本并且能够通过最佳地控制开关元件的驱动来实现低电路损耗且高效率的逆变器装置。
另外，本发明的电气设备具有将上述逆变器装置用于马达的驱动装置的结构。由此，能够实现廉价且驱动效率优良的电气设备。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的逆变器装置的结构的结构图。
图2是说明本发明的实施方式1所涉及的逆变器装置的相对于载波频率的电路损耗的示意图。
图3是说明在本发明的实施方式1所涉及的逆变器装置中只对下臂开关电路进行PWM驱动时的驱动方法的图。
图4是说明在本发明的实施方式1所涉及的逆变器装置中只对上臂开关电路进行PWM驱动时的驱动方法的图。
图5是说明本发明的实施方式1所涉及的逆变器装置对PWM驱动进行切换的输出频率的图。
图6是说明本发明的实施方式2所涉及的逆变器装置的驱动方法的图。
图7是说明本发明的实施方式2的其它例子所涉及的逆变器装置的驱动方法的图。
图8是说明切换本发明的实施方式2所涉及的逆变器装置的驱动方法的输出频率的图。
图9是表示本发明的实施方式3所涉及的吸尘器的概要的剖视立体图。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的实施方式。此外，本发明并未被本实施方式所限定。
(实施方式1)
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的逆变器装置的结构的结构图。
如图1所示，关于从交流电源1输入的交流电力，构成为：通过整流电路4、平滑电容器5暂时向逆变器装置2提供直流化的电源电压，通过控制部28施加从逆变器装置2输出的三相(U相、V相、W相)信号来驱动马达3。
这里，逆变器装置2包括：由开关元件22、23、24构成的上臂开关电路、由开关元件25、26、27构成的下臂开关电路、由自举电路构成的驱动电路21以及控制它们的控制部28。并且，上臂开关电路和下臂开关电路的对应的各组开关元件(22、25)、(23、26)、(24、27)分别串联连接，构成三相的串联电路。此外，在图1中只图示驱动开关元件22、25的自举电路，省略了驱动开关元件23、26以及驱动开关元件24、27的自举电路。此时，上臂开关电路的开关元件22、23、24使用例如IGBT半导体器件等电压驱动型的开关元件，各开关元件并联连接有续流二极管22a、23a、24a。另外，下臂开关电路的开关元件25、26、27使用能够进行比上臂开关电路的开关元件22、23、24高速的开关动作且高效率的例如电流驱动型的氮化镓(GaN)半导体器件。此外，电压驱动型的开关元件通过切换施加在栅极端子的电压来进行通流的切换，电流驱动型的开关元件通过切换施加在栅极端子的电流来进行通流的切换。
并且，从各串联电路中的上臂开关电路和下臂开关电路的三个连接点C1、C2、C3连接到作为负载的马达3，来以规定输出频率向马达3提供三相的交流电力。
另外，控制部28控制各开关元件22~27使得逆变器装置2输出使马达3以期望的转数进行旋转的例如三相的交流电力。此时，一般使用脉宽调制(Pulse Width Modulation，以下称为“PWM”)驱动作为开关元件的控制方法，PWM驱动中根据以载波频率产生的驱动脉冲时间宽度来控制输出电压。
由此，在上臂开关电路和下臂开关电路中使用电压驱动型和电流驱动型的不同特性的开关元件，并考虑以下说明的开关元件的特性来以最优的驱动方法进行驱动，由此能够以廉价的结构实现具有高效率的逆变器装置。
另外，驱动电路21由自举电路构成，该自举电路具备上臂驱动电路32、下臂驱动电路33、驱动电源29、低电压侧连接到上臂开关电路与下臂开关电路的连接点C1的电容器31、以及使驱动电源29与电容器31之间连接的二极管30。并且，驱动电路21驱动构成各相的上臂开关电路和下臂开关电路的各组开关元件。此时，上臂驱动电路32驱动上臂开关电路的开关元件22、23、24，下臂驱动电路33驱动下臂开关电路的开关元件25、26、27。
另外，从驱动电源29经由下臂驱动电路33向下臂开关电路的开关元件提供以控制部28的载波频率调制所得到的驱动电压。并且，从电容器31经由上臂驱动电路32向上臂开关电路的开关元件提供以控制部28的载波频率调制所得到的驱动电压。
以下说明对经由上臂驱动电路32向上臂开关电路的开关元件提供驱动电压的电容器31进行充电的方法。
首先，当下臂开关电路的开关元件导通(ON)时，上臂开关电路的开关元件与下臂开关电路的开关元件的连接点C1、C2、C3的电位连接在由平滑电容器5进行直流化的电源电压的低电位侧5a、即输入到逆变器装置2的直流电力的低电位侧5a而成为等电位。由此，从驱动电源29经由二极管30对电容器31进行充电。并且，利用充入电容器31中的电荷经由上臂驱动电路驱动上臂开关电路的开关元件。
由此，能够通过一个驱动电源29来驱动上臂开关电路和下臂开关电路这两者。因此，能够实现小型且低成本的驱动电路。
但是，通常，关于由自举电路构成的驱动电路21，通过充入电容器31中的电荷提供驱动上臂驱动电路32的驱动电压，因此只有非常少的电力用于驱动。因此，如果将能够以非常少的电力进行驱动的电压驱动型的开关元件用于上臂开关电路，则能够以充入电容器31中的电荷来进行驱动。另一方面，当在上臂开关电路中使用需要很多电力的电流驱动型的开关元件时，驱动需要非常大容量的电容器，驱动电路的成本上升以及驱动电路大型化。
因此，本实施方式的逆变器装置在上臂开关电路中使用例如IGB T半导体器件等电压驱动型的开关元件22、23、24来实现以具有小型且少容量的电容器31的自举电路驱动开关元件。另一方面，在下臂开关电路中使用例如GaN半导体器件等电流驱动型的开关元件25、26、27。此时，下臂开关电路能够直接由驱动电源29进行驱动，因此即使由自举电路构成驱动电路21也能够容易地驱动电流驱动型的开关元件25、26、27。
以下说明本发明的实施方式的逆变器装置的最优的驱动方法。
首先，使用附图说明逆变器装置的相对于载波频率的电路损耗。这里，电路损耗包含开关元件的导通损耗和开关损耗。
图2是说明本发明的实施方式1所涉及的逆变器装置的相对于载波频率的电路损耗的示意图。
此外，一般在以PWM方式来驱动开关元件的情况下，由开关元件产生的电路损耗随着PWM的载波频率变高而增加。另一方面，在不进行PWM驱动的情况下，开关元件的电路损耗相对于载波频率不发生变化。另外，通常用于上臂开关电路的电压驱动型的开关元件的电路损耗为比用于下臂开关电路的电流驱动型的开关元件的电路损耗大的值。
同样地，PWM驱动时的相对于载波频率的电路损耗的增加比例是下臂开关电路的开关元件小。另外，不进行PWM驱动时的电路损耗也是下臂开关电路的开关元件小。
这是由于：与用于上臂开关电路的开关元件22、23、24的IGBT半导体器件相比，用于下臂开关电路的开关元件25、26、27的氮化镓(GaN)半导体器件的导通(ON)损耗小，能够进行高速的开关动作且效率也高。
接着，使用附图说明实施方式1所涉及的逆变器装置的驱动方法。
图3是说明在本发明的实施方式1所涉及的逆变器装置中只对下臂开关电路进行PWM驱动时的驱动方法的图。图4是说明在本发明的实施方式1所涉及的逆变器装置中只对上臂开关电路进行PWM驱动时的驱动方法的图。
即，如图3所示，针对马达的转子的相位角度每120度切换施加在三相(U相、V相、W相)的电压，并且改变进行PWM驱动的下臂开关电路的开关元件的通流率(占空比)，由此调整输出电压。另一方面，如图4所示，针对马达的转子的相位角度每120度切换施加在三相(U相、V相、W相)的电压，并且改变进行PWM驱动的上臂开关电路的开关元件的通流率(占空比)，由此调整输出电压。由此，图3或者图4所示的哪种驱动方法都能够从逆变器装置输出期望的输出频率的电力来驱动成为负载的马达。
此时，图3以及图4的驱动方法中的电路损耗如图2所示那样为各电路损耗之和。具体地说，在只对图3所示的下臂开关电路进行PWM驱动的情况下，为进行PWM驱动时的下臂开关电路的开关元件的电路损耗与不进行PWM驱动时的上臂开关电路的开关元件的电路损耗之和。同样地，在只对图4所示的上臂开关电路进行PWM驱动的情况下，为进行PWM驱动时的上臂开关电路的开关元件的电路损耗与不进行PWM驱动时的下臂开关电路的开关元件的电路损耗之和。
并且，如图2所示，在载波频率比规定载波频率f1大(高)的情况下，只对下臂开关电路进行PWM驱动的话电路损耗少。相反地，在载波频率比规定载波频率f1小(低)的情况下，只对上臂开关电路进行PWM驱动的话电路损耗变少。
即，本发明的逆变器装置通过在上臂开关电路和下臂开关电路中使用不同的特性(电压驱动型和电流驱动型)的开关元件并利用规定载波频率f1来切换PWM驱动，能够配合各开关元件的特性以低的电路损耗来最佳地进行驱动。由此，能够实现廉价结构的且电路损耗少的、效率高的逆变器装置。
以下说明利用规定载波频率驱动开关元件并对上臂开关电路和下臂开关电路的PWM驱动进行切换来降低逆变器装置的电路损耗所得到的输出频率。
图5是说明本发明的实施方式1所涉及的逆变器装置对PWM驱动进行切换的输出频率的图。此外，图5作为一个例子而示出载波频率比规定载波频率f1大(高)的情况。
图5示出在逆变器装置所输出的交流的输出频率为规定输出频率s1以下的情况下只对图4所示的上臂开关电路进行PWM驱动。另一方面，示出在输出频率超过规定输出频率s1的情况下只对下臂开关电路进行PWM驱动。由此，能够实现能够以少的电路损耗进行驱动的逆变器装置。这里，规定输出频率s1是使自举电路的电容器的电压与经由上臂驱动电路驱动上臂开关电路的开关元件的驱动电压相等的输出频率。
以下说明在输出频率为规定输出频率s1时在上臂开关电路或者下臂开关电路中切换PWM驱动的理由。
构成本实施方式的逆变器装置的驱动电路21的自举电路在下臂开关电路导通(ON)的期间内对电容器31进行充电并使用充电电荷以规定载波频率来驱动上臂开关电路的开关元件。
因此，当下臂开关电路的开关元件的导通(ON)时间相对于上臂开关电路的开关元件的导通(ON)时间短时，电容器31的充电没有充分进行。其结果，当电容器31的电压比上臂开关电路的开关元件的驱动电压低时无法驱动开关元件。
特别是，在只对下臂开关电路进行PWM驱动的情况下，当使上臂开关电路的开关元件连续导通(ON)的时间长时，作为使上臂开关电路的开关元件导通(ON)的驱动电压的电容器31的电压下降。
即，在逆变器装置的输出频率为规定输出频率s1以下的情况下，如图3所示，当只对下臂开关电路进行PWM驱动时上臂开关电路的开关元件连续导通(ON)，因此电容器31的电压下降。因此，为了防止电容器31的电压下降，在输出频率为规定输出频率s1以下的情况下，如图4所示，只对上臂开关电路进行PWM驱动。由此，能够稳定地驱动上臂开关电路的开关元件。
另一方面，在逆变器装置的输出频率超过规定输出频率s1的情况下，图5中假定载波频率比规定载波频率f1大(高)的情况，因此只要只对下臂开关电路进行PWM驱动即可。由此，能够实现电路损耗少的逆变器装置。
如上所述，通过逆变器装置利用规定输出频率s1对上臂开关电路或者下臂开关电路进行PWM驱动的切换，能够在输出频率的全域中以电路损耗少的状态来驱动逆变器装置。
(实施方式2)
以下根据附图详细地说明本发明的实施方式2所涉及的逆变器装置。此外，实施方式2所涉及的逆变器装置的结构与实施方式1的逆变器装置相同。同样地，控制部28控制逆变器装置2使得输出使马达3以期望的转数进行旋转的交流电力。此时，开关元件22~27通过调整正弦波电压的驱动脉冲时间宽度而输出的脉宽调制(PWM)来控制。
图6是说明本发明的实施方式2所涉及的逆变器装置的驱动方法的图。
如图6所示，是如下的驱动方法：使从逆变器装置输出的三相(U相、V相、W相)输出电压的最小电压在规定期间内只将一相接于直流低电位侧而对其它两相进行PWM驱动。
以下使用图6具体地说明逆变器装置的驱动方法。
即，如图6所示，例如U相输出电压在相位角210度~330度的120度的期间接于直流低电位侧的最小电压，V相输出电压在相位角0度~90度和相位角330度~360度的期间接于直流低电位侧的最小电压，W相输出电压在相位角90度~210度的期间接于直流低电位侧的最小电压。并且，例如在U相输出电压接于最小电压的期间内，对其它两相(V相、W相)进行PWM驱动使得三相的相间成为正弦波。以下将上述驱动方法称为“下接两相调制”。此外，直流低电位侧的最小电压意味着由图1所示的平滑电容器5进行直流化的电源电压(平滑电容器的端子电压)的低电位侧5a的电位。
此时，上臂开关电路的开关元件22、23、24的驱动脉冲如图6中的U相上驱动、V相上驱动、W相上驱动那样输出。另一方面，下臂开关电路的开关元件25、26、27的驱动脉冲如图6中的U相下驱动、V相下驱动、W相下驱动那样输出。由此，从逆变器装置2输出期望的输出频率的电力来驱动成为负载的马达3。
并且，在以图6所示的PWM来驱动逆变器装置的情况下，所输出的三相输出电压为偏向直流低电位侧的低电位的电压。因此，下臂开关电路的开关元件25、26、27的导通(ON)时间为比上臂开关电路的开关元件22、23、24的导通(ON)时间大的值。
此时，在本实施方式的逆变器装置中，下臂开关电路的电流驱动型的开关元件的导通(ON)损耗比上臂开关电路的电压驱动型的开关元件的导通(ON)损耗小。因此，通过缩短导通(ON)损耗大的上臂开关电路的导通(ON)时间，能够降低电路损耗。其结果，根据上述PWM驱动方法，能够实现降低了电路损耗的逆变器装置。
以下说明本发明的实施方式2的逆变器装置的其它的例子。
本实施方式的其它例子所涉及的逆变器装置涉及一种在上臂开关电路的电压驱动型的开关元件比下臂开关电路的电流驱动型的开关元件导通(ON)损耗低的情况下的驱动方法的逆变器装置。
图7是说明本发明的实施方式2的其它例子所涉及的逆变器装置的驱动方法的图。
如图7所示，使从逆变器装置输出的三相(U相、V相、W相)输出电压的最大电压在规定期间内只将一相接于直流高电位侧并且对其它两相进行PWM驱动。
以下使用图7具体地说明逆变器装置的驱动方法。
即，如图7所示，例如，U相输出电压在相位角30度~150度的120度的期间接于直流高电位侧的最大电压，V相输出电压在相位角150度~270度的期间接于直流高电位侧的最大电压，W相输出电压在相位角0度~30度的期间和相位角270度~360度的期间接于直流高电位侧的最大电压。并且，例如，在U相输出电压接于最大电压的期间内对其它两相(V相、W相)进行PWM驱动使得三相的相间成为正弦波。以下将上述驱动方法称为“上接两相调制”。此外，直流高电位侧的最大电压意味着由图1所示的平滑电容器5进行直流化的电源电压(平滑电容器的端子电压)的高电位侧5b的电位。
此时，上臂开关电路的开关元件22、23、24的驱动脉冲如图7中的U相上驱动、V相上驱动、W相上驱动那样输出。另一方面，下臂开关电路的开关元件25、26、27的驱动脉冲如图7中的U相下驱动、V相下驱动、W相下驱动那样输出。
由此，从逆变器装置2输出期望的输出频率的电力来驱动成为负载的马达3。
并且，在以图7所示的PWM驱动逆变器装置的情况下，所输出的三相输出电压为偏向直流高电位侧的高电位的电压。因此，下臂开关电路的开关元件25、26、27的导通(ON)时间为比上臂开关电路的开关元件22、23、24的导通(ON)时间小的值。
此时，在本实施方式的其它例子的逆变器装置中，下臂开关电路的电流驱动型的开关元件的导通(ON)损耗比上臂开关电路的电压驱动型的开关元件的导通(ON)损耗大。因此，通过缩短导通(ON)损耗大的下臂开关电路的导通(ON)时间，能够降低电路损耗。其结果，根据上述PWM驱动方法，能够实现降低了电路损耗的逆变器装置。
以下说明切换本发明的实施方式2的逆变器装置的驱动方法的输出频率。
图8是说明切换本发明的实施方式2所涉及的逆变器装置的驱动方法的输出频率的图。在这种情况下，以上臂开关电路的电压驱动型的开关元件比下臂开关电路的电流驱动型的开关元件导通(ON)损耗低的情况为例进行说明。
如图8所示，在逆变器装置所输出的交流频率为规定输出频率s2以下的情况下，通过使图6所示的三相的输出电压的最小电压接于直流低电位侧的上述下接两相调制对逆变器装置进行PWM驱动。另一方面，在逆变器装置所输出的交流频率超过规定输出频率s2的情况下，通过使图7所示的三相的输出电压的最大电压接于直流高电位侧的上述上接两相调制对逆变器装置进行PWM驱动。
由此，能够实现能够在输出频率的全域中以少的电路损耗进行驱动的逆变器装置。这里，规定输出频率s2是使自举电路的电容器的电压与通过上臂驱动电路驱动上臂开关电路的开关元件的驱动电压相等的输出频率。
以下说明以规定输出频率s2来切换逆变器装置的驱动方法的理由。
作为本实施方式的逆变器装置的驱动电路21的自举电路在下臂开关电路导通(ON)的期间对电容器31进行充电，并使用充电电荷以规定载波频率来驱动上臂开关电路的开关元件。
因此，当下臂开关电路的开关元件的导通(ON)时间相对于上臂开关电路的开关元件的导通(ON)时间短时电容器31的充电没有充分进行。其结果，当电容器31的电压比上臂开关电路的开关元件的驱动电压低时无法驱动开关元件。
特别是，当进行在使三相中的一相的输出电压接于作为最大电压的直流高电位侧的期间对其它两相进行PWM驱动的上接两相调制的情况下，当上臂开关电路的开关元件连续导通(ON)的时间长时，作为使上臂开关电路的开关元件导通(ON)的驱动电压的电容器31的电压下降。
即，在逆变器装置的输出频率为规定输出频率s2以下的情况下，上臂开关电路的开关元件连续导通(ON)，因此电容器31的电压下降。因此，为了防止电容器31的电压下降，而在输出频率为规定输出频率s2以下的情况下，进行在使三相中的一相的输出电压接于作为最小电压的直流低电位侧的期间对其它两相进行PWM驱动的下接两相调制。由此，能够稳定地驱动上臂开关电路的开关元件。
另一方面，在交流频率超过输出频率s2的情况下，只要使用上接两相调制驱动逆变器装置即可。由此，能够实现电路损耗少的逆变器装置。
如上文中说明那样，通过将逆变器装置以规定输出频率s2来切换下接两相调制和上接两相调制，能够在输出频率的全域中以电路损耗少的状态来驱动逆变器装置。
如上所述，根据实施方式1和实施方式2的逆变器装置，通过在上臂开关电路中使用电压驱动型的开关元件并在下臂开关电路中使用与电压驱动型的开关元件不同种类的开关元件，由自举电路构成驱动电路，能够实现驱动电路的简化和低成本。另外，通过以规定输出频率切换开关元件的驱动方法来最佳地进行驱动控制，能够实现稳定驱动并且降低电路损耗、提高了效率的逆变器装置。
(实施方式3)
以下，作为本发明的实施方式3所涉及的电气设备，以吸尘器为例根据附图进行说明。
图9是表示本发明的实施方式3所涉及的吸尘器的概要的剖视立体图。
即，本实施方式内置实施方式1或者实施方式2中说明的逆变器装置，来作为吸尘器的风扇用的马达的驱动装置而使用。
具体地说，如图9所示，吸尘器通过逆变器装置将从电源插座92输入的交流电源以规定的输出频率进行输出，来驱动吸尘器主体90的内部的例如逆变器风扇马达等风扇用的马达91。由此，使风扇以规定的转数进行旋转来作为吸入灰尘等的吸尘器而发挥功能。
即，根据实施方式，能够通过安装低成本、高效率的逆变器装置来以廉价的结构实现具有高效率和高可靠性并且高吸入效率的吸尘器。
此外，在上述实施方式3中，作为电气设备，以吸尘器中使用了逆变器装置为例进行了说明，但是不限于此。例如，也可以用于洗衣机、空调、冰箱、动力装置的马达的驱动装置，能够获得相同的效果。
此外，在上述各实施方式中，以使用氮化镓(GaN)作为电流驱动型的开关元件并使用IGBT作为电压驱动型的开关元件的例子进行了说明，但是不限于此。例如，如果是相同的特性，则也可以使用MOSFET元件作为电压驱动型的开关元件并使用双极性晶体管元件等半导体元件作为电流驱动型的开关元件。由此，能够扩大开关元件的选择的范围，实现与所要求的性能相应的逆变器装置。
产业上的可利用性
本发明能够广泛利用于要求高效率、高可靠性的逆变器装置、使用该逆变器装置的吸尘器等电气设备的用途。
附图标记说明
1：交流电源；2：逆变器装置；3：马达；4：整流电路；5：平滑电容器；5a：低电位侧；5b：高电位侧；21：驱动电路；22、23、24、25、26、27：开关元件；22a、23a、24a：续流二极管；28：控制部；29：驱动电源；30：二极管；31：电容器；32：上臂驱动电路；33：下臂驱动电路；90：吸尘器主体；91：马达；92：电源插座；C1、C2、C3：连接点。

Claims (20)

1.一种逆变器装置，具备上臂开关电路和下臂开关电路以及驱动该上臂开关电路和该下臂开关电路的控制部，该逆变器装置的特征在于，具有：
多个电压驱动型的开关元件，其构成上述上臂开关电路；
多个电流驱动型的开关元件，其构成上述下臂开关电路；以及
自举电路，其向上述上臂开关电路和上述下臂开关电路的上述开关元件施加驱动电压，
在载波频率超过规定载波频率的情况下，以脉宽调制即PWM方式驱动构成上述下臂开关电路的上述开关元件和构成上述上臂开关电路的上述开关元件中的电路损耗小的开关元件。
2.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，
在载波频率为规定载波频率以下的情况下，以脉宽调制即PWM方式驱动构成上述下臂开关电路的上述开关元件和构成上述上臂开关电路的上述开关元件中的电路损耗大的开关元件。
3.一种逆变器装置，具备上臂开关电路和下臂开关电路以及驱动该上臂开关电路和该下臂开关电路的控制部，该逆变器装置的特征在于，具有：
多个电压驱动型的开关元件，其构成上述上臂开关电路；
多个电流驱动型的开关元件，其构成上述下臂开关电路；以及
自举电路，其向上述上臂开关电路和上述下臂开关电路的上述开关元件施加驱动电压，
在载波频率为规定载波频率以下的情况下，以脉宽调制即PWM方式驱动构成上述下臂开关电路的上述开关元件和构成上述上臂开关电路的上述开关元件中的电路损耗大的开关元件。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
用于对上述上臂开关电路和上述下臂开关电路的驱动方法进行切换的上述规定载波频率是使以脉宽调制即PWM方式驱动上述下臂开关电路时的电路损耗与以脉宽调制即PWM方式驱动上述上臂开关电路时的电路损耗相等的载波频率。
5.一种逆变器装置，具备上臂开关电路和下臂开关电路以及驱动该上臂开关电路和该下臂开关电路的控制部，该逆变器装置的特征在于，具有：
多个电压驱动型的开关元件，其构成上述上臂开关电路；
多个电流驱动型的开关元件，其构成上述下臂开关电路；以及
自举电路，其向上述上臂开关电路和上述下臂开关电路的上述开关元件施加驱动电压，
在输出频率为规定输出频率以下的情况下，以脉宽调制即PWM方式驱动上述上臂开关电路。
6.根据权利要求5所述的逆变器装置，其特征在于，
上述自举电路具有：
驱动电源，其通过下臂驱动电路向上述下臂开关电路施加上述驱动电压；
电容器，其通过上臂驱动电路向上述上臂开关电路施加上述驱动电压，该电容器的低电压侧连接于上述上臂开关电路的上述开关元件与上述下臂开关电路的上述开关元件的连接点；以及
二极管，其使上述驱动电源与上述电容器之间连接。
7.根据权利要求6所述的逆变器装置，其特征在于，
上述规定输出频率是使上述自举电路的上述电容器的电压与上述上臂开关电路的上述开关元件的驱动电压相等的输出频率。
8.一种逆变器装置，具备上臂开关电路和下臂开关电路以及驱动该上臂开关电路和该下臂开关电路的控制部，该逆变器装置的特征在于，具有：
多个电压驱动型的开关元件，其构成上述上臂开关电路；
多个电流驱动型的开关元件，其构成上述下臂开关电路；以及
自举电路，其向上述上臂开关电路和上述下臂开关电路的上述开关元件施加驱动电压，
构成上述下臂开关电路的上述电流驱动型的开关元件在与构成上述上臂开关电路的上述电压驱动型的开关元件相比导通损耗小的情况下，通过使三相输出电压的最小电压接于电源电压的低电位侧的两相调制来以脉宽调制即PWM方式进行驱动。
9.根据权利要求8所述的逆变器装置，其特征在于，
构成上述上臂开关电路的上述电压驱动型的开关元件在与构成上述下臂开关电路的上述电流驱动型的开关元件相比导通损耗小的情况下，通过使三相输出电压的最大电压接于电源电压的高电位侧的两相调制来以脉宽调制即PWM方式进行驱动。
10.一种逆变器装置，具备上臂开关电路和下臂开关电路以及驱动该上臂开关电路和该下臂开关电路的控制部，该逆变器装置的特征在于，具有：
多个电压驱动型的开关元件，其构成上述上臂开关电路；
多个电流驱动型的开关元件，其构成上述下臂开关电路；以及
自举电路，其向上述上臂开关电路和上述下臂开关电路的上述开关元件施加驱动电压，
构成上述上臂开关电路的上述电压驱动型的开关元件在与构成上述下臂开关电路的上述电流驱动型的开关元件相比导通损耗小的情况下，通过使三相输出电压的最大电压接于电源电压的高电位侧的两相调制来以脉宽调制即PWM方式进行驱动。
11.根据权利要求9或10所述的逆变器装置，其特征在于，
在输出频率为规定输出频率以下的情况下，通过使上述三相输出电压的最小电压接于上述电源电压的低电位侧的两相调制来以脉宽调制即PWM方式进行驱动。
12.根据权利要求1、3、5、8、10中的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
上述电压驱动型的开关元件是IGBT。
13.根据权利要求1、3、5、8、10中的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
上述电压驱动型的开关元件是MOSFET。
14.根据权利要求1、3、5、8、10中的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
上述电流驱动型的开关元件是氮化镓半导体即GaN半导体。
15.根据权利要求1、3、5、8、10中的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
上述电流驱动型的开关元件是双极性晶体管半导体。
16.根据权利要求1、3、8中的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，
上述自举电路具有：
驱动电源，其通过下臂驱动电路向上述下臂开关电路施加上述驱动电压；
电容器，其通过上臂驱动电路向上述上臂开关电路施加上述驱动电压，该电容器的低电压侧连接于上述上臂开关电路的上述开关元件与上述下臂开关电路的上述开关元件的连接点；以及
二极管，其使上述驱动电源与上述电容器之间连接。
17.根据权利要求10所述的逆变器装置，其特征在于，
上述自举电路具有：
驱动电源，其通过下臂驱动电路向上述下臂开关电路施加上述驱动电压；
电容器，其通过上臂驱动电路向上述上臂开关电路施加上述驱动电压，该电容器的低电压侧连接于上述上臂开关电路的上述开关元件与上述下臂开关电路的上述开关元件的连接点；以及
二极管，其使上述驱动电源与上述电容器之间连接。
18.根据权利要求17所述的逆变器装置，其特征在于，
在输出频率为规定输出频率以下的情况下，通过使上述三相输出电压的最小电压接于上述电源电压的低电位侧的两相调制来以脉宽调制即PWM方式进行驱动。
19.根据权利要求18所述的逆变器装置，其特征在于，
上述规定输出频率是使上述自举电路的上述电容器的电压与上述上臂开关电路的上述开关元件的驱动电压相等的输出频率。
20.一种电气设备，其特征在于，将根据权利要求1、3、5、8、10中的任一项所述的逆变器装置用于该电气设备的马达的驱动装置。
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Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013128356A (ja) * 2011-12-19 2013-06-27 Panasonic Corp モータインバータ装置
JP5857189B2 (ja) * 2011-12-27 2016-02-10 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 インバータ装置
JP5997567B2 (ja) * 2012-10-03 2016-09-28 日立アプライアンス株式会社 モータ制御装置及び空気調和機
WO2015079569A1 (ja) * 2013-11-29 2015-06-04 新電元工業株式会社 インバータ装置
JP6194812B2 (ja) * 2014-02-18 2017-09-13 トヨタ自動車株式会社 半導体モジュール
JP2016092920A (ja) * 2014-10-31 2016-05-23 三菱電機株式会社 電動送風機及び電気掃除機
WO2016194835A1 (ja) * 2015-05-29 2016-12-08 日本電産株式会社 直流ブラシレスモータ制御装置
WO2017038214A1 (ja) * 2015-08-28 2017-03-09 富士電機株式会社 半導体装置
JP6607137B2 (ja) * 2016-04-21 2019-11-20 株式会社デンソー 蓄電装置
JP6576371B2 (ja) 2017-01-13 2019-09-18 ミネベアミツミ株式会社 モータ駆動制御装置
JP7100562B2 (ja) * 2018-11-05 2022-07-13 株式会社Soken 駆動システム
CN110011549A (zh) * 2019-01-21 2019-07-12 关键禾芯科技股份有限公司 调压整流电路系统
CN111106785B (zh) * 2019-12-31 2022-06-14 无锡同方聚能控制科技有限公司 一种电器故障提示的电机控制方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101174801A (zh) * 2007-10-30 2008-05-07 黑龙江工商职业技术学院 一种少开关五电平电压源型逆变装置及其控制方法

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63262062A (ja) * 1987-04-17 1988-10-28 Fuji Electric Co Ltd インバ−タの主回路
JPH0662037B2 (ja) 1987-11-11 1994-08-17 旭精密株式会社 表示間隔切換機能を有するデジタル表示製図機
JPH0731182A (ja) * 1993-07-12 1995-01-31 Sharp Corp 直流電動機駆動用インバータ制御回路
US7053587B2 (en) * 2004-02-10 2006-05-30 Denso Corporation Apparatus for controlling three-phase AC motor on two-phase modulation technique
JP4801905B2 (ja) * 2005-01-11 2011-10-26 アルプス電気株式会社 モータ駆動制御装置
JP4492371B2 (ja) * 2005-02-01 2010-06-30 パナソニック株式会社 インバータ制御方法
JP4300209B2 (ja) * 2005-11-04 2009-07-22 東芝キヤリア株式会社 インバータ装置
JP2007318891A (ja) * 2006-05-25 2007-12-06 Toyota Industries Corp スイッチング素子駆動用電源回路
JP4799512B2 (ja) * 2007-08-31 2011-10-26 三菱電機株式会社 電力変換装置およびその装置を用いた空気調和機
JP4528321B2 (ja) * 2007-09-26 2010-08-18 シャープ株式会社 スイッチング回路、回路、並びにスイッチング回路及び駆動パルス生成回路を含む回路
JP5433214B2 (ja) * 2007-12-07 2014-03-05 パナソニック株式会社 モータ駆動回路
JP2010051165A (ja) * 2008-07-24 2010-03-04 Panasonic Corp 半導体装置のゲート駆動回路及びそれを用いた電力変換装置
JP2010035387A (ja) * 2008-07-31 2010-02-12 Daikin Ind Ltd 電圧形駆動素子のゲート駆動装置

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101174801A (zh) * 2007-10-30 2008-05-07 黑龙江工商职业技术学院 一种少开关五电平电压源型逆变装置及其控制方法

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JP2011205764A (ja) 2011-10-13
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